JP2004104861A

JP2004104861A - 電圧形ｐｗｍインバータ装置

Info

Publication number: JP2004104861A
Application number: JP2002260313A
Authority: JP
Inventors: ▲高▼田　茂生; Shigeo Takada
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2002-09-05
Filing date: 2002-09-05
Publication date: 2004-04-02

Abstract

【課題】負荷側に蓄積されたエネルギーの無駄な消費を抑制しつつ、簡易かつ安全に動作させることができ、更に、ＰＷＭインバータで一般的に存在するキャリア周波数成分の騒音の低減をも図ることができる電圧型ＰＷＭインバータ装置を提供する。
【解決手段】整流手段２と、整流された直流電圧を平滑する直流電圧平滑手段４と、スイッチング素子７およびダイオード８を逆並列接続したスイッチング手段を２個直列接続し、一方を上アームＵ１、Ｖ１、Ｗ１、他方を下アームＵ２、Ｖ２、Ｗ２とするアームを複数個並列接続して構成され、各アームに平滑された直流電圧が印加されると共に、各アームの上アームと下アームとの接続部が負荷６に接続された逆変換手段５とを備え、上記逆変換手段は、上記各アームのスイッチング素子を全てＯＦＦとする回生モードを有する構成とする。
【選択図】　　　　図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、電圧形ＰＷＭインバータ装置、例えば家庭用および産業用モータの駆動用としての電圧形ＰＷＭインバータ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図８は、例えば電気学会発行の「半導体電力変換回路」のＰ９３に開示された３相電圧型インバータ装置の一般的な回路構成を示すものである。
この図において、１は交流電源、２は交流電源１の電圧を直流電圧に変換する整流手段、３は直流リアクトル、４は直流リアクトル３と共に整流された直流電圧を平滑する直流電圧平滑手段、５は平滑された直流電圧を所望の大きさと周波数の交流出力電圧に変換し、負荷であるモータ６に供給する逆変換手段で、以下に述べるような構成とされている。即ち、Ｕ、Ｖ、Ｗは直流電圧平滑手段４に対して並列接続された３相分のアームで、Ｕ相のアームは、スイッチング素子７とダイオード８とを逆並列接続した上アームＵ１と、同じくスイッチング素子７とダイオード８とを逆並列接続した下アームＵ２とを直列接続して構成され、上アームＵ１と下アームＵ２との接続部が負荷６に接続されている。
Ｖ相アームＶとＷ相アームＷもＵ相アームＵと同様に構成されている。
【０００３】
インバータ動作は、各相アームＵ、Ｖ、Ｗの上アームＵ１、Ｖ１、Ｗ１と下アームＵ２、Ｖ２、Ｗ２のスイッチング素子７が互いに相補的にＯＮ、ＯＦＦして負荷６に所望の大きさ、周波数の交流出力電圧を供給する。また、各スイッチング素子７は、三角波キャリア波形と各相の比較波形との比較にもとづいてＰＷＭパターンを生成し、このＰＷＭパターンにもとづいてＯＮ、ＯＦＦ制御が行なわれる。ここで、負荷６の電流挙動に着目すると、上下アームの短絡防止期間中の電流極性による出力電流歪が効率・振動特性等に影響するが、これに対しては、例えば特許第２７５６０４９号公報に示されているように、負荷電流の極性に応じて各相の上下アームの一方を休止させ、上下短絡を回避して上下アームの短絡防止期間を不要とする手法がとられている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
従来の電圧形ＰＷＭインバータ装置は、上記のように構成されていたので、以下に述べるような問題点があった。即ち、各相の全上アームまたは全下アームをＯＮとする、いわゆるゼロベクトルを適用し出力電圧が低いほどその適用量が増大する方式となっているが、ゼロベクトルは負荷を短絡するモードであり、負荷にエネルギー蓄積要素があれば、それを消費しつつ制動をかけることになる。即ち、せっかく蓄えたエネルギーを無駄に消費することになる。
