JPS63148864A - 直列共振コンバ−タ - Google Patents

直列共振コンバ−タ

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JPS63148864A
JPS63148864A JP62197272A JP19727287A JPS63148864A JP S63148864 A JPS63148864 A JP S63148864A JP 62197272 A JP62197272 A JP 62197272A JP 19727287 A JP19727287 A JP 19727287A JP S63148864 A JPS63148864 A JP S63148864A
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capacitor
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • H02M3/3376—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
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    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 この発明は直列共振コンバータ、特にコンバータの動作
周波数を制限する並列共振回路を含むような直列共振コ
ンバータに関する。
「従来技術」 パワーコンバータ（電力変換器）は従来知られており、
ふつう電圧源のような非安定化電源からエネルギーを受
け、それから安定化電圧を作り負直に与える。この安定
化動作はエネルギー源と負荷との間に安定化装置（レギ
ュレータ）を介在させて行われる。このような安定化装
置の１つとして従来スイッチング形の装置が知られてい
る。こＤスイッチ形装置はエネルギーの伝達率を制御す
るのに断続的な動作で行う、スイッチ素子は全導通と全
遮断の２つの動作モードを持っている。出力電力をあら
かじめ決めたレベルに維持するためには周期的にある期
間スイッチ素子をオンとしエネルギーを伝達させる。
代表的には、電力変換器で用いられるこのようなスイッ
チング形安定化装置にはスイッチ素子として電力ＦＥＴ
のようなものが使われる。このスイッチ素子は動作中全
導通（オン）、即ち飽和、あるいは全遮断（オフ）とさ
れる、全導通時に半導体スイッチ素子はほとんど電力を
消費しない、また非導通、即ち全遮断時にも電力を消費
しない。
しかしながらこのような半導体スイッチ素子は非導通状
態から導通状態あるいはその逆に遷移する期間に電力を
消費する。このような半導体素子で消費される電力のほ
とんどはこの遷移期間においてであり、この消費電力が
あまり大きいと半導体素子を破損することになる。
電力スイッチング用として半導体素子を使ったスイッチ
ング形レギュレータを用いた電力変換器は電カドランス
を介して負荷に接続され、電力スイッチ素子からの矩形
波信号を電カドランスに供給するように動作させるのが
これまで普通である。
この矩形波動作では電圧及び電流が遮断される時に必ず
電力スイッチ素子で電力が消費される。従って電力スイ
ッチ素子の動作周波数に直接関係したスイッチング損失
が存在する。このためこのような電力スイッチ素子を高
い周波数で動作させる必要がある場合は低電力での使用
に限定される。
さもなければ、大きな部品と大きな空間とを使い低い周
波数で動作させる。
価格効果が高くかつ占有空間の小さい電力変換器が望ま
れている。これは従って例えば２０　ｋＨｚ以上、好ま
しくは２００　ｋＨｚのような高い周波数で動作し、か
つ１５００ワツトあるいはそれ以上のオーダの大電力を
伝達することが必要とされる。このような高い周波数で
電力スイッチ素子を動作させるために、従来一般に行わ
れていた矩形波動作ではなく正弦波動作を使うことが限
定されている。この提案はＰＣＩ、　１９８３年４月学
会誌の第１３０〜１３３頁にＲ，）１．ベーカ−（Ｒ，
