JP2001136749A

JP2001136749A - 圧電インバータ駆動装置

Info

Publication number: JP2001136749A
Application number: JP31922099A
Authority: JP
Inventors: Takatoshi Ono; 貴敏小野; Kenji Kataoka; 憲治片岡; Yukisuke Ishihara; 行祐石原; Hiroshi Nakatsuka; 宏中塚; Katsunori Moritoki; 克典守時; Katsu Takeda; 克武田
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1999-11-10
Filing date: 1999-11-10
Publication date: 2001-05-18

Abstract

(57)【要約】【課題】ノートブックパソコン等に使用される冷陰極
管用の圧電インバータ駆動装置に関し、ＡＣアダプタ電
源でもバッテリー電源でも動作する広入力電圧範囲でし
かも高効率、そして液晶サイズとの関係から小型化でき
る圧電インバータ駆動装置の実現を目的とする。【解決手段】Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１３，１５の２ケとＮ
型ＭＯＳＦＥＴ１４，１６の２ケでフルブリッジ回路を
構成し、インダクタ１７と圧電トランス６を共振させ、
フルブリッジ回路のスイッチング位相差を利用すること
で電源電圧変動を吸収し、インダクタ電流を低減且つイ
ンダクタを１ケ使用としたことで、広入力電圧範囲で高
効率、そして小型化できる圧電インバータ駆動装置を実
現した。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、冷陰極管等を点灯
させる圧電トランスを用いた圧電インバータ駆動装置に
関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、ノート型パーソナルコンピュータ
（以下、ノートブックパソコンと略）の表示部のバック
ライト点灯駆動用として圧電インバータ駆動装置が多く
用いられている。

【０００３】図４は従来の圧電インバータ駆動装置の構
成図であり、インダクタ１の一端とＦＥＴ２のドレイン
端子を接続し、このインダクタ１の他端を直流電源３の
電源側に接続し、ＦＥＴ２のソース端子を直流電源３の
ＧＮＤ側に接続している。また、インダクタ４の一端と
ＦＥＴ５のドレイン端子を接続し、このインダクタ４の
他端を直流電源３の電源側に接続し、ＦＥＴ５のソース
端子を直流電源３のＧＮＤ側に接続している。そしてイ
ンダクタ１とＦＥＴ２のドレイン端子を接続した接続点
を圧電トランス６の入力電極の一方に接続し、圧電トラ
ンス６の入力電極のもう一方をインダクタ４とＦＥＴ５
のドレイン端子を接続した接続点に接続している。負荷
７である冷陰極管は、圧電トランス６の出力電極と直流
電源３のＧＮＤ側の間に接続される。そして圧電トラン
ス６の出力電極から出力される電圧を検出する出力電圧
検出手段８と、負荷７（冷陰極管）に流れる電流を検出
する負荷電流検出手段９を設け、この出力電圧検出手段
８と負荷電流検出手段９で得られる信号に応じて、ＦＥ
Ｔ２およびＦＥＴ５のオンオフ信号を生成するスイッチ
ング信号制御手段１０と、このスイッチング信号制御手
段１０の出力信号に応じてＦＥＴ２およびＦＥＴ５のそ
れぞれのゲート端子を駆動するための駆動手段１１およ
び駆動手段１２がそれぞれＦＥＴ２および５のゲート端
子に接続されて構成されている。

【０００４】図５は図４における各部の基本動作を示す
波形図で、電圧および電流波形等をタイミングとともに
示している。ＪはＦＥＴ２のゲート信号を示し、ｉｊは
インダクタ１に流れる電流を示し、Ｖｊは圧電トランス
６における入力電極の一方の電圧波形を示している。ま
た、ＫはＦＥＴ５のゲート信号を示し、ｉｋはインダク
タ４に流れる電流を示し、Ｖｋは圧電トランス６におけ
る入力電極のもう一方の電圧波形を示している。Ｖｍ
は、圧電トランス６の入力電極間電圧を示し、ＶｊとＶ
ｋの電位差に相当する。また、ｉｊ，Ｖｊ，ｉｋ，Ｖ
ｋ，Ｖｍの各波形における実線は、図４における直流電
源３の電源電圧Ｖｄｃが最も低い場合（例えばＶｄｃ＝
７Ｖ）を示しており、ｉｊ，Ｖｊ，ｉｋ，Ｖｋ，Ｖｍの
各波形における破線は、図４における直流電源３の電源
電圧Ｖｄｃが最も高い場合（例えばＶｄｃ＝２０Ｖ）を
示している。

【０００５】以下図４、図５を用いてその動作の説明を
行う。

【０００６】２つのＮ型ＭＯＳＦＥＴ２及び５は交互に
オンオフする関係にあり、それぞれのタイミングを図５
のＪとＫで示している。

【０００７】まず、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２がオンオフする
ことに対して動作を説明する。