ここで、エネルギー蓄積要素とは、負荷がモータである場合には、機械的な慣性運動エネルギーや、電気回路的なリアクトル成分およびコンデンサ成分の蓄積エネルギーである。
この発明は、上記のような問題点を解消するためになされたもので、負荷側に蓄積されたエネルギーの無駄な消費を抑制しつつ、簡易かつ安全に動作させることができ、更に、ＰＷＭインバータで一般的に存在するキャリア周波数成分の騒音の低減をも図ることができる電圧形ＰＷＭインバータ装置を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る電圧形ＰＷＭインバータ装置は、交流電源の電圧を直流電圧に変換する整流手段と、整流された直流電圧を平滑する直流電圧平滑手段と、スイッチング素子およびダイオードを逆並列接続したスイッチング手段を２個直列接続し、一方を上アーム、他方を下アームとするアームを複数個並列接続して構成され、各アームに平滑された直流電圧が印加されると共に、各アームの上アームと下アームとの接続部が負荷に接続された逆変換手段とを備え、上記逆変換手段は、上記各アームのスイッチング素子を全てＯＦＦとすることにより上記負荷に蓄積されたエネルギーを上記直流電圧平滑手段に還流させる回生モードを有するものである。
【０００６】
この発明に係る電圧形ＰＷＭインバータ装置は、また、上記負荷に流通する電流を計測する出力電流計測手段を備え、上記出力電流計測手段による計測値の極性にもとづいて上記逆変換手段の各アームの上アームまたは下アームいずれかのスイッチング素子をＯＦＦにするようにしたものである。
【０００７】
この発明に係る電圧形ＰＷＭインバータ装置は、また、上記逆変換手段の各スイッチング素子の開閉制御が、全スイッチング素子のＯＦＦ状態から、上アーム１つがＯＮ、下アーム１つがＯＮの状態を経て順次、上アームまたは下アームのＯＮ数を増加させ、全アーム動作後は、１アームずつ順次ＯＦＦさせ、上アーム１つがＯＮ、下アーム１つがＯＮの状態を経て、全スイッチング素子のＯＦＦ状態に至るパターンで行なわれるものである。
【０００８】
この発明に係る電圧形ＰＷＭインバータ装置は、また、上記各スイッチング素子を開閉制御し、所望の出力電圧を得るためのＰＷＭパターンが、キャリア波形と比較波形とにもとづいて生成されたＰＷＭパターンのＯＮ幅を、上記スイッチング素子の動作遅れにもとづく特性影響分について補正することにより形成されたものである。
【０００９】
この発明に係る電圧形ＰＷＭインバータ装置は、また、上記負荷を３相とし、上記各スイッチング素子を開閉制御するＰＷＭパターンを、比較波形と三角波キャリア波形との波高値比較により求めるようにしたものにおいて、出力電流の１周期を各相出力電流の極性の組み合わせによる６つのステージに分割し、各ステージ毎に出力電流極性が唯一異なる相の比較波形が三角波キャリア波形の端点の一定波高値となるように、全相の比較波形を同一方向に同一量変位し、かつ一定値となる相の出力電流極性が正の場合には、他の相の下アームのＯＮ期間を上記三角波キャリア波形との比較で求め、一定値となる相の上アームのＯＮ期間を他の相の下アームのＯＮ期間のいずれか一方と同一にすると共に、一定値となる相の出力電流極性が負の場合には、他の相の上アームのＯＮ期間を上記三角波キャリア波形との比較で求め、一定値となる相の下アームのＯＮ期間を他の相の上アームのＯＮ期間のいずれか一方と同一にするものである。
【００１０】
この発明に係る電圧形ＰＷＭインバータ装置は、また、上記出力電流の極性の判定に際し、上記出力電流計測手段による計測値に対して、絶対値で所定値以下の範囲を不感帯とし、この不感帯においては不感帯に入る直前の極性から反転させた極性とするものである。
【００１１】
この発明に係る電圧形ＰＷＭインバータ装置は、また、上記出力電流の極性の判定に際し、２相以上の出力電流の計測値が不感帯に位置する場合には、不感帯に位置する各相の出力相電圧基本波の極性と同じにするものである。
【００１２】
この発明に係る電圧形ＰＷＭインバータ装置は、また、上記逆変換手段の起動時に、各相の出力電流の極性判定を、出力相電圧基本波の極性と同じにするものである。
【００１３】
この発明に係る電圧形ＰＷＭインバータ装置は、また、上記出力相電圧基本波の極性の切り替わり時点と、上記出力電流計測手段の計測値にもとづく出力電流極性の切り替わり時点とが出力１周期の３０°以上遅れた場合には、ステージを強制的に進めるものである。