Ｈ，Ｂａｋｅｒ）により発表されたｒ’ｏｉｇｈ　Ｆｒ
ｅｑｕｅｎｃｙ　Ｐｏｗｅｒ　　Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ
　ｗｉｔｈ　ＦＥＴ−Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　Ｒｅ５ｏ
ｎａｎｔ　Ｃｈａｒｇｅ　Ｔｒａｎｓｆｅｒ　」に示さ
れている。この論文には電カドランスの１次側巻線を含
む直列共振回路に電力スイッチ素子を通して正弦波電流
パルスを流して動作させる事が提案されている。各正弦
波電流パルスは電圧駆動が除去される前にゼロレベルに
なって終る。その結果電力スイッチ素子は電流が零でオ
ン、オフされ、従って素子のスイッチング損失が小さく
、それだけ素子に無理がかからない。
ベーカーの上記論文に述べられているように、交番正弦
波電流パルスが直列共振タンク回路を流れる。半サイク
ルのあいだ電流パルスは第１の電力スイッチ素子と第１
のキャパシタを通ってトランスの１次側巻線を第１の方
向に流れる０次の半サイクルのあいだ第２の電力スイッ
チ素子と第２のキャパシタを通って電流パルスが１次側
巻線を逆方向に流れる。これらの２つの電力スイッチ素
子はそれぞれ一定時間ずつ最小一定間隔、即ちプツトタ
イムをおいて通電（ターンオン）され、このデッドタイ
ムのあいだ一方の素子がターンオフされ、他方の素子が
ターンオンされる。
ベーカーの上記論文における電力スイッチ素子がオン・
オフされる周波数は軽負荷、即ち低電力動作における低
い周波数から重負荷、即ち大電力動作における高い周波
数まで変化する。大電力動作ではこのような電力変換器
はほぼその最大共振周波数近くで動作する。負荷に要求
される電力が減少すると動作周波数が下がる。このよう
な電力変換器はその使われ方によっては動作周波数の変
化が問題となる。このような電力変換器が２００　ｋＨ
。
の動作周波数で１５００ワツトのような大電力変換器と
して使われると、負荷の低下によって生じる動作周波数
の低下は許容できないものとなることがある。例えばそ
のような電力変換器から電話回線に電力を供給すると、
負荷の低下により動作周波数が電話回線音声帯域、即ち
３００〜３４００Ｈｚの周波数範囲内に落ちてしまう可
能性がある。この動作周波数範囲で電話回線に供給され
るリプル電圧は電話回線に好ましくない可聴雑音を注入
することになる。
このような可聴雑音の問題を解決することが本願の発明
者によって１９８５年２月６日に出願された米国特許出
願第６９８，９２４号「小電力直列共振変換器及び大電
力直列共振変換器を使った電源Ｊ　　（ＡＰｏｗｅｒ　
５ｕｐｐｌｙ　Ｅｍｐｌｏｙｉｎｇ　Ｌｏｗ　Ｐｏｋｅ
ｒ　Ａｎｄ　Ｈ４ｇｈＰｏｗｅｒ　５ｅｒｉｅｓ　Ｒｅ
５ｏｎａｎｔ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ）に記載されてい
る。そこに述べられているように、電源は小電力直列共
振変換器と大電力直列共振変換器の両方を含んでいる。
各変換器は交互にオン・オフする一対の電力スイッチ素
子を有している。大電力動作のあいだ小電力変換器は大
電力変換器と並列に動作する。小電力動作では大電力変
換器の動作を止めるように制御し、小電力変換器だけが
負荷に電力を供給する。
この小電力及び大電力の変換器の組合せにより共振周波
数が可聴周波数範囲に落ちることが防止できるが、電力
スイッチ素子の組を余計に必要とし、またそれに関係す
る制御回路も余計に必要とされる。
「発明が解決しようとする問題点」 この発明の目的は余分な電力スイッチ素子及びそれに関
係した回路を必要とせず、かつ共振変換器に使われる電
力スイッチ素子としてのＦＥＴの動作に影響を与えるこ
となく動作周波数が可聴周波数範囲内に落ちることを防
ぐことができる直列共振変換器を提供することである。
ｒ問題点を解決するための手段」 この発明による変換器は電源と、互いに直列接続された
第１及び第２スイッチ素子と、互いに直列接続された第
１及び第２クランプダイオードと、互いに直列接続され
た第１及び第２キャパシタとを有している。これら各直