【０００８】Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２がオンしている時間ｔ
１では、インダクタ１へ電流を蓄積することになる。蓄
積される電流ｉｊは、直流電源３の電圧ＶｄｃとＮ型Ｍ
ＯＳＦＥＴ２のオン時間に比例することになる。そして
Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２がオフすると、圧電トランス６の入
力電極の一方にインダクタ１で蓄積した電流＝ｉｊ１ｍ
ａｘ（またはｉｊ２ｍａｘ）を電圧に変換して放出す
る。圧電トランス６の入力容量とインダクタ１のインダ
クタンスは周期Ｔで共振関係にあり、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ
２及び５のオンオフ周期をＴ近傍に設定し、またオフ時
間ｔ２＝オン時間ｔ１（時間比率５０％）にすると、そ
の放出電圧は、図５のＶｊで示すような半波整流した正
弦波状の共振波形となり、そのピーク電圧Ｖｊ１ｍａｘ
（またはＶｊ２ｍａｘ）は、共振条件とインダクタ１か
ら放出されたエネルギーと圧電トランス６が受けとるエ
ネルギーが等しいとするエネルギー保存側から直流電源
３の電圧Ｖｄｃのπ倍になる。

【０００９】同様にＮ型ＭＯＳＦＥＴ５がオンオフする
ことに対して動作を考えると、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ５がオ
ンしている時間ｔ２では、インダクタ４へ電流を蓄積す
ることになる。蓄積される電流ｉｋは、直流電源３の電
圧ＶｄｃとＮ型ＭＯＳＦＥＴ５のオン時間に比例するこ
とになる。そしてＮ型ＭＯＳＦＥＴ５がオフすると、圧
電トランス６の入力電極の一端にインダクタ４で蓄積し
た電流ｉｋ１ｍａｘ（またはｉｋ２ｍａｘ）を電圧に変
換して放出する。圧電トランス６の入力容量とインダク
タ４のインダクタンスは周期Ｔで共振関係にあり、Ｎ型
ＭＯＳＦＥＴ２及び５のオンオフ周期をＴ近傍に設定
し、またオフ時間ｔ１＝オン時間ｔ２（時間比率５０
％）にすると、その放出電圧は、図５のＶｋで示すよう
な半波整流した正弦波状の共振波形となり、そのピーク
電圧Ｖｋ１ｍａｘ（またはＶｋ２ｍａｘ）は、共振条件
とインダクタ４から放出されたエネルギーと圧電トラン
ス６が受けとるエネルギーが等しいとするエネルギー保
存側から直流電源３の電圧Ｖｄｃのπ倍になる。

【００１０】圧電トランス６の入力両端電圧は、図５に
おけるＶＪとＶｋの電位差であり、圧電トランス６の入
力電極の両端に、ピークトゥーピーク電圧Ｖｍ１ｍａｘ
（またはＶｍ２ｍａｘ）が直流電源３の電圧Ｖｄｃの２
π倍となるような正弦波状の電圧波形Ｖｍが得られる。

【００１１】この正弦波状の信号周波数ｆ（＝１／Ｔ）
と圧電トランス６の機械的共振周波数ｆｏを近傍に設定
すると、圧電トランス６が持つ固有の昇圧比γで入力電
極に入力した電圧のγ倍の高電圧を出力電極に最も効率
良く発生させることができる。

【００１２】ところで、圧電トランス６の一般的な特性
として駆動入力周波数ｆと昇圧比γの関係は、駆動入力
周波数ｆが圧電トランス６の機械的共振周波数ｆｏと等
しくなるときの昇圧比γをピークとして、駆動入力周波
数ｆが上がっても下がっても昇圧比γは減少する方向に
ある。この様子を図６に示す。図６は圧電トランス駆動
入力周波数と昇圧比の相関図であり、カーブＡは圧電ト
ランス６の出力負荷が無負荷時の場合を示し、カーブＢ
は出力負荷が全負荷時の場合を示している。共振周波数
ｆｏは圧電トランス６の出力負荷条件により変動し、無
負荷時での共振周波数ｆｏａは、全負荷時の共振周波数
ｆｏより若干高くなることを示している。そして圧電ト
ランス６を使用するにあたっては、ｆ＜ｆｏの領域で
は、ｆの変動に応じてγ値を２値とるようなふるまいに
より異常な振動モードとなり、圧電トランス６の破壊に
いたる場合があることから、安定な動作を示すｆ＞＝ｆ
ｏの領域で圧電トランス６を動作させることができる。

【００１３】そこで図４で示すように負荷７が冷陰極管
の場合、冷陰極管の始動時は、圧電トランス６の駆動周
波数ｆを圧電トランス６の機械的共振周波数ｆｏより高
い周波数から徐々にｆｏに近づけていくという手法がと
られる。この様子に関して、図７を用いて説明する。図
７は、負荷７が冷陰極管における始動時の動作説明図で
あり、カーブＡは冷陰極管が始動（点灯）する前（＝圧
電トランス６の出力電極に接続される負荷７が無負荷状
態）の動作曲線であり、カーブＢは冷陰極管が始動（点
灯）した後（＝圧電トランス６の出力電極に接続される
負荷７が全負荷状態）の動作曲線を示している。負荷７
である冷陰極管が始動（点灯）するまでは、昇圧比γは
カーブＡに沿って変化する（動作点ａからｂへの遷
移）。圧電トランス６の出力電圧は全負荷時に比較して
さらに高い電圧を発生するので、この出力電圧が負荷７
である冷陰極管の始動電圧と許容最大印加電圧の間とな
るように周波数ｆを制御しなければならず、このために
図４に示す出力電圧検出手段８が設けられている。