【００１４】
この発明に係る電圧形ＰＷＭインバータ装置は、また、ステージ切り替わり時点で各アーム毎に上アームのＯＮと下アームのＯＮとの間のＯＦＦ期間が所定時間以上となるように次段のＯＮ開始タイミングに制限を設けたものである。
【００１５】
この発明に係る電圧形ＰＷＭインバータ装置は、また、キャリアの周期をＴ、各アームのＯＮ期間のうち短いＯＮ期間をＴ１、長いＯＮ期間をＴ２としたとき、Ｔ２のＯＮタイミングをキャリアの起点から０〜（Ｔ−Ｔ２）の間で選定し、Ｔ１のＯＮタイミングを、Ｔ２のＯＮから０〜（Ｔ２−Ｔ１）経過の間で選定するようにしたものである。
【００１６】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１を図にもとづいて説明する。
図１は、この発明の実施の形態１の構成を示す制御ブロック図、図２は、実施の形態１の制御説明図であり、ＰＷＭパターンを三角波比較方式で生成する際の、出力電流極性から比較電圧波形を生成する部分を示す。図３は、同じく実施の形態１の制御説明図であり、ＰＷＭパターンを三角波比較方式で生成する際の、比較電圧波形（原型）に対応した各ステージで選択されるスイッチング手段のＯＮ、ＯＦＦパターンを示す。図４は、実施の形態１のＰＷＭパターンの生成手法の説明図であり、ＰＷＭパターンを三角波比較方式で生成する際の、各スイッチング手段のＯＮ、ＯＦＦタイミングの決定方法を示す。
【００１７】
図１において、１は交流電源、２は交流電源１の電圧を直流電圧に変換する整流手段、３は直流リアクトル、４は直流リアクトル３と共に整流された直流電圧を平滑する直流電圧平滑手段、５は平滑された直流電圧を所望の大きさと周波数の交流出力電圧に変換し、負荷であるモータ６に供給する逆変換手段で、以下に述べるような構成とされている。即ち、Ｕ、Ｖ、Ｗは直流電圧平滑手段４に対して並列接続された３相分のアームで、Ｕ相のアームは、スイッチング素子７とダイオード８とを逆並列接続した上アームＵ１と、同じくスイッチング素子７とダイオード８とを逆並列接続した下アームＵ２とを直列接続して構成され、上アームＵ１と下アームＵ２との接続部が負荷６に接続されている。Ｖ相アームＶとＷ相アームＷもＵ相アームＵと同様に構成されている。
【００１８】
また、１０はＵ相の出力電流測定手段、１１はＷ相の出力電流測定手段であり後述する制御ブロックの作用により任意の大きさと周波数の出力電圧を得る。
即ち、１２はＵ相出力電流測定手段１０およびＷ相出力電流測定手段１１からＶ相出力電流を演算するＶ相電流演算手段、１３は３相電流の各々の電流極性を判定する電流極性判定手段、１４は電流極性判定手段１３の判定値および後述する出力電圧位相角設定手段１５の出力にもとづいて後述するステージを判定するステージ判定手段、１５は出力電圧位相角設定手段、１６はゲイン設定手段、１７はゲイン設定手段１６および出力電圧位相角設定手段１５の設定値並びにステージ判定手段１４からのステージ情報にもとづいて比較波形を生成する比較波形生成手段、１８はキャリア周波数設定手段、１９はキャリア周波数設定手段１８およびステージ判定手段１４の設定値にもとづいて三角波キャリアを生成する三角波キャリア生成手段、２０は比較波形生成手段１７からの比較波形および三角波キャリア生成手段１９からの三角波キャリアにもとづいてＰＷＭパターンを生成するＰＷＭ生成手段、２１はＰＷＭパターンを補正する補正手段で、詳細については後述する。
【００１９】
２２は補正されたＰＷＭパターンにもとづいて逆変換手段５のスイッチング素子７のＯＮ、ＯＦＦを制御する駆動回路で、各相アームの上アームＵ１、Ｖ１、Ｗ１および下アームＵ２、Ｖ２、Ｗ２に対する制御信号を発生する。
図２は、電流極性判定手段１３およびステージ判定手段１４による判定結果と、ゲイン設定手段１６および出力電圧位相角設定手段１５の設定値により比較波形を生成する比較波形生成手段１７の波形生成方法を説明するための説明図で、（ａ）は負荷電流の波形図であり、Ｚは絶対値で所定値以下の範囲に設定された不感帯を示す。（ｂ）は電流極性判定手段１３による極性判定と、ステージ判定手段１４による判定結果を示す図、（ｃ）はゲイン設定手段１６によるゲインｇの設定と、比較波形生成手段１７によって生成された比較波形の原型を示す。