列スイッチ素子、直列ダイオード及び直列キャパシタは
それぞれ電源の両端間に接続されている。
変圧器の１次ｍ巻線が直列スイッチ素子の中点と直列ク
ランプダイオードの中点との間に挿入されている。変換
器は更に負荷により決まる動作周波数でスイッチ素子を
オン・オフするための制御回路を含んでいる。スイッチ
素子を交互に導通すると正弦波電流パルスが電源から１
次側巻線に交互に逆方向に流れる。
変換器は更にあらかじめ決められた共振周波数の並列共
振回路を含む。この並列共振回路は直列クランプダイオ
ードの中点と直列キャパシタの中点との間に設けられ、
変換器の動作周波数が並列共振周波数より低くならない
ように制限する。
「実施例」 以下に参照する図面はこの発明の詳細な説明するためだ
けのものである。第１図は高周波電力源１０のブロック
図であり、入力側１２のＡＣ！圧を出力側１４の安定化
ＤＣ電圧に変換する。この変換においてまずＡＣ電圧を
全波ブリッジ整流器１６で整流し、その整流された電圧
をローパスフィルタ（ＬＰＦ）　１８で濾波し、フィル
タの出力に非安定化ＤＣ電圧を得る。
電力源１０は直列共振電力変換器２ｏを有し、ローパス
フィルタ１８から非安定化ＤＣ電圧を受は出力端子１４
に安定化ＤＣ電圧を与える。後で詳細に説明するように
、変換器２０は直列ハーフブリッジ構成の一対の電力ス
イッチ素子、好ましくは電界効果テランジスタ（Ｆｉｌ
！？）を有している。これらの電力スイッチ素子はパル
ス位置度ｉＦｉ　（ｐｐｍ）法を使って交互に全導通（
ＯＮ）、全非導通（ＯＦＦ）とされる、この方法におい
て、安定した入力出力状態を得るために一定幅のパルス
をＦＥＴのゲート電極に与えてこれらを一定期間のあい
だオンとする。伝達する電力を決めるのはＦＥＴに与え
られるこのパルスの周波数である。この直列共振変換器
は電力変圧器２２の１次側巻線を含んでおり、その変圧
器の２次側巻線は整流器２４とローパスフィルタ２６と
を介して出力端子１４の負荷に接続されている。
電力ｍｘｏは普通出力端子１４の電圧か又は電力変圧器
２２０１次側巻線に流れる平均電流のいずれがの関数と
してＦＥＴのスイッチングを制御する。もともと電力源
１０は電圧制御モードで動作して安定化ＤＣ電圧を出力
端子１４に出力する。負荷が変ると安定化出力を保持す
るようにＦＥＴのスイッチングが制御される。
負荷にもとづく安定化に加えて、制御回路２８は直列共
振回路を流れる平均電流にも応答して動作する。結局、
電力スイッチ素子を通る電流、すなわち直列共振変換器
を通る電流パルスの割合（単位時間当りのパルス数）を
制御して平均電流の大きさを制限し、それによってＦＥ
Ｔや整流器等の壊れやすい電力素子の破損を防いでいる
。
並列共振回路３２が直列共振変換器２０に接続されてい
る。後で詳しく説明するように、並列共振回路３２は共
振変換器の動作周波数範囲を制限するように動作する。
電力源１０の動作を第１図を参照して簡単に説明したが
、次に第２図を参照してこの電力源の直列共振変換器２
０．電力変圧器２２及び並列共振回路３２を更に詳しく
説明する。変換器の入力は第２図において非安定化ＤＣ
電圧ｖｂとして示してあり、これは第１図におけるロー
パスフィルタ１８の出力を表わしている。この変換器は
一対の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）　３６．３８を
含み、これらのトランジスタは変換器制御回路２８によ
り駆動回路３０を通してゲート制御されて交互に導通（
オン）する、一方のＦＥＴがターンオン（導通）される
と必ず電源から変圧器２２の１次側巻線４０及び直列イ
ンダクタし、とキャパシタネットワークを含む直列共振
回路を通って電流が流れる経路が形成される。このキャ
パシタネットワークはキャパシタＣ１及びＣｔを並列に
組合せた容量とそれに直列な回路３２のキャパシタＣｓ
の容量とからなる等個直列容量を持っている。ダイオー
ドＤ１及びＤ２はこの等価容量を持ったネットワークに
かかる電圧をクランプし、それによって直列共振タンク
を安定化する。
ダイオードＤ、及びＤ２はクランプダイオードと呼ぶこ