【００１４】また、負荷７である冷陰極管の点灯時に図
７の動作点はｂからｃに遷移する。そして圧電トランス
６の単体の効率はｆｏ付近で最大となり、ｆｏより離れ
ると急速に劣化するので最も効率良く動作し、安定な動
作が得られる動作点ｄで定常動作させることになる。

【００１５】なお、負荷７である冷陰極管は定電圧特性
を示すために負荷電流を周波数ｆで制御することにな
り、このため図４に示す負荷電流検出手段９が設けられ
ている。

【００１６】そしてこれら出力電圧検出手段８や負荷電
流検出手段９で求めた圧電トランス６の出力電圧や負荷
電流に応じて周波数ｆを増減することを基本制御とする
スイッチング信号制御手段１０でスイッチング信号を生
成し、２つのＮ型ＭＯＳＦＥＴ２および５を駆動する駆
動手段１１および１２を通じてＮ型ＭＯＳＦＥＴ２およ
び５をスイッチングすることになる。

【００１７】以上が従来の圧電インバータ駆動装置の基
本動作であり、この方式においては直流電源３の電圧Ｖ
ｄｃの変動に対して負荷７である冷陰極管の負荷電流を
一定にするためには、圧電トランス６の機械的共振周波
数ｆｏから駆動入力周波数ｆを離して昇圧比γを下げる
必要があった。

【００１８】また、直流電源３の電圧Ｖｄｃが最大（Ｖ
ｄｃｍａｘ）になるとき、インダクタ１，４に蓄積され
る最大電流ｉｊ２ｍａｘ、ｉｋ２ｍａｘは、（数１）と
なることから、直流電源３の電圧Ｖｄｃが最大のときに
インダクタ１，４が磁気飽和を起こさないようなコア断
面や材質を有した２つの比較的大きなインダクタを選定
しなければならない。

【００１９】

【数１】

【００２０】以上より従来の圧電インバータ駆動装置で
は、直流電源３の電圧Ｖｄｃの変動や広範囲入力電源電
圧対応のためには、圧電トランス６の駆動入力周波数制
御で負荷７である冷陰極管の負荷電流制御を行うため効
率が劣化し、且つインダクタ１および４の２つのインダ
クタが大型化し、圧電インバータ駆動装置も大型になる
といった課題を有していた。

【００２１】また、上記の課題を解決するために入力電
源電圧の高低に応じてインダクタ１および４に流入する
電流を周期的に停止して蓄積される電流量を一定とする
スイッチング手段とインダクタ１および４に蓄積された
電流を保持する手段を追加した方式も提案されている。

【００２２】この場合、Ｃｉを圧電トランス６の入力容
量〔Ｆ〕、Ｌｉをインダクタ１，４のインダクタンス
〔Ｈ〕としたとき、インダクタ１，４に蓄積される最大
電流ｉｊ２ｍａｘ、ｉｋ２ｍａｘは、ｉｊ２ｍａｘ＝ｉ
ｊ１ｍａｘ、ｉｋ２ｍａｘ＝ｉｋ１ｍａｘｉとなるよう
に流入電流をオンオフして制御すると、（数２）とでき
る。

【００２３】

【数２】

【００２４】しかしながら、そのような方式においても
インダクタは２個使用であり、さらにインダクタを１個
使用とするための方式として、圧電トランス６の入力電
極の一端をＧＮＤに接続するような処置をとると、圧電
トランス６への入力波形が正弦波を半波整流したような
波形となり、波形歪みから生じる効率劣化が起こり、２
つ使用していた場合と同じ形状のインダクタを使用する
ためには、入力波高値が半分になるために倍の昇圧比を
有する圧電トランスが必要となるため、例えば積層型圧
電トランスであれば積層数を増やさねばならず、高さ方
向に大型化する等の課題を有していた。

【００２５】

【発明が解決しようとする課題】上記従来の圧電インバ
ータ駆動装置は上述したように高効率化および小型化の
面で課題を有し、直流電源にＡＣアダプタやバッテリー
を用いるノートブックパソコン等での使用において、広
入力電圧範囲（例えば、７〜２０Ｖ）で高効率、そして
液晶ディスプレイの片隅に配置されるような更なる小型
化が困難であった。

【００２６】本発明は、広入力電圧範囲（例えば、７〜
２０Ｖ）でしかも高効率、そして更なる小型化を実現で
きる圧電インバータ駆動装置の提供を目的とするもので
ある。