（ｄ）は比較波形の原型に重畳される重畳波形、（ｅ）は比較波形の原型に重畳波形を重畳して生成された比較波形を示す。
【００２０】
電流極性判定手段１３では、負荷に流れ込む方向を＋として電流の極性を判定する。また、出力電流の絶対値が不感帯に位置する場合には極性不定とし、次段のステージ判定手段１４に最終判定を委ねる。ステージ判定手段１４では、出力電流の極性の組み合わせにより、以下に示す６通りのステージＩ〜ＶＩを設定する。
【表１】

【００２１】
ここで、出力電流の極性が１相不定（電流極性判定手段１３において１相の電流値が不感帯に位置する）の場合には、その相が前回判定時の極性から切り替わったと判断してステージを決定する。これは、有効電流を流しやすくするためである。また、２相以上不定（電流極性判定手段１３において２相以上の電流値が不感帯に位置する）の場合には、出力電圧位相角設定手段１５の設定に対して力率１の同位相としてステージを決定する。即ち、出力相電圧基本波の極性と同じと判定する。これは、力行成分を多くして出力電流を増加するという意味である。
インバータの始動時も出力電圧と同位相、即ち、出力相電圧基本波の極性と同じとするが、その位相角はＵ相の比較電圧波形の原型の正弦波が０ＶでステージＩ開始ポイントとする。これは、始動時は力行成分を多くする必要があると共に、ステージの切り替わりを抑制するためには今決めた力率１という位相においてステージが切り替わるポイントからの始動が望ましいからである。
【００２２】
また、出力電圧と出力電流の位相が３０度以上ずれた場合、即ち、出力相電圧基本波の極性の切り替わり時点と、出力電流測定手段１０、１１の計測値にもとづく出力電流極性の切り替わり時点とが出力１周期の３０度以上遅れた場合には、ステージは強制的に次のステージに切替える。これは、±３０度を越えると、固定したい相が比較波形中の絶対値で最大の相ではなくなるため、ＰＷＭ演算がこの実施の形態ではできなくなるためである。従って、３０度以上ずれた場合には強制的にステージを切替えるようにしている。しかし、負荷としてＤＣ−ＢＬＭ（リラクタンスＤＣモータ）を適用した場合には一般に負荷の力率は１に近くなるので問題にはならない。このように予め不確定要素を排除した仕組みつくりをしておくことで安定した動作を可能とする。比較波形生成手段１７では、図２（ｂ）に示すステージ情報と、図２（ｃ）に示す比較波形の原型の正弦波のゲインと位相角の情報から図２（ｃ）のハッチング部、即ち、図２（ｄ）に示す重畳波形を決定し、図２（ｅ）に示す比較波形を生成する。
なお、図２（ｄ）に示す重畳波形は定常状態では比較波形（原型）の３ｎ次調波成分であり、比較波形は相電圧相当であるため、相間電圧とした場合には、相殺されて相間電圧には現れない成分である。
【００２３】
図３は、ステージ別の各スイッチング素子に適用されるＯＮ、ＯＦＦパターンを示すものであるが、ガイドとして図２（ｃ）の比較波形（原型）を付している。
ＯＮ、ＯＦＦパターンの表示は、括弧内に順にＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各アームのスイッチング素子の状態を示しており、１は上アームがＯＮ、０は下アームがＯＮ、×は上下アーム共にＯＦＦの状態を示す。また、各ステージ毎に比較波形の上下関係でさらに（ａ）（ｂ）の２つに分けて示している。いずれのタイミングにおいても３通りのパターンから構成されている。
従来装置においても、上２つのパターンである１、０の意味付けによるＰＷＭ制御は実施されていたが、×モードはなかった。そして、選択されるパターンとしては２^３＝８の８通りであった。
【００２４】
この実施の形態では、新たに×モードが加わったことにより、単純には３^３　＝２７の２７通りが考えられるが、実使用上有効なパターンは図３に示した１３通りのパターンである。これらは、全てのアームが上下ともＯＦＦのパターン（×××）と、どれか１つの上アームがＯＮで、他の１つの下アームがＯＮの組み合わせの６通り（×０１）（１０×）（１×０）（×１０）（０１×）（０×１）と、どれか１つの上アームがＯＮで、残り２つの下アームがＯＮの組み合わせの３通り（１００）（０１０）（００１）と、どれか１つの下アームがＯＮで、残り２つの上アームがＯＮの組み合わせの３通り（１０１）（１１０）（０１１）とからなる。