ともできる。キャパシタＣ１及びＣ２はキャパシタＣ５
の容量との比較の点から主直列共振キャパシタと呼ぶこ
とができる。インダクタＬ１は実際に設けたものでもよ
いし、あるいは変圧器の漏れリアクタンスを表すもので
あってもよい。
動作において、制御回路２８がＦＥＴ　３６，３８の一
方をオンにすると電流パルスが共振回路を流れる。
各パルスは直列共振タンク回路の構成要素によって定ま
る立上り時間と立下り時間とを有し、正弦波パルスの形
で生じる。定常状態ではこれらのパルスは一様な正弦波
形をしており、一定の幅と一定のピーク値とを持ってい
る。直列共振回路を流れる電流パルス１つは例えば第３
Ａ及び３Ｂ図に示される。中電力動作、即ち半負荷状態
では、電流パルスはＦＥＴ　３６．３８の低い動作周波
数で生じる。
大電力動作、即ち全負荷動作へと電力が増加するとこれ
らの電流パルスは第３Ｂ図に示すように周波数を増す。
ＦＥＴ　３６と３８が同時にオンとならないように動作
させるには、電流パルスの周波数を直列共振タンク回路
の構成要素によって定まる最大共振周波数１”＋よりあ
る程度低く保つ必要がある。
従って正弦波パルス間のデッドタイムは中電力動作では
比較的に長いが、大電力動作ではかなり短かくなる。
第１図に示すように制御回路２８は出力電圧ｖ０及び平
均電流を検出し電力スイッチ素子の動作周波数を制御す
るのに使用する。出力電圧ν。は電力変圧器２２の２次
側の負荷の両端で検出する。この電力変圧器２２は一対
の２次側巻線４２．４４を有し、これらに接続されたダ
イオードＤ、、Ｄ、により２次側の整流を行い、負荷４
６に供給するための一定の電荷をキャパシタＣ４に与え
る。負荷４６に印加されている出力電圧ｖ０は制御回路
２８に供給される。負荷による電力消費が増加すると直
列共振回路の電流パルスの周波数が増加する。
制御回路２８はまた共振回路を流れる平均電流を監視す
る。平均電流がＦＥＴの適正な使用条件より大きすぎる
場合は直列共振回路を通して供給する電流パルスの周波
数を低下させてＦＥＴの破損を防ぐ、平均電流は直列共
振回路に直列に挿入された１回巻き１次側巻線を有する
電流トランスによって検出される。電流トランスの２次
側は６０回巻き程度であり、例えばシゴットキーダイオ
ードＤｓ。
Ｄ、、Ｄｔ、Ｄ、で構成された全波ブリッジ整流器に接
続されている。全波整流された電流は第３Ｃ図に示すよ
うなパルス状の波形をしている。平均電流Ｉ。、を表わ
す電圧はブリッジに接続された抵抗Ｒ８の両端に得られ
る。この電圧は制御回路２８に与えられる。
第４図は制御回路２８と駆動回路３０を詳細に示してい
る。検出された出力電圧ｖ０は制御回路２８の増幅器１
００で増幅される。増幅器１００はいわゆるオペレーシ
ョナルアンプであり、その増幅出力は加算回路１０２の
正入力として供給される。この加算回路１０２で出力電
圧■。は参照電圧Ｖっと比較され、その差が誤差信号■
７として得られる。誤差信号Ｖ！はその後利得−Ａの増
幅器１０４により増幅されて直列共振回路に供給する電
流パルスの周波数を制御するのに使われる。この誤差信
号はＤＣ電圧でありその大きさは負の値から正の値まで
変化し得る。その正の最大値では、出力電圧ｖ０が高す
ぎであり低くする必要があることを示している。その場
合、供給する電流パルスの周波数を下げる。誤差信号■
、が正の小さい値、あるいは負になると負荷が加えられ
ていることを示し、更に大きな電力を供給する必要があ
り、従って直列共振回路に供給する電流パルスの周波数
を上げる必要があることを示す。
直列共振回路を流れる平均電流ＩＡ□が大きすぎること
が検出回路によって検出された場合、誤差信号Ｖ、を変
更させてもよい、このような場合、直列共振回路に供給
する電流パルスの周波数を下げて平均電流の値を小さく
する必要がある。このため、平均電流は参照値と比較さ
れ、もし参照値より大きければ誤差信号Ｖえの大きさを
正方向に増加させることにより直列共振回路に供給する
電流パルスの周波数を下げる。平均電流が参照値を超え
ない場合は誤差信号の大きさの変更は行わない。
平均電流ＩＡｖＥを表わす検出された信号は実際にはこ