【００２７】

【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に、圧電トランスの入力電極の一方とインダクタの一端
を直列接続した直列接続体の片側端に、直流電源の電圧
Ｖｄｃ電位とＧＮＤ電位をスイッチング手段により交互
に加え、この直列接続体のもう片側端にも直流電源の電
圧Ｖｄｃ電位とＧＮＤ電位をスイッチング手段により交
互に加え、圧電トランスの出力電極から出力される出力
電圧を検出する出力電圧検出手段と、圧電トランスの出
力電極に接続される負荷に流れる負荷電流検出手段を設
け、この出力電圧検出手段と負荷電流検出手段からの信
号に応じて前述したスイッチング手段へのスイッチング
信号を出力するスイッチング信号制御手段から構成され
る圧電インバータ駆動装置とした。

【００２８】以上の構成とすることにより、直列接続体
両端にそれぞれ加わる電圧の位相を制御させて、負荷電
流を一定に保ち、周波数を変化させる必要がないため、
広入力電圧範囲でしかも高効率、そして小型の圧電イン
バータ駆動装置が得られる。

【００２９】

【発明の実施の形態】本発明の請求項１に記載の発明
は、第一のスイッチング手段と第二のスイッチング手段
を直列接続し両端を直流電源の両端子間に接続した第一
の直列接続体と、第三のスイッチング手段と第四のスイ
ッチング手段を直列接続し両端を前記直流電源の両端子
間に接続した第二の直列接続体と、圧電効果を利用して
入力電極から入力された交流電圧に応じ出力電極に出力
する圧電トランスの入力電極の一方とインダクタの一端
を直列接続し、他方の入力電極およびインダクタの他端
を前記第一の直列接続体と前記第二の直列接続体のそれ
ぞれの中点に接続した第三の直列接続体と、前記圧電ト
ランスの出力電極から出力される電圧を検出する出力電
圧検出手段と、前記圧電トランスの出力電極に接続され
た負荷に流れる電流を検出する負荷電流検出手段と、前
記第一及び第二のスイッチング手段を所定の時間比率で
交互にオンオフし、かつ前記第三及び第四のスイッチン
グ手段を前記第一及び第二のスイッチング手段と同一の
スイッチング周波数、同一の時間比率で交互にオンオフ
し、前記第一または第二のスイッチング信号と前記第三
または第四のスイッチング信号の位相差と前記スイッチ
ング周波数を、前記出力電圧検出手段からの信号と前記
負荷電流検出手段からの信号で決定するスイッチング信
号制御手段により構成した圧電インバータ駆動装置であ
り、第一及び第二の直列接続体の各スイッチング手段を
オンオフするスイッチング周波数（＝圧電トランスの駆
動入力周波数）を変えることなく、代わりに第一の直列
接続体と第二の直列接続体のスイッチング位相を変える
ことで、例えば負荷が冷陰極管の場合においては直流電
源の電圧が変動しても負荷電流を一定に制御できるとい
う作用を有する。

【００３０】さらに、圧電トランスとインダクタで構成
する第三の直列体の両端子に加わる電圧のスイッチング
周波数と、圧電トランスの入力容量とインダクタのイン
ダクタンスで決定する共振周波数が近傍にあるとき、圧
電トランスの入力電極間波形は正弦波状になることを利
用している関係上、圧電トランスの入力信号として正弦
波をつくるためのインダクタは、１つにできるという作
用を有する。

【００３１】請求項２に記載の発明は、請求項１記載の
発明において、第一のスイッチング手段と第二のスイッ
チング手段がそれぞれＰ型ＭＯＳＦＥＴとＮ型ＭＯＳＦ
ＥＴでありそれぞれのドレイン端子を接続し第一の直列
接続体を構成し、第三のスイッチング手段と第四のスイ
ッチング手段がそれぞれＰ型ＭＯＳＦＥＴとＮ型ＭＯＳ
ＦＥＴでありそれぞれのドレイン端子を接続し第二の直
列接続体を構成し、前記第一及び第二の直列接続体を構
成するＰ型ＭＯＳＦＥＴのソース端子を直流電源のプラ
ス側に接続し、かつ前記第一及び第二の直列接続体を構
成するＮ型ＭＯＳＦＥＴのソース端子を直流電源のマイ
ナス側に接続したものであり、スイッチングによる損失
の低減ができ、且つそれぞれのＭＯＳＦＥＴのドレイン
−ソース間電圧が直流電源の電圧以上にならないため、
小型のＭＯＳＦＥＴが採用できるという作用を有する。