【００２５】
具体的なＯＮ、ＯＦＦの選定は図４に示すような方法で行なう。
図４では、（ａ）はステージＩ、（ｂ）はステージＩＩを例示しているが、他のステージの場合も同様である。比較波形Ｕ、Ｖ、Ｗは上述のように生成し、１相が上限または下限で一定値となるが、一定になる方向によって異なるキャリア三角波を設定する。即ち、（ａ）に示すステージＩのように下限で一定（Ｖ相）の場合は下に凸、（ｂ）に示すステージＩＩのように上限で一定（Ｕ相）の場合は上に凸のキャリア三角波を用いる。
以下、１キャリア周期内のキャリア三角波と比較波形Ｕ、Ｖ、Ｗとの比較にもとづく各スイッチング手段に対するＰＷＭパターンの生成について説明する。
これらを組み合わせることによりＰＷＭ波形で比較波形を模擬することができる。キャリア周期Ｔが比較波形周期（出力電圧周期）に対して十分短いものとして、１キャリア周期内での比較波形のレベルを一定として示している。
また、１相が上限または下限で一定値となるように、全相の比較波形を同一方向に同一量変位させた状態を示している
【００２６】
図４（ａ）のステージＩでは、下に凸の三角波と比較波形との比較により、比較波形の方が大きい場合にその相（Ｕ相、Ｗ相）の上アームをＯＮとし、図示のようなＰＷＭパターンを生成する。下アームは、下限に張り付いた相（ステージＩではＶ相）の下アームを、上アームがＯＮしている他の相のいずれか一方のＯＮタイミングで図示のようにＯＮさせる。
図４（ｂ）のステージＩＩでは、上に凸の三角波と比較波形との比較により、比較波形の方が小さい場合にその相（Ｖ相、Ｗ相）の下アームをＯＮとし、図示のようなＰＷＭパターンを生成する。上アームは、上限に張り付いた相（ステージＩＩではＵ相）の上アームを、下アームがＯＮしている他の相のいずれか一方のＯＮタイミングで図示のようにＯＮさせる。
このようにすることで、キャリア１周期中のＰＷＭパターンは、全ＯＦＦ→２相ＯＮ→３相ともＯＮ→２相ＯＮ→全ＯＦＦ、と推移する形となり、不要なスイッチング動作を抑制しつつＰＷＭ波形で比較波形を模擬することができる。
【００２７】
実施の形態１は以上のように構成されているため、次のような効果を奏する。すべてのアームで上下アームともＯＦＦのパターンは、動作としては負荷に流れる電流の流路がスイッチング手段のダイオード８になり、エネルギーが平滑コンデンサ４に還流する、いわゆる回生モードになる。実施の形態１においては、従来のゼロベクトルに相当する部分に上下アームともＯＦＦのモードを挿入することを特徴とする。ゼロベクトルは（０，０，０）または（１，１，１）で表されるスイッチングの組み合わせであり、負荷短絡に相当するが、負荷短絡では負荷に蓄積されたエネルギーは短絡電流により熱となって消費される。
この実施の形態における回生モードでは、平滑コンデンサ４に負荷６の持っていたエネルギーを移動して蓄え、次の力行時にそのエネルギーを活用することができる。
【００２８】
また、上述した先行文献にも示されているように、電流極性＋の場合の下アームＯＮおよび電流極性−の場合の上アームＯＮは、ＯＮ時にも並列接続のダイオードに通流するだけなので、出力波形に影響を与えることがなく無駄な動作であるが、実施の形態１のようにＰＷＭパターンを生成すれば、その無駄な動作を削減することができる。このことにより、上下アームのＯＮ、ＯＦＦ切り替え時の短絡防止のための制御が不要となり、比較波形のＰＷＭによる再現性が良く歪を少なくすることができる。なお、上述した実施の形態１では、出力電流測定手段１０、１１の測定結果にもとづいて、出力電流の極性を判定するようにしているが、これに限られるものではなく、上下アーム共ＯＦＦ時の相電圧値により、下アームのスイッチング素子間電圧が直流電圧値の場合は−、０Ｖの場合は＋と判定するようにしても同様に実施することができる。
【００２９】
実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２を図にもとづいて説明する。この実施の形態は、実施の形態１の基本的な機能に補正機能を付加することにより、実施の形態１の機能を増強しようとするものである。
