JPH0368633B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、逆変換装置と、負荷電流回路中で作
用する電流方向に依存して導通するスイツチ素子
とを有する回路装置であつて、前記逆変換装置は
交流負荷装置に交流電圧を直流電圧源から供給す
るために用いられるものであり、前記スイツチ素
子は、交流負荷装置の容量性素子または誘導性素
子に蓄えられた磁気エネルギまたは電気エネルギ
が逆変換装置に逆流することを防止するものであ
る、交流負荷装置に交流電圧を供給する逆変換装
置を有する回路装置に関する。

逆変換装置の利用分野は一般に周知である。逆
変換装置は、直流電圧（バツテリー）から交流電
圧、特に正弦波交流電圧を発生するために使われ
る。逆変換装置によれば、もつぱら交流電圧によ
つて動作できる負荷装置、例えばモータは、また
は大量生産による交流動作用の構造を変更できな
いかまたは変更したくない負荷装置は、電源故障
の場合、または電源端子の得られない用途におい
て、バツテリーから給電されるようにすることが
できる。

非常に効率の高い逆変換装置の今日の技術水準
は、例えば雑誌「エリクソン・レビユー」No.１、
1979 34頁から、および雑誌「エレクトロニクス」
1979年８月２日119頁および同1979年12月６日69
〜70頁に詳細に説明されている。これら公知の逆
変換装置は、いわゆるコンバータを含み、このコ
ンバータは、遮断コンバータまたはシングルまた
はプツシユプル導通コンバータとして構成されて
おり、所望の交流電圧の周波数と比較してずつと
高い周波数で振動し、かつ所望の交流電圧に相応
して基準発振器から取出された変調信号によつ
て、特にパルス幅変調で変調可能である。コンバ
ータと交流負荷装置の間の接続部には、一般に制
御可能な電流方向に依存したスイツチ素子（例え
ばサイリスタ）がそう入されており、これらスイ
ツチ素子を交互に制御することによつて連続する
半波から所望の交流電圧が合成できる。

前記のような回路装置は、前記の電流方向に依
存して導通するスイツチ素子のためもつぱら一方
向にしかエネルギを伝達できない。給電すべき交
流負荷装置が複素負荷をなす場合、交流電圧のひ
ずみが生じ、これらひずみは、負荷抵抗のリアク
タンス成分に周期的に蓄えられるエネルギによつ
て生じる。周知のように負荷抵抗の非オーム性成
分内に周期的に蓄えられるエネルギは、再び周期
的に放出しなければならず、すなわち消去されず
に電源に戻るかまたは別のところで使用しなけれ
ばならない。蓄えられたエネルギによれば、出力
電圧は、所望の交流電圧の目標値を越えて上昇す
るようになる。誘導リアクタンスに蓄えられた磁
気エネルギは、目標値の立上り縁の間過剰電圧を
ひき起こし、一方容量リアクタンス成分に蓄えら
れた電気エネルギは、目標値の立下り縁の間過剰
電圧を生じる。後者は、特に逆変換装置のフイル
タコンデンサにも該当する。

一定の容量または誘導無効電力を相応して設計
された相補部品によつて補償すること（共振同
調）は、周知でありかつ通常のことである。しか
しこのような共振同調は、交流電圧の基本波に対
してしか行うことができない。

上記の公知技術として述べた逆変換装置では、
複合負荷抵抗の問題を実際上取扱つていない。す
なわち、そこでは明らかに負荷はオーム性負荷で
あることを前提としており、ひずみ率の上昇を甘
受している。共振同調により得られた負荷補償
は、基本波に対してしか行われない点以外に次の
ような欠点を有する。すなわちこの補償は、所定
の負荷値にしか当てはまらないので、相応した装
置は汎用には利用できず、補償素子をずつと過剰
の構成しなければ汎用には利用できない。その際
部品の所要場所と重量は不利である。

本発明の課題は、交流電圧が、負荷の種類に関
係なく所望の特性経過を有するように改善するこ
とである。さらに給電回路に挿入された、電流方
向に依存して導通制御可能なスイツチ素子が、無
効電力により生じる電圧尖頭値の負荷にならない
ようにする。