【００３２】以下、本発明の実施の形態について、図１
から図３を用いて説明する。

【００３３】なお、従来の技術の項で説明した構成と同
一構成の部分には同一符号を付しており、詳細な説明は
省略する。

【００３４】図１は本発明の一実施の形態による圧電イ
ンバータ駆動装置の構成図であり、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１
３のドレイン端子とＮ型ＭＯＳＦＥＴ１４のドレイン端
子を接続し、このＰ型ＭＯＳＦＥＴ１３のソース端子を
直流電源３の電源側に接続し、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１４の
ソース端子を直流電源３のＧＮＤ側に接続している。ま
た、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５のドレイン端子とＮ型ＭＯＳ
ＦＥＴ１６のドレイン端子を接続し、このＰ型ＭＯＳＦ
ＥＴ１５のソース端子を直流電源３の電源側に接続し、
Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１６のソース端子を直流電源３のＧＮ
Ｄ側に接続している。そしてＰ型ＭＯＳＦＥＴ１３のド
レイン端子とＮ型ＭＯＳＦＥＴ１４のドレイン端子を接
続した接続点にインダクタ１７の一端を接続し、インダ
クタ１７の他の一端を圧電トランス６の入力電極の一方
に接続し、圧電トランス６の入力電極のもう一方をＰ型
ＭＯＳＦＥＴ１５のドレイン端子とＮ型ＭＯＳＦＥＴ１
６のドレイン端子を接続した接続点に接続している。負
荷７である冷陰極管は、圧電トランス６の出力電極と直
流電源３のＧＮＤ側の間に接続される。そして圧電トラ
ンス６の出力電極から出力される電圧を検出する出力電
圧検出手段８と、負荷（冷陰極管７）に流れる電流を検
出する負荷電流検出手段９を設け、この出力電圧検出手
段８と負荷電流検出手段９で得られる信号に応じて、Ｐ
型ＭＯＳＦＥＴ１３、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１４、Ｐ型ＭＯ
ＳＦＥＴ１５、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１６を独立してオンオ
フできる信号を生成するスイッチング信号制御手段１０
と、このスイッチング信号制御手段１０の出力信号をＰ
型ＭＯＳＦＥＴ１３のゲート端子の駆動用信号にするた
めの駆動手段１８と、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１４のゲート端
子の駆動用信号にするための駆動手段１９と、Ｐ型ＭＯ
ＳＦＥＴ１５のゲート端子の駆動用信号にするための駆
動手段２０と、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１６のゲート端子の駆
動用信号にするための駆動手段２１とで構成している。

【００３５】なお、駆動手段１８，１９，２０，２１に
ついては、直流電源３の電圧変動域や高効率化のためＦ
ＥＴのスイッチング切換えスピード等から判断して、省
略することが可能な場合があり、図１上では破線で示し
た。

【００３６】また、スイッチ制御手段１０は、主部品と
してのアナログ／デジタル変換（以下Ａ／Ｄ変換と略）
機能付きのマイクロコンピュータ１０１（以下マイコン
と略）と、発振回路部１０２、回路電源生成部１０３よ
り構成しているが、Ａ／Ｄ変換機能付きのマイコン１０
１は、Ａ／Ｄ変換機能部とマイコン部は分離してもよ
い。そしてマイコンの代わりに論理ＩＣを用いても構わ
ないし、それをＡＳＩＣ化してもよい。また、Ａ／Ｄ変
換機能部は、トランジスタや演算増幅器、電圧比較器等
を用いてＡ／Ｄ変換機能の代用をしてもよい。さらにＡ
／Ｄ変換機能付きのマイコン１０１全体がトランジスタ
や演算増幅器、電圧比較器等を用いたアナログ方式でも
よい。

【００３７】図２は図１の構成図の各部の電圧、電流波
形を示すもので位相差１８０ｄｅｇ時のタイミング図で
ある。波形ＡはＰ型ＭＯＳＦＥＴ１３のゲート信号波形
であり、波形ＢはＮ型ＭＯＳＦＥＴ１４のゲート信号波
形であり、波形ＣはＰ型ＭＯＳＦＥＴ１３のドレイン端
子とＮ型ＭＯＳＦＥＴ１４のドレイン端子が接続された
接続点の電圧波形であり、波形ＤはＰ型ＭＯＳＦＥＴ１
５のゲート信号波形であり、波形ＥはＮ型ＭＯＳＦＥＴ
１６のゲート信号波形であり、波形ＦはＰ型ＭＯＳＦＥ
Ｔ１５のドレイン端子とＮ型ＭＯＳＦＥＴ１６のドレイ
ン端子が接続された接続点の電圧波形であり、波形Ｇは
圧電トランス６の入力電極の一方とインダクタの一端を
直列接続した第三の直列接続体の両端の電圧（＝波形Ｃ
と波形Ｆの電位差）であり、波形Ｈは圧電トランス６の
入力電極間の電圧Ｖｐと圧電トランス６の入力電流ｉｐ
の波形であり、実線でＶｐ、破線でｉｐをそれぞれ表し
ている。

【００３８】図３は、図２と同様な位相差９０ｄｅｇ時
のタイミング図であり、図１の各部の電圧、電流波形を
示している。図中の記号は図２で説明したものと同じで
あり、説明は省略する。