の電流を表わす電圧信号である。その電圧信号は例えば
適当なオペレーショナルアンプで構成された直流増幅器
１１０によって増幅され、正入力として加算回路１１２
に与えられる。この加算回路１１２で平均電流を表わす
電圧は参照電流を表わす電圧■１と比較され、その差の
電圧は増幅器１１４によって増幅される。この差電圧が
正の場合は平均電流が参照電流より大きいことを示して
いる。
二の正の電圧はダイオード１１６を通して正の入力とし
て加算回路１１８に与えられ、この加算回路のもう１つ
の入力には負の入力として参照電圧Ｖつが与えられてい
る。加算された信号は利得が１の増幅器１２０で増幅さ
れ、正の入力として加算回路１０２に与えられる。平均
電流が参照電流より大きい場合は前述の動作が誤差信号
Ｖ、を正の方向に増大させ直列共振回路に供給する電流
パルスの周波数を低下させる。平均電流が参照電流より
小さい場合は加算回路１１２の出力は負となりダイオー
ド１１６によって阻止され、従って誤差信号■。の変更
は行なわれない。
誤差信号■４は電圧周波数変換器１３０によって■、に
反比例した周波数の矩形波パルス列に変換される。前述
したように、誤差信号■、が正で最大値の時、変換器１
３０からのパルスの周波数が低下して低電力動作となる
ような電力伝達特性となっている。しかしながら誤差信
号が減少するにつれて変換器１３０からのパルス周波数
は増加し、動作電力が増大する。この関係は第３図に示
されており、低電力動作のあいだ変換器１３０からの矩
形波出力電圧■１の周波数は低く、１／２電力動作、全
電力動作と増加するにつれ周波数が高くなる。
電圧周波数変換器１３０は例えば普通の電圧制御発振器
であり、その出力電圧■、が正になるとＤ形フリップフ
ロップ１３２のクロック端子に与えられる。このフリッ
プフロップ１３２のデータ端子りには正の電圧、即ち論
理″１ｎの電圧レベルが与えられており、従って変換器
１３０の出力電圧■。
が高レベル（即ち論理″１′）になるとＱ出力の電圧■
、が高レベルになる。
フリップフロップ１３２の出力電圧■２が高レベルにな
る毎にＡＮＤゲート１３３を介してＤ形フリップフロッ
プ１４０にクロックを与えると共に、ワンシタットマル
チバイブレータ１３６をトリガする。
フリップフロップ１４０のＱ出力の反転出力であるＱ出
力はそのデータ端子りに戻され、従ってこのフリップフ
ロップは２分周カウンタとして動作する。ワンショット
マルチパイプレーク１３６の出力はインバータ１３９を
介してＡＮＤゲート１３４と１３５を開く、従ってフリ
ップフロップ１４０のクロック端子にパルスの立上りが
与えられる毎にそのＱ及びＱ出力は交互に高レベル（即
ち論理“ビ）をＡＮＤゲート１３４及び１３５に与える
。上述のようにＡＮＤゲート１３４及び１３５はワンシ
ゴットマルチバイブレータ１３６の出力によって開けら
れる。なお、ワンシッットマルチバイブレータ１３６の
動作シている期間（時定数）は直列共振電流パルスのパ
ルス幅にほぼ等しく選んである。従ってＡＮＤゲート１
３４及び１３５の出力は共振変換器２０中の電力スイッ
チ素子３６及び３８を交互にオンとするようにバッファ
１４６及び１４８を駆動する。また、ワンシロットマル
チバイブレーク１３６の出力期間が終了する時にはＡＮ
Ｄゲート１３３が閉じ、インバータ１３７を介してフリ
ップフロップ１３２がリセットされる。
第３図及び第４図を参照して直列共振変換器２０のため
の制御回路２８について説明したが、次に再び第１図及
び第２図に戻る。短期間のあいだ負荷が減少し、それと
ともに動作周波数が最大共振周波数（２００ＫＨｚ程度
）から極端に低下し可聴周波数範囲、即ち２０Ｋ）１２
以下になることが生じるかもしれない。電力源１０の応
用例の１つとして電話回線に電力を供給することを考え
ているので、もしこの直列共振変換器２０が可聴周波数
で動作すると好ましくない可聴雑音が電話回線に注入さ
れることになる。何故ならキャパシタＣ４の両端にリプ
ル電圧が生じ、出力されるからである。このリプル電圧
はその周波数が電話音声帯域内、即ち３００〜３４００