図５は、実施の形態２の機能を説明するための説明図である。補正機能は図１における補正手段２１によるもので、上述したＰＷＭパターンに対してスイッチング手段の動作遅れに対する時間補償を行なうものである。（ａ）（ｂ）はそれぞれ異なる実施例を示している。ステージとしては、（ａ）（ｂ）ともステージＩを例示しているが、いずれのステージでも同様である。スイッチング手段の動作遅れとしては、ＯＦＦ→ＯＮの遅れＴｏｎと、ＯＮ→ＯＦＦの遅れＴｏｆｆを考慮する。
（ａ）では、△Ｔとして△Ｔ＝Ｔｏｆｆ−Ｔｏｎを求め、個々のＰＷＭスイッチングに対して、ＯＮ→ＯＦＦのタイミングを図示のように、△Ｔだけ早めるようにしたものである。
また、（ｂ）では、個々のＰＷＭスイッチングに対して、ＯＦＦ→ＯＮのタイミングを図示のように、Ｔｏｎだけ早め、ＯＮ→ＯＦＦのタイミングをＴｏｆｆだけ早めるようにしたものである。
このようにすることで、スイッチング手段の動作遅れによる出力電圧歪を抑制することができる。
【００３０】
実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３を図にもとづいて説明する。この実施の形態も、実施の形態１の基本的な機能に補正機能を付加することにより、実施の形態１の機能を増強しようとするものである。
図６は、実施の形態３の機能を説明するための説明図である。この実施の形態は、ＰＷＭパターンの生成においてステージ切り替え時に、制御上、同一相の上下アームのＯＮを短時間で切り替えるタイミングが発生した際の危険回避を図るためのものである。図６において、（ａ）は一例としてステージＩを示すものであり、（ｂ）はステージＩＩを示すものであるが、他のステージ間の切り替えについても同様である。これら各ステージにおけるＰＷＭパターンは、図４で詳述した手法にもとづいて生成されるが、図６の場合、（ａ）（ｂ）間で同一相の上下アームのＯＮが最も短時間で切り替わるのはＷ相である。
【００３１】
ステージＩでＷ相の上アームがＯＮ→ＯＦＦに切り替わった後、Ｗ相の下アームがＯＦＦ→ＯＮとなる時点は、図４で説明したＰＷＭパターンの生成手法によれば、図６（ｂ）のｔであるが、その間隔が上下アームの短絡防止のために必要な時間として予め設定されている所定時間Ｔｄより小さい場合には、図６（ｂ）に示すように、△ｔだけ下アームのＯＮタイミングを遅らせて、Ｗ相上アームのＯＮと下アームのＯＮとの間のＯＦＦ期間が所定時間Ｔｄとなるように補正し、保護を図っている。この場合、ステージＩＩにおいて上限に張り付いているＵ相上アームのＯＮタイミングも図示のように、△ｔだけ遅れることになる。
なお、上下アームのＯＮ切り替え時間がＴｄ以上になる相については補正は行なわない。
実施の形態３は上述のように、ステージ切り替え時に出力電流極性が反転した相に対しては所定時間Ｔｄ以上のＯＮ禁止区間を設け、ＰＷＭ演算において所定時間Ｔｄ以下の短期間での切り替えと演算された場合でも、所定時間Ｔｄ以上のＯＦＦ期間を確保するようにしている。
このようにすることで、上下アームのＯＮ切り替え時における短絡モードの発生を抑制することができる。
【００３２】
実施の形態４．
次に、この発明の実施の形態４を図にもとづいて説明する。この実施の形態も、実施の形態１の基本的な機能に補正機能を付加することにより、実施の形態１の機能を増強しようとするものである。
図７は、実施の形態４の機能を説明するための説明図である。
この発明においては、ＰＷＭパターンの生成において、キャリア周期を三角波で前後バランスした形で比較し、ＰＷＭ生成するので、キャリア周波数成分の出力電圧歪が集中的に発生し、負荷から発生する磁気音がキャリア周波数の倍数の集中的な音になることがあるため、実施の形態４はこれを回避しようとするものである。図７において、（ａ）は図４の手法によって求められたＰＷＭパターンを示しており、Ｔはキャリア周期を、Ｔ１は短い方のＯＮ幅を、Ｔ２は長い方のＯＮ幅をそれぞれ示している。また、（ｂ）は補正後のＰＷＭパターンを示す。いずれもステージＩを例示するものであるが、他のステージにおいても同様に実施することができる。
【００３３】
補正制御としては、上記Ｔ１およびＴ２をＴ期間内でランダムなタイミングで発生させるようにする。まず、Ｔ２に対してそのＯＮタイミングを変動させる。Ｔ２のＯＮタイミングとしては、キャリアの起点から０〜（Ｔ−Ｔ２）の間でランダムに選定し、図７（ｂ）に示すようにする。また、Ｔ１のＯＮタイミングとしては、Ｔ２のＯＮタイミング確定後、Ｔ２のＯＮを起点として０〜（Ｔ２−Ｔ１）経過の間でランダムに選定し、図７（ｂ）に示すようにする。