【００３９】ではまず、図１と図２により、波形Ａまた
は波形Ｂの位相と波形Ｄまたは波形Ｅの位相との位相差
が１８０ｄｅｇの場合の動作を説明する。

【００４０】Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１３のゲート端子に波形
Ａを与え、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１４のゲート端子に波形Ｂ
を与えると、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１３のドレイン端子とＮ
型ＭＯＳＦＥＴ１４のドレイン端子接続点、すなわちイ
ンダクタ１７の一端と圧電トランス６の入力電極の一方
を接続した第三の直列接続体の片側端子（以後、この端
子を第三の直列接続体のＣ端子と記載し、第三の直列接
続体のもう片側の端子を第三の直列接続体のＦ端子と記
載する）には、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１３およびＮ型ＭＯＳ
ＦＥＴ１４のスイッチング動作により波形Ｃが生成され
る。Ｃ端子における電圧レベルは、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１
３およびＮ型ＭＯＳＦＥＴ１４のオン抵抗分を無視すれ
ば、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１３がオンでＮ型ＭＯＳＦＥＴ１
４がオフのときに直流電源３の電圧Ｖｄｃに等しくな
り、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１３がオフのときでＮ型ＭＯＳＦ
ＥＴ１４がオンのときにＧＮＤレベル（＝０Ｖ）にな
る。

【００４１】一方、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５のゲート端子
に波形Ｄを与え、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１６のゲート端子に
波形Ｅを与えると、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５のドレイン端
子とＮ型ＭＯＳＦＥＴ１６のドレイン端子接続点、すな
わち第三の直列接続体のＦ端子には、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ
１５およびＮ型ＭＯＳＦＥＴ１６のスイッチング動作に
より波形Ｆが生成される。Ｆ端子における電圧レベル
は、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５およびＮ型ＭＯＳＦＥＴ１６
のオン抵抗分を無視すれば、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５がオ
ンでＮ型ＭＯＳＦＥＴ１６がオフのときに直流電源３の
電圧Ｖｄｃに等しくなり、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５がオフ
でＮ型ＭＯＳＦＥＴ１６がオンのときにＧＮＤレベル
（＝０Ｖ）になる。

【００４２】波形Ｃと波形Ｆの位相差は１８０ｄｅｇと
なり、第三の直列接続体の両端子（Ｃ端子とＦ端子）間
の電圧は、波形Ｃと波形Ｆの差分であることから、その
電圧波形は波形Ｇとなり、その電圧レベルは±Ｖｄｃに
なる。この波形Ｇの周波数ｆ（＝１／Ｔ）を第三の直列
接続体の共振周波数ｆｃ（圧電トランス６の入力容量Ｃ
ｉとインダクタ１７のインダクタンスＬｉより、（数
３）で決まる）、すなわち圧電トランス６の機械的共振
周波数Ｆｏの近傍に設定すると、共振現象により波形Ｇ
の矩形波に含まれる高調波成分はその高調波周波数ｆｐ
に対して１／ｆｐの２乗に比例して減衰するため、周波
数ｆの正弦波成分のみが抽出され、圧電トランス６の入
力電極両端にかかる電圧Ｖｐは波形Ｈで示す正弦波状の
波形になる。

【００４３】

【数３】

【００４４】また、圧電トランス６の入力電流ｉｐは、
Ｖｐを１／（２πｆＣｉ）で除算した値なのでＶｐと同
様、波形Ｈで示す正弦波状の波形になる。そしてこの波
形Ｈにおける電圧Ｖｐの振幅は、直流電源３の電圧Ｖｄ
ｃで決定される。ただし、ｆ＝ｆｃのときは位相差に関
係なく、理論上は無限大になる（実際には抵抗成分等で
無限大にはならない）。

【００４５】次に、図１と図３により、波形Ａまたは波
形Ｂの位相と波形Ｄまたは波形Ｅの位相との位相差が９
０ｄｅｇの場合の動作を説明する。図３における波形Ｃ
と波形Ｆの生成プロセスは、図２の場合と同様なので省
略する。波形Ｃと波形Ｆの位相差は９０ｄｅｇであり、
第三の直列接続体の両端子（Ｃ端子とＦ端子）間の電圧
は、波形Ｃと波形Ｆの差分であることから、その電圧波
形は波形Ｇとなり、その電圧レベルは±Ｖｄｃと０Ｖに
なる。この波形Ｇの周波数ｆ（＝１／Ｔ）を上記位相差
１８０ｄｅｇとした場合と同様に第三の直列接続体の共
振周波数ｆｃ、すなわち圧電トランス６の機械的共振周
波数ｆｏの近傍に設定すると、共振現象により波形Ｇの
矩形波に含まれる高調波成分はその高調波周波数ｆｐに
対して１／ｆｐの２乗に比例して減衰するため、周波数
ｆの正弦波成分のみが抽出され、圧電トランス６の入力
電極両端にかかる電圧Ｖｐは波形Ｈで示す正弦波状の波
形になる。また、圧電トランス６の入力電流ｉｐは、圧
電トランス６の入力電圧Ｖｐを圧電トランス６の入力イ
ンピーダンス＝１／（２πｆＣｉ）で除算した値になる
のでＶｐと同様、波形Ｈで示す正弦波状の波形になる。
そしてこの波形Ｈにおける電圧Ｖｐの振幅は、直流電源
３の電圧Ｖｄｃとその電圧印加時間を制御する波形Ｃと
波形Ｆの位相差で決定できるため、直流電源３の電圧Ｖ
ｄｃが減衰したとき、波形Ｃと波形Ｆの位相差を変える
ことで、圧電トランス６の入力電圧Ｖｐの波高値を一定
にすることができるということになる。Ｖｐを一定値に
波形Ｃと波形Ｆの位相差で制御すれば、圧電トランス６
のインピーダンスが一定値であることから、圧電トラン
ス６の入力電力Ｐｉが一定に制御できることになり、エ
ネルギー保存側より圧電トランス６の出力電力Ｐｏもま
た、一定に制御できることになる。