上記課題は、交流負荷装置に交流電圧を供給す
る逆変換装置を有する回路装置を、次のように構
成して解決される。すなわち、直流電源から給電
されるチヨツパと、 複数の制御可能な第一のスイツチ素子群を有
し、前記チヨツパを介して直流電源から交流負荷
装置に交流電圧を供給する逆変換装置と、 前記第一のスイツチ素子群に対してそれぞれの
通電方向が反対になるように接続した複数のダイ
オード群と、 前記交流負荷装置と並列になるように前記複数
のダイオード群に接続し、制御可能な第二のスイ
ツチ素子の内部抵抗を負荷の全部もしくは一部と
する補助負荷回路と、 前記チヨツパを駆動する基準発振器と、 二つの入力端子を有し、その一方が前記基準発
振器に接続され、他方が前記複数のダイオード群
を介して前記交流負荷装置に接続され、更に前記
制御可能な第二のスイツチ素子の制御端子と接続
される出力端子を有し、前記基準発振器の電圧を
目標値として前記交流負荷装置の電圧が目標値よ
りも大のときは前記制御可能な第二のスイツチ素
子を導通状態に制御する第一の電圧比較器とから
なるように構成して解決される。

本発明によれば、補助負荷回路は逆変換装置か
ら給電される交流負荷装置に対して並列に接続さ
れている。このことは概略で示した第６図には明
確に示されているが、第１図、第３図、第５図の
実施例においても、補助負荷回路の両端子はそれ
ぞれダイオードＤ１，Ｄ３およびＤ２，Ｄ４を介
して交流電気負荷に並列に接続されている。ダイ
オードＤ１〜Ｄ４はブリツジダイオードを構成し
ているが、電流の通過方向を制限するのみである
から、回路的には補助負荷回路は、逆変換装置か
ら給電される交流負荷装置に対して並列に接続さ
れていると言うことができる。この補助負荷回路
が交流負荷装置に加わる実際電圧が所望の目標電
圧からはずれた場合に作用し、過剰電圧を除去し
て許容ひずみ率に相当する程度にまで減少する。

補助負荷回路は、特許請求の範囲第４項記載の
ようにスイツチ素子と負荷装置、または第５図に
記載のようにスイツチ素子と変圧器Trの１次巻
線とから構成することができるが、最も単純には
少なくともスイツチ素子のコレクターエミツタ間
の内部抵抗によつて形成される。

本発明の有利な実施例ないし変形が従属請求項
に記載されている。

これら変形の１つによれば、補助負荷回路から
出たエネルギを電源（バツテリー）に戻すことが
できる。そのため補助負荷回路は、他方において
コンバータの一部として構成されており、このコ
ンバータの出力電圧は、整流した後に電源に供給
できる。

補助負荷回路を投入可能な制御可能な第二のス
イツチ素子は、所望の交流電圧の半波の間くり返
して導通状態と不導通状態の間で切換制御される
ように配置できる。この切換制御は、この第二の
スイツチ素子の制御回路内において有効な時限素
子が投入時間を制限することによつて自由振動で
行うことができる。

補助負荷回路は、なるべく全波整流器ブリツジ
を介して本来の交流負荷装置に接続されている。
それにより補助負荷回路および特にこの回路を周
期的に投入する第二のスイツチ素子は電流方向に
依存するようにすることができるという利点が得
られる。なぜならここには負荷装置交流電圧の両
方の半波が全波整流のため常に同じ極性で提供さ
れるからである。

本発明の実施例を以下図面によつて説明する。

第１図に示された回路は、直流電源UEから給
電されるチヨツパUmを含む。チヨツパUmはい
わゆる変調可能なコンバータであり、すなわち
ukで示されかつ端子ａとｂのところに生じる出
力電圧の振幅は、ｃで示された変調入力端子に供
給される変調信号に依存して変化する。チヨツパ
Umは、電子チヨツパを含み、この電子チヨツパ
は、変調信号の周波数よりも高いパルス周波数で
振動する。変調は、パルス幅変調にすると有利で
あり、すなわちチヨツパパルスの幅は、変調信号
に応じて変化する。