Ｈｚ内に入った場合特にやっかいな問題となる。
１５０Ｗ以下のような低電力需要の時は、直列共振変換
器の動作周波数は２０ＫＨｚ以下になる可能性がある。
その場合リプル電圧が電話回線に可聴雑音を注入するこ
とになる。従って直列共振変換器２０が動作周波数が２
０ＫＨｚ以下に落ちないように動作周波数範囲を制限す
ることが望まれる。このような制限は並列共振回路３２
によって実現される。並列共振回路３２がどのように動
作周波数を制限するかについて次に説明する。
変換器の出力電力Ｐは次式で与えられる。
Ｐりｑ−Ｖｂ−ｆ ここでｑは１動作サイクル中に伝達される電荷、■１は
第２図に示すようなＰＥＴの両端に印加される非安定化
ＤＣ電圧、ｆは変換器の動作周波数である。変換器が回
路３２の共振周波数より充分高い周波数で動作している
場合、即ち、比較的大きな負荷条件で動作している場合
、各動作サイクルで伝達される電荷ｑは一定である。第
３図かられかるように共振電流の各半サイクルは負荷が
全負荷から１７２負荷に変化しても同じ振幅と幅を持っ
ている。負荷が変化した場合の影響は、負荷が軽くなる
につれて半サイクルが生じる時間間隔が長くなるという
だけである。従ってこのような動作条件に対し出力電力
は変換器の動作周波数と直接関係して変化する。
もし回路３２がないと、上述の動作周波数に対する出力
電力の変化と一定の電荷伝達はほぼ無負荷動作状態にな
るまで続く、無負荷になるかなり前に動作周波数は可聴
範囲内に落ちてしまい前述の好ましくない雑音が生じる
。回路３２は動作周波数がこの回路の並列共振周波数よ
り下がらないように制限する。この周波数を可聴周波数
範囲より高く、即ち２０Ｋ）Ｉｚ以上に選べば、好まし
くない雑音は生じない。
変換器の負荷が軽くなるにつれてその動作周波数は回路
３２の共振周波数に近かすき、それとともに回路３２の
インピーダンスはかなりの速さで理想的に無限大のイン
ピーダンスに向って増加する。
この増大するインピーダンスの効果は直列共振電流の振
幅を減らすことになる。各共振電流パルスの幅は変化し
ない。この共振電流は回路３２への入力電流である。直
列共振電流の振幅は各動作サイクルで伝達される電荷の
Ｉｑと直接関係する。動作周波数が並列共振周波数に近
くなるにつれての負荷の減少、即ち変換器に対する出力
電力需要の減少は動作周波数の低下によるのではなく、
むしろ伝達される電荷量の減少による。いいかえると、
動作周波数は回路３２の並列共振周波数より下がらない
よう制限されるので、動作周波数が並列共振周波数に近
い所まで負荷が軽くなると動作周波は一定になるものと
考えられる。従って前述の出力電力に対する式によって
示されるように、出力電力を変化させることができるパ
ラメータは伝達されている電荷の量だけである。このよ
うに回路３２を変換器に入ることにより、動作周波数が
回路３２の共振周波数に近ずくにつれ出力電力とともに
伝達される電荷の量が変化することになる。
要約すると、可聴周波数範囲より高く選ばれた共振周波
数の並列共振回路３２とを挿入することにより変換器の
動作周波数は可聴周波数範囲より高い状態に保持される
ように制限される負荷、即ち出力電力需要が減少しても
動作周波はもはやそれ以上低くならないので、動作周波
数が高い時は一定である電荷の伝達は負荷の減少ととも
に小さくなる必要がある。つまり回路３２は変換器の動
作周波数の下限を与えるが、変換器が出力電力需要の変
化に応答する能力をそこなうことはない。ただ変換器が
電力需要の変化に合わせる機構が変化するだけである。
発明者は並列共振回路３２を変換器内のどこに挿入する
かが重要であることを見い出した。第２図に示すように
、並列共振回路３２のインダクタし！とキャパシタＣ３
はクランプダイオードＤ＋、Ｄｚの接続点とキャパシタ
Ｃ＋、Ｃｔの接続点との間に並列に接続される。
並列共振回路３２をインダクタＬ１及び電力変圧器の１
次側巻線に直列に挿入することも考えられる。そのよう
に挿入しても変換器の動作周波数が可聴周波数範囲に落
ちてしまうことを防ぐことはできるが、ＦＥＴ　３６及
び３８を破損してしまう可能性があることがわかった。