【００４６】そして負荷７が冷陰極管のとき、点灯中に
おいては圧電トランス６の出力電圧が一定値になるよう
な定電圧特性を持つので、負荷電流検出手段１４で負荷
７である冷陰極管に流れる管電流が所定の値より大きく
なったときは、波形Ｃと波形Ｆの位相差を小さくする方
向に制御し、逆に管電流が所定の値より小さくなったと
きは、波形Ｃと波形Ｆの位相差を大きくする方向に制御
することで、直流電源３の電圧Ｖｄｃの変動に関係な
く、負荷７である冷陰極管の管電流を一定に保つことが
できることになる。

【００４７】ゆえに、圧電トランス６の駆動入力周波数
ｆを変えることなく、圧電トランス６の最も効率よい周
波数、すなわちｆｏ近傍で常時圧電トランス６を駆動さ
せることが可能になる。

【００４８】また、負荷７が冷陰極管であるとき、冷陰
極管始動時は波形Ｃおよび波形Ｆの周波数ｆを圧電トラ
ンス機械的共振周波数ｆｏより高い周波数から徐々にｆ
ｏに近づけていくという手法については従来例でも説明
したことであり省略するが、この負荷７である冷陰極管
始動時の制御のために出力電圧検出手段１３を設けてい
る。

【００４９】さて本発明の圧電インバータ駆動装置を構
成する上で、インダクタ１７に流れる電流は、圧電トラ
ンス６の入力電流ｉｐに等しくなる。ここで最大電流ｉ
ｐｍａｘを計算すると、ｉｐｍａｘ＝Ｖｐｍａｘ／（１
／２πｆＣｉ）であり、ｆは圧電トランス６の駆動入力
周波数を表す。そしてこの駆動入力周波数ｆと回路的な
直列共振周波数ｆｃが近傍にあり、計算上ｆ＝ｆｃとす
ると、周波数ｆおよびインダクタ１７に流れる最大電流
ｉｐｍａｘは（数４）、（数５）となる。

【００５０】

【数４】

【００５１】

【数５】

【００５２】ここで、インダクタ１，４への蓄積電流を
停止および保持させることのできる手法を採った従来例
と比較するために、従来例で述べた圧電トランス６の入
力電圧と同じ電圧になるように、ＬＣ共振周波数ｆやイ
ンダクタ１７のインダクタンス等で設定する。この場
合、Ｖｐｍａｘ＝π・Ｖｄｃｍｉｎであり、このときイ
ンダクタ１７に流れる電流ｉｐは、（数６）となる。

【００５３】

【数６】

【００５４】これは従来例（インダクタへの蓄積電流を
停止および保持させることのできる手法を採ったもの）
と同じ値であり、従来例との構成を比較するとインダク
タが１つになったことになり、圧電トランス６や負荷７
の条件を変えることなく、圧電インバータ駆動装置を構
成する部品の中で比較的大きな部品であるインダクタを
１つにできたことになる。

【００５５】また、従来例構成におけるＮ型ＭＯＳＦＥ
Ｔ２および５では、ドレイン−ソース間に直流電源３の
電圧Ｖｄｃのπ倍の電圧が加わるため、ドレイン−ソー
ス間耐圧の大きなＮ型ＭＯＳＦＥＴ２および５を選定し
なければならないが、本実施の形態によれば、Ｐ型ＭＯ
ＳＦＥＴ１３、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１４、Ｐ型ＭＯＳＦＥ
Ｔ１５、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１６すべてのドレイン−ソー
ス間電圧は、直流電源３の電圧Ｖｄｃ分しか加わらない
ため、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１３、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１４、
Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１６はすべ
て、ドレイン−ソース間耐圧が従来のものと比較して約
１／３のものを選定でき、例えばＦＥＴアレイ等の使用
でＦＥＴ回路部分を小さく構成できることになる。