変調信号は、基準発振器から供給され、この発
振器は、この例においては正弦波電圧を生じ、そ
の周波数は所望の出力電圧の周波数と同じであ
る。基準発振器は、記号的にＳで示した信号源の
一部である。この信号源の出力信号は、全波整流
された正弦波電圧である。この電圧は、RUで示
された第一の電圧比較器の第１の入力端子に供給
される。この第二の電圧比較器RUの第２の入力
端子には出力電圧ukを一部の電圧が加わり、こ
の電圧は、抵抗Ｒ１とＲ２から成る分圧器から得
られる。この分圧器と第二の電圧比較器RUは制
御回路の一部であり、それによりチヨツパUmの
出力電圧Ukは、信号源Ｓの出力電圧に追従する
ように制御される。

それに応じて出力電圧ukは、同様に整流正弦
曲線の経過をたどる。出力電圧ukは、２つのサ
イリスタＳ１とＳ２および２つのトランジスタＳ
３とＳ４から成る第一のスイツチ素子群によつて
周期的に極性反転され、それにより１つおきの半
波が反転され、従つて連続正弦波振動が合成され
る。サイリスタＳ１，Ｓ２とトランジスタＳ３，
Ｓ４の周期的な制御は、前記基準発振器から取出
された制御信号によつて、詳細には図示されてい
ない方法で行われる。

本装置から給電すべき交流負荷装置は、複素負
荷抵抗であり、この負荷抵抗は、オーム性抵抗
Ｒ、インダクタンスＬおよびキヤパシタンスＣか
ら成る。負荷抵抗に生じる電圧はuAで示されて
いる。個々の成分に流れる電流は、iR，iLまた
はiCで示されている。

さらに回路は、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，
Ｄ４から成る整流ブリツジを含み、このブリツジ
の出力電圧はuvで示されている。この整流ブリ
ツジの出力は、トランジスタＴのコレクタエミツ
タ間に加えられている。このトランジスタＴのベ
ースは、別の第一の電圧比較器RKの出力端子に
接続されており、この第一の電圧比較器の入力端
子に、信号源Ｓの電圧および電圧uvの一部が加
わる。後者は、抵抗Ｒ３とＲ４から成る分圧器に
よつて得られる。

ダイオードＤ１ないしＤ４から成る整流ブリツ
ジに加えて、ダイオードＤ５が設けられており、
このダイオードは、チヨツパUmの出力端子ａ
を、トランジスタＴを含む補助負荷回路に直接接
続する。このダイオードＤ５を介して、チヨツパ
Umに含まれるフイルタコンデンサもリアクタン
ス負荷成分に算入されている。

第２図に示したタイムチヤートを参照して、第
１図に示された回路の機能を次に説明する。

チヨツパUmの出力端子ａとｂには、出力電圧
ukが生じ、この出力電圧の時間経過は、第二の
電圧比較器RUを介した制御のため大体において
信号源Ｓの「目標電圧」に相当する。第一の電圧
比較器RKにおいて出力電圧uAから整流によつて
取出された電圧uvも、この目標電圧と比較され
る。比較器RKを含む制御回路は、電圧uvが目標
電圧を越えた時、トランジスタＴが導通し、かつ
負荷抵抗の容量または誘導成分ＣまたはＬの無効
電流を受持つように設定されている。その際過剰
エネルギはトランジスタＴ内で消費されそれによ
り電圧uvは、当該の範囲の間目標電圧の半波に
追従するようになる。それにより負荷抵抗におけ
る電圧uAは、第２図ａに示された曲線uvとukの
間隔で与えられたひずみを含んだ所望の正弦波形
を有する。この電圧間隔は、かわり易くするため
第２図の曲線においては比較的大きくして示され
ている。しかし実際には生じたひずみ率が所定の
値を越えない程小さい。第２図ｂは、純オーム性
負荷における電流aRと電圧uAの経過を示してい
る。両方の曲線は同相であり、かつ出力電圧uA
のひずみは生じないことがわかる。第２図ｃに
は、純誘導負荷についての相応した曲線が示され
ている。このような純誘導負荷の際、電圧uAが
それぞれ０点に交差した後にインダクタンスＬに
磁気エネルギが蓄えられ、このエネルギの値は、
電流iLの尖頭値の２乗とインダクタンスＬの1/2
に比例する。この磁気エネルギにより出力電圧
uAは電圧uVによつて与えられた値まで高まる。
電流iLの０交差の際に磁気エネルギは残りなく消
費されるので、出力電圧uAは、再びuKの値にま
で低下する。