どのようにしてＦＥＴの破損が起るかを以下に説明する
。
変換器が軽負荷状態で動作している時、変換器の動作周
波数は並列共振回路３２の共振周波数よりわずか高い、
この負荷状態で並列共振回路３２の両端の電圧は直列共
振電流が零になってからある時間後に最大になる。従っ
て並列共振回路３２に流れ込む電流はその回路の両端電
圧より９０°進んでいる。
共振電流が零でこの負荷状態（軽負荷）に対する直列共
振キャパシタＣ１とＣｔの接続点の電圧は非安定化ＤＣ
電圧Ｖ、の約半分に等しい。並列共振回路３２の両端電
圧のピーク値は軽負荷ではＶ。
／２を越えることがあり得る。この電圧差はそれまで導
通していたＦＥＴの寄生ダイオードを導通させる。この
寄生ダイオードは電気的に壊れやすいバイポーラトラン
ジスタのコレクタ・ベース間接合であり、その構造はＦ
ＥＴ製造方法に由来するものである。オフ状態のＦＥＴ
がオンになるとバイポーラトランジスタは回復する。こ
の回復はバイポーラトランジスタになだれ降伏を起こさ
せ、ＦＥＴ　３６及び３８を破壊する。バイポーラトラ
ンジスタがなだれ降伏（アバランシェ）する機構はその
分野の人には知られている。この機構についての詳細は
カリフォルニア州、サンタクララのシリコニクス社出版
の技術論文番号ＴＡ８４−４．　　’ＭＯ３ＦＥＴｓに
おけるｄＶｎｓ／ｄｔターンオン」に述べられている。
この機構の要約を次に示す。
寄生ダイオードが導通状態にあり、それまでオフであっ
たＦＥＴがオンになるとこの寄生ダイオードは回復（リ
カバリ）しようとする。すると回復電流がバイポーラト
ランジスタのベース・エミッタ抵抗を通ってトランジス
タのベースから遠ざかる方向に流れる。この回復電流に
よってベース電圧がエミッタ電圧より高くなってしまう
、これによってトランジスタはアバランシェ（なだれ降
伏）が起り得る動作モードに入る。
発明者は並列共振回路３２が第２図に示すように接続さ
れた場合、共振回路３２の両端にかかる電圧がダイオー
ドＤ１とＤｔによって非安定化ＤＣ電圧の１７２にクラ
ンプされることを見出した。このクランプ動作により前
述の寄生ダイオードがオンになることを防ぐことができ
る。従って共振回路３２を第２図に示す位置に設けるこ
とによりＰＥＴ　３６及び３８を破壊してしまうような
状態が生じることを防ぐことができる。
ダイオードＤＩ及びＤアは変換器２０に付は加わえられ
た回路構成要素でない事を理解しなければならない、こ
れらのダイオードは電力源１０が並列共振回路３２を含
んでいるか否かとは無関係に変換器の構成の一部を成す
ものである。仮りに並列共振回路３２を前述のようにイ
ンダクタＬ１と１次側巻線４０に直列に設けたとすると
、ＦＥＴ　３４及び３６の破損を防ぐには変換器２０の
構成（例えばダイオードＤ、及びＤよ）に更に多くの回
路部品を加えなければならない、これは並列共振回路３
２を使う目的が簡単で安価に変換器の動作周波数の下限
を与える手段を実現するためであることを考えれば望ま
しくない、従って並列共振回路３２を第２図に示す位置
に設けることにより、ＦＥＴ　３４及び３６の動作に悪
影響を及ぼさずかつ変換器内に並列共振回路３２を設け
たことに対する補償のための部品を新たに加えることな
く変換器の動作周波数の下限を可聴周波数より高く設定
することができる。
上述した好ましい実施例の説明はこの発明を単に説明す
るためだけのものであって発明を限定するためのもので
はない、当業者はこの発明の主旨からそれることなくこ
こに開示した実施例を変更することができるであろう。
【図面の簡単な説明】
第１図はこの発明の回路が使用される高周波数電力ａ１
Ｏのブロック図、 第２図はこの発明の回路を含む第１図の電力源１０の一
部を示す回路図、 第３図は第１図に示す電力源の動作に関連した各種電流
波形図、及び第４図は第１図に示す電力源の制御回路２
日と駆動回路３０の実施例を示す回路図である。 １６：全波整流ブリッジ、１８：ローパスフィルタ、２
０：直流共振変換器、２２：電カドランス、２４：整流
器、２６：ローパスフィルタ、２８：制御回路、３０：
駆動回路、３２：並列共振回路、３６：ＦＥＴ、３８：