このように、Ｔ１，Ｔ２の開始タイミングを所定の制約条件の下ではあるがランダムに変動させることで、キャリア周波数成分を分散させることができ、集中的な音の発生を抑制することができる。
【００３４】
【発明の効果】
この発明に係る電圧型ＰＷＭインバータ装置は、交流電源の電圧を直流電圧に変換する整流手段と、整流された直流電圧を平滑する直流電圧平滑手段と、スイッチング素子およびダイオードを逆並列接続したスイッチング手段を２個直列接続し、一方を上アーム、他方を下アームとするアームを複数個並列接続して構成され、各アームに平滑された直流電圧が印加されると共に、各アームの上アームと下アームとの接続部が負荷に接続された逆変換手段とを備え、上記逆変換手段は、上記各アームのスイッチング素子を全てＯＦＦとすることにより上記負荷に蓄積されたエネルギーを上記直流電圧平滑手段に還流させる回生モードを有するものであるため、平滑コンデンサに負荷の持っていたエネルギーを移動して蓄え、次の力行時にそのエネルギーを活用することができる。また、上下アームのＯＮ、ＯＦＦ切り替え時における短絡防止のための制御が不要となり、比較波形のＰＷＭによる再現性が良く歪を少なくすることができる。
【００３５】
この発明に係る電圧形ＰＷＭインバータ装置は、また、上記各スイッチング素子を開閉制御し、所望の出力電圧を得るためのＰＷＭパターンが、キャリア波形と比較波形とにもとづいて生成されたＰＷＭパターンのＯＮ幅を、上記スイッチング素子の動作遅れにもとづく特性影響分について補正することにより形成されたものであるため、スイッチング手段の動作遅れによる出力電圧歪を抑制することができる。
【００３６】
この発明に係る電圧形ＰＷＭインバータ装置は、また、ステージ切り替わり時点で各アーム毎に上アームのＯＮと下アームのＯＮとの間のＯＦＦ期間が所定時間以上となるように次段のＯＮ開始タイミングに制限を設けたものであるため、上下アームのＯＮ切り替え時における短絡モードの発生を抑制することができる。
【００３７】
この発明に係る電圧形ＰＷＭインバータ装置は、また、キャリアの周期をＴ、各アームのＯＮ期間のうち短いＯＮ期間をＴ１、長いＯＮ期間をＴ２としたとき、Ｔ２のＯＮタイミングをキャリアの起点から０〜（Ｔ−Ｔ２）の間で選定し、Ｔ１のＯＮタイミングを、Ｔ２のＯＮから０〜（Ｔ２−Ｔ１）経過の間で選定するようにしたため、ＰＷＭパターンにおけるＯＮ開始タイミングを所定の制約条件の下ではあるが、ランダムに変動させることにより、キャリア周波数成分を分散させることができ、集中的な音の発生を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１の構成を示す制御ブロック図である。
【図２】この発明の実施の形態１の制御説明図である。
【図３】この発明の実施の形態１の別の制御説明図である。
【図４】この発明の実施の形態１のＰＷＭパターンの生成手法の説明図である。
【図５】この発明の実施の形態２の機能を説明するための制御説明図である。
【図６】この発明の実施の形態３の機能を説明するための制御説明図である。
【図７】この発明の実施の形態４の機能を説明するための説明図である。
【図８】一般的な３相電圧型インバータ装置の回路構成を示す回路図である。
【符号の説明】
１　交流電源、　　　２　整流手段、　　　４　直流電圧平滑手段、
５　逆変換手段、　　　６　負荷、　　　７　スイッチング素子、
８　ダイオード、　　　Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１　上アーム、
Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２　下アーム、　　　１０、１１　出力電流測定手段、
１２　Ｖ相電流演算手段、　　　１３　電流極性判定手段、
１４　ステージ判定手段、　　　１５　出力電圧位相角設定手段、
１６　ゲイン設定手段、　　　１７　比較波形生成手段、
１８　キャリア周波数設定手段、　　　１９　三角波キャリア生成手段、
２０　ＰＷＭ生成手段、　　　２１　補正手段、　　　２２　駆動回路。