負荷抵抗が純容量であり（第２図ｄ）、かつ出
力電圧uAが尖頭値に達すると、負荷抵抗には電
気エネルギが蓄えられ、このエネルギの値は、電
圧uAの尖頭値の２乗と容量Ｃの1/2に比例する。
この電気エネルギは、（誘導負荷の場合の磁気エ
ネルギのように）電流方向に依存した第一のスイ
ツチ素子群Ｓ１ないしＳ４を介して放電すること
はできない。それ故に電圧uAを尖頭値に維持し
ようとし、補助負荷回路による制御が有効になる
まで維持しようとする（第２図ｄ）。

第３図に示した本発明の実施例は、次の点にお
いて第１図による回路に相違している。すなわち
補助負荷回路は、トランジスタのコレクタエミツ
タ間だけから形成されるわけではなく、抵抗Rv
を含んでいるので、過剰電力は、トランジスタＴ
内だけで損失熱に変換されるわけではない。その
他の点において第３図による回路に使われた部品
は、第１図の同じまたは同じ作用の部品と同じ符
号を有する。

第３図のトランジスタＴは、非常に小さな損失
電力を有するスイツチをなしている。このトラン
ジスタＴは、制御過程の間比較的高い周波数で投
入および遮断される。相応する電圧uvおよびuk
およびトランジスタＴを流れる電流iBの時間経
過は、第４図に示されている。

第３図に示された回路は次のように動作する。

電圧uAが「高すぎる」とすぐに、トランジス
タＴが投入される。その結果電圧uAは目標値以
下に低下し、かつトランジスタは再び遮断する。
この投入遮断過程のひん度を減少するため、およ
び切換に伴なう損失を減少するため、第一の電圧
比較器RKの出力端子と電圧uVに接続された方の
入力端子との間に、負帰還路として時限回路が挿
入されており、この時限回路は、抵抗RTとコン
デンサCTから成る。それにより個々のスイツチ
状態の期間は所定の値に延長され、かつ最高スイ
ツチ周波数は相応した制限される。

第４図から明らかなように、所望の正弦波形は
階段曲線によつて近似される。主として誘導性の
負荷である際、出力端子に平滑コンデンサが必要
であり、このコンデンサは、トランジスタＴのス
イツチ休止期間に誘導電流を吸収することができ
る。

第５図は、補助負荷回路に吸収されたエネルギ
が電源UEに戻される、本発明の実施例を示して
いる。そのため第３図の負荷抵抗Rvの代りに変
圧器Trの１次巻線が使われる。この変圧器Tr
は、遮断コンバータの部品であり、このコンバー
タは、トランジスタＴの投入遮断周波数で振動す
る。この変圧器Trの２次側に伝達される電圧は、
ダイオードＤ６によつて整流され、かつ遮断段階
の間電源UEに戻される。遮断コンバータの代り
に、エネルギ伝達のため別のコンバータを使用し
てもよいことは明らかである。