【００５６】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、圧電トラ
ンスの駆動信号の駆動入力周波数を変えず、この駆動入
力周波数を圧電トランスの機械的共振周波数の近傍にお
いた状態で第三の直列接続体両端信号の位相を変えるこ
とで、直流電源の電圧が変動しても圧電トランスの効率
を低下させることなく負荷電流を一定にでき、また圧電
インバータ駆動装置を構成する部品の中で比較的大きな
部品であるインダクタを１つできることや小型のＦＥＴ
が採用できることから、広入力電圧範囲（例えば、７〜
２０Ｖ）でしかも高効率、そして更なる小型化を実現で
きるという有利な効果が得られる。

【００５７】また、第一のスイッチング手段と第二のス
イッチング手段がそれぞれＰ型ＭＯＳＦＥＴとＮ型ＭＯ
ＳＦＥＴでありそれぞれのドレイン端子を接続して第一
の直列接続体を構成し、第三のスイッチング手段と第四
のスイッチング手段がそれぞれＰ型ＭＯＳＦＥＴとＮ型
ＭＯＳＦＥＴでありそれぞれのドレイン端子を接続して
第二の直列接続体を構成し、前記第一及び第二の直列接
続体を構成するＰ型ＭＯＳＦＥＴのソース端子を直流電
源のプラス側に接続し、かつ前記第一及び第二の直列接
続体を構成するＮ型ＭＯＳＦＥＴのソース端子を直流電
源のマイナス側に接続することにより、スイッチングイ
ンピーダンスロス低減に伴い、さらに高効率化が図れる
と同時に、ドレイン−ソース間耐圧の比較的小さい小型
のＦＥＴが採用でき、さらに高効率・小型化を実現でき
るという有利な効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施の形態による圧電インバータ駆
動装置の構成図

【図２】同位相差１８０ｄｅｇ時の各部の電圧、電流波
形を示すタイミング図

【図３】同位相差９０ｄｅｇ時の各部の電圧、電流波形
を示すタイミング図

【図４】従来の圧電インバータ駆動装置の構成図

【図５】同各部の電圧、電流波形図

【図６】同要部である圧電トランスの駆動入力周波数と
昇圧比の相関図

【図７】同冷陰極負荷における始動時の動作説明図

【符号の説明】

３直流電源６圧電トランス７負荷８出力電圧検出手段９負荷電流検出手段１０スイッチング信号制御手段１３，１５Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１４，１６Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１７インダクタ１８，１９，２０，２１駆動手段１０１アナログデジタル変換機能付きマイクロコンピ
ュータ１０２発振回路部１０３回路電源生成部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者石原行祐大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内 (72)発明者中塚宏大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内 (72)発明者守時克典大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内 (72)発明者武田克大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内Ｆターム(参考） 5H007 BB03 CA02 CB05 DA06 DB03 DB12 DC02 DC05 5H730 AA14 AA15 AS11 AS14 BB27 DD04 DD16 DD21 EE48 FD01 FD31 FF09

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】第一のスイッチング手段と第二のスイッ
チング手段を直列接続し両端を直流電源の両端子間に接
続した第一の直列接続体と、第三のスイッチング手段と
第四のスイッチング手段を直列接続し両端を前記直流電
源の両端子間に接続した第二の直列接続体と、圧電効果
を利用して入力電極から入力された交流電圧に応じ出力
電極に出力する圧電トランスの入力電極の一方とインダ
クタの一端を直列接続し、他方の入力電極およびインダ
クタの他端を前記第一の直列接続体と前記第二の直列接
続体のそれぞれの中点に接続した第三の直列接続体と、
前記圧電トランスの出力電極から出力される電圧を検出
する出力電圧検出手段と、前記圧電トランスの出力電極
に接続された負荷に流れる電流を検出する負荷電流検出
手段と、前記第一及び第二のスイッチング手段を所定の
時間比率で交互にオンオフし、かつ前記第三及び第四の
スイッチング手段を前記第一及び第二のスイッチング手
段と同一のスイッチング周波数、同一の時間比率で交互
にオンオフし、前記第一または第二のスイッチング信号
と前記第三または第四のスイッチング信号の位相差と前
記スイッチング周波数を、前記出力電圧検出手段からの
信号と前記負荷電流検出手段からの信号で決定するスイ
ッチング信号制御手段を備えることを特徴とする圧電イ
ンバータ駆動装置。
【請求項２】第一のスイッチング手段と第二のスイッ
チング手段がそれぞれＰ型ＭＯＳＦＥＴとＮ型ＭＯＳＦ
ＥＴでありそれぞれのドレイン端子を接続し第一の直列
接続体を構成し、第三のスイッチング手段と第四のスイ
ッチング手段がそれぞれＰ型ＭＯＳＦＥＴとＮ型ＭＯＳ
ＦＥＴでありそれぞれのドレイン端子を接続し第二の直
列接続体を構成し、前記第一及び第二の直列接続体を構
成するＰ型ＭＯＳＦＥＴのソース端子を直流電源のプラ
ス側に接続し、かつ前記第一及び第二の直列接続体を構
成するＮ型ＭＯＳＦＥＴのソース端子を直流電源のマイ
ナス側に接続した請求項１記載の圧電インバータ駆動装
置。