Claims

交流電源の電圧を直流電圧に変換する整流手段と、整流された直流電圧を平滑する直流電圧平滑手段と、スイッチング素子およびダイオードを逆並列接続したスイッチング手段を２個直列接続し、一方を上アーム、他方を下アームとするアームを複数個並列接続して構成され、各アームに平滑された直流電圧が印加されると共に、各アームの上アームと下アームとの接続部が負荷に接続された逆変換手段とを備え、上記逆変換手段は、上記各アームのスイッチング素子を全てＯＦＦとすることにより上記負荷に蓄積されたエネルギーを上記直流電圧平滑手段に還流させる回生モードを有することを特徴とする電圧形ＰＷＭインバータ装置。
上記負荷に流通する電流を計測する出力電流計測手段を備え、上記出力電流計測手段による計測値の極性にもとづいて上記逆変換手段の各アームの上アームまたは下アームいずれかのスイッチング素子をＯＦＦにするようにしたことを特徴とする請求項１記載の電圧形ＰＷＭインバータ装置。
上記逆変換手段の各スイッチング素子の開閉制御は、全スイッチング素子のＯＦＦ状態から、上アーム１つがＯＮ、下アーム１つがＯＮの状態を経て順次、上アームまたは下アームのＯＮ数を増加させ、全アーム動作後は、１アームずつ順次ＯＦＦさせ、上アーム１つがＯＮ、下アーム１つがＯＮの状態を経て、全スイッチング素子のＯＦＦ状態に至るパターンで行なわれることを特徴とする請求項１または請求項２記載の電圧形ＰＷＭインバータ装置。
上記各スイッチング素子を開閉制御し、所望の出力電圧を得るためのＰＷＭパターンは、キャリア波形と比較波形とにもとづいて生成されたＰＷＭパターンのＯＮ幅を、上記スイッチング素子の動作遅れにもとづく特性影響分について補正することにより形成されたものであることを特徴とする請求項３記載の電圧形ＰＷＭインバータ装置。
上記負荷を３相とし、上記各スイッチング素子を開閉制御するＰＷＭパターンを、比較波形と三角波キャリア波形との波高値比較により求めるようにしたものにおいて、出力電流の１周期を各相出力電流の極性の組み合わせによる６つのステージに分割し、各ステージ毎に出力電流極性が唯一異なる相の比較波形が三角波キャリア波形の端点の一定波高値となるように、全相の比較波形を同一方向に同一量変位し、かつ一定値となる相の出力電流極性が正の場合には、他の相の下アームのＯＮ期間を上記三角波キャリア波形との比較で求め、一定値となる相の上アームのＯＮ期間を他の相の下アームのＯＮ期間のいずれか一方と同一にすると共に、一定値となる相の出力電流極性が負の場合には、他の相の上アームのＯＮ期間を上記三角波キャリア波形との比較で求め、一定値となる相の下アームのＯＮ期間を他の相の上アームのＯＮ期間のいずれか一方と同一にすることを特徴とする請求項３記載の電圧形ＰＷＭインバータ装置。
上記出力電流の極性の判定は、上記出力電流計測手段による計測値に対し、絶対値で所定値以下の範囲を不感帯とし、この不感帯においては不感帯に入る直前の極性から反転させた極性とすることを特徴とする請求項５記載の電圧形ＰＷＭインバータ装置。
上記出力電流の極性の判定は、２相以上の出力電流の計測値が不感帯に位置する場合には、不感帯に位置する各相の出力相電圧基本波の極性と同じにすることを特徴とする請求項５記載の電圧形ＰＷＭインバータ装置。
上記逆変換手段の起動時は、各相の出力電流の極性判定を、出力相電圧基本波の極性と同じにすることを特徴とする請求項５記載の電圧形ＰＷＭインバータ装置。
上記出力相電圧基本波の極性の切り替わり時点と、上記出力電流計測手段の計測値にもとづく出力電流極性の切り替わり時点とが出力１周期の３０°以上遅れた場合には、ステージを強制的に進めることを特徴とする請求項５記載の電圧形ＰＷＭインバータ装置。
ステージ切り替わり時点で各アーム毎に上アームのＯＮと下アームのＯＮとの間のＯＦＦ期間が所定時間以上となるように次段のＯＮ開始タイミングに制限を設けたことを特徴とする請求項５記載の電圧形ＰＷＭインバータ装置。
キャリアの周期をＴ、各アームのＯＮ期間のうち短いＯＮ期間をＴ１、長いＯＮ期間をＴ２としたとき、Ｔ２のＯＮタイミングをキャリアの起点から０〜（Ｔ−Ｔ２）の間で選定し、Ｔ１のＯＮタイミングを、Ｔ２のＯＮから０〜（Ｔ２−Ｔ１）経過の間で選定するようにしたことを特徴とする請求項５記載の電圧形ＰＷＭインバータ装置。