前記の実施例において交流負荷装置に給電する
逆変換装置は、変調可能な直流コンバータから成
り、このコンバータの出力電圧ukは、極性切換
ブリツジによつて正弦波電圧になるようにまとめ
られる。本発明によるリアクタンス負荷補償装置
は、このような逆変換装置に限定されるものでは
なく、任意の構造の逆変換装置に使用できる。第
６図は、相応した基本回路図を示している。同じ
または同じ作用の部品は、ここでも前の図と同じ
符号を有する。使われた逆変換装置はWrで示さ
れている。例えば必然的ではないが、外部制御さ
れた逆変換装置が使用され、すなわち出力電圧
uAの周波数は基準信号源Ｓにより与えられる。
この基準信号源Ｓの電圧は、変成器Ｕ…を介して取
出され、かつ全波整流器Ｇにおいて整流される。
この整流器Ｇの出力端子に生じる整流された正弦
波電圧は、再び目標電圧として使われ、かつ第一
の電圧比較器RKの相応した入力端子に加えられ
る。その他の点において第６図による回路の機能
は、第１図に示した回路に機能と同じである。図
示した例において再びトランジスタＴのコレクタ
エミツタ間から成る補助負荷回路が、第３図また
は第５図による回路と同様に形成できることは明
らかである。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の第１の実施例の基本回路図
であり、その際補助負荷回路は、制御可能な線形
スイツチ素子の被制御区間、例えば直線的な入出
力特性を有するトランジスタのエミツタコレクタ
間によつて形成されており、第２図は、本発明の
問題点およびその解決策を説明する時間線図、第
３図は、本発明の別の実施例を示す図であり、そ
の際補助負荷回路は、なるべくオーム性抵抗を含
み、この抵抗は、補償すべき電圧のそれぞれの半
波の間スイツチ特性を有する制御可能なスイツチ
素子によつてくり返し投入遮断可能であり、第４
図は、第３図による実施例を説明する時間線図、
第５図は、本発明の別の実施例を示す図であり、
その際補助負荷回路内で有効な負荷装置は、コン
バータの部品であり、このコンバータの出力電力
は電源に戻され、また第６図は、本発明による電
子リアクタンス負荷補償を一般的に適用するため
の概略方式図であり、第７図は、第１図の基本回
路図を機能ごとにまとめて示した回路図である。 Um……チヨツパ、RK……第一の電圧比較器、
RU……第二の電圧比較器、Ｓ……基準発振器、
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４……第一のスイツチ素子
群、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４……全波整流ブリツ
ジ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 直流電源UEから給電されるチヨツパUmと、 複数の制御可能な第一のスイツチ素子群Ｓ１，
   Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を有し、前記チヨツパUmを介
   して直流電源UE，Umから交流負荷装置Ｌ，Ｒ，
   Ｃに交流電圧を供給する逆変換載置と、 前記第一のスイツチ素子群Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，
   Ｓ４に対してそれぞれの通電方向が反対になるよ
   うに接続した複数のダイオード群Ｄ１，Ｄ２，Ｄ
   ３，Ｄ４と、 前記交流負荷装置Ｌ，Ｒ，Ｃと並列になるよう
   に前記複数のダイオード群Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ
   ４に接続し、制御可能な第二のスイツチ素子Ｔの
   内部抵抗を負荷の全部もしくは一部とする補助負
   荷回路と、 前記チヨツパUmを駆動する基準発振器Ｓと、 二つの入力端子を有し、その一方が前記基準発
   振器Ｓに接続され、他方が前記複数のダイオード
   群Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４を介して前記交流負荷
   装置Ｌ，Ｒ，Ｃに接続され、更に前記制御可能な
   第二のスイツチ素子Ｔの制御端子と接続される出
   力端子を有し、前記基準発振器Ｓの電圧を目標値
   として前記交流負荷装置Ｌ，Ｒ，Ｃの電圧が目標
   値よりも大のときは前記制御可能な第二のスイツ
   チ素子Ｔを導通状態に制御する第一の電圧比較器
   RKとからなる、 交流負荷装置に交流電圧を供給する逆変換装置を
   有する回路装置。 ２ 前記制御可能な第二のスチツチ素子Ｔがトラ
   ンジスタであり、前記複数のダイオード群Ｄ１，
   Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４が全波整流ブリツジである特許
   請求の範囲第１項の回路装置。 ３ 補助負荷回路が更に抵抗器Rvを負荷として
   有している特許請求の範囲第１項または第２項の
   回路装置。 ４ 前記第一の電圧比較器RKの入力端子と出力
   端子の間に、時限回路CT，RTが負帰還路とし
   て接続されている特許請求の範囲第３項の回路装
   置。 ５ 前記補助負荷回路と前記直流電源UEとの間
   に、交流電圧を直流電圧に変換して戻す回生回路
   Tr，Ｄ６が接続されている特許請求の範囲第１
   項の回路装置。