ＦＥＴ　、　４０：　１次側巻線。 特許出願人　　日本電信電話株式会社 リライアンス　コム／チック コーポレーション

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. （１）ａ）電力源と、 ｂ）一端が互いに接続され、他端がそれぞれ前記電力源
    の両端に接続された第１及び第２スイッチ手段と、 ｃ）一端が互いに接続され、他端がそれぞれ前記電力源
    の両端に接続された第１及び第２クランプダイオード手
    段と、 ｄ）前記第１及び第２スイッチ手段の接続点と前記第１
    及び第２クランプダイオード手段の接続点との間に挿入
    された１次側巻線を有するトランスと、 ｅ）一端が互いに接続され、他端がそれぞれ前記電力源
    の両端に接続された第１及び第２キャパシタ手段と、 ｆ）前記第１及び第２スイッチ手段が交互にオンとなる
    毎に前記電力源から正弦波電流パルスが前記一次側巻線
    を逆方向に交互に流れるよう負荷に応じた動作周波数で
    前記第１及び第２スイッチ手段をオン・オフさせるため
    の制御手段と、及び ｇ）前記第１及び第２クランプダイオード手段の接続点
    と前記第１及び第２キャパシタ手段の接続点との間に挿
    入され、あらかじめ決められた並列共振周波数を有し、
    前記動作周波数が前記並列共振周波数より下がらないよ
    う制限する並列共振回路手段、 とを含み、電流を前記負荷に供給するための直列共振コ
    ンバータ。
  2. （２）前記並列共振回路手段は互いに並列接続された並
    列共振キャパシタと並列共振インダクタとを含む特許請
    求の範囲第１項記載の直列共振コンバータ。
  3. （３）前記並列共振回路手段の前記並列共振周波数は電
    話回線音声帯域よりも高い特許請求の範囲第２項記載の
    直列共振コンバータ。
  4. （４）前記第１及び第２スイッチ手段はＦＥＴである特
    許請求の範囲第１項記載の直列共振コンバータ。
  5. （５）前記並列共振回路手段は互いに並列接続された並
    列共振キャパシタと並列共振インダクタとを含む特許請
    求の範囲第４項記載の直列共振コンバータ。
  6. （６）ａ）電力源と、 ｂ）各々が第１、第２及び第３の電極を有した第１及び
    第２スイッチ手段であって前記第１スイッチ手段の第２
    電極が前記第２スイッチ手段の第１電極に接続され、前
    記第１スイッチ手段の第１電極と前記第２スイッチ手段
    の第２電極が前記電力源の両端に接続された前記第１及
    び第２スイッチ手段と、 ｃ）それぞれが第１及び第２電極を有した第１及び第２
    クランプダイオードであって前記第１クランプダイオー
    ドの前記第１及び第２電極はそれぞれ前記電力源の一端
    と前記第２クランプダイオードの前記第１電極に接続さ
    れ、前記第２クランプダイオードの前記第２電極は前記
    電力源の他端に接続された前記第１及び第２クランプダ
    イオードと、 ｄ）前記第１及び第２スイッチ手段の接続点と前記第１
    及び第２クランプダイオードの接続点間に直列に挿入さ
    れた一次側巻線の第１及び第２端子を有するトランスと
    、 ｅ）それぞれが第１及び第２端子を有した第１及び第２
    キャパシタであって前記第１キャパシタの前記第１及び
    第２端子はそれぞれ前記電力源の一端と前記第２キャパ
    シタの前記第１端子に接続され、前記第２キャパシタの
    前記して第２端子は前記電力源の他端に接続された前記
    第１及び第２キャパシタと、 ｆ）前記第１及び第２スイッチ手段が交互にオンとなる
    毎に前記電力源から正弦波電流パルスが前記一次側巻線
    を逆方向に交互に流れるよう負荷に応じた動作周波数で
    前記第１及び第２スイッチ手段の各前記第３電極に信号
    を与えて前記第１及び第２スイッチをオン・オフ動作さ
    せるための制御手段と、及び ｇ）前記第１及び第２クランプダイオードの接続点に接
    続された第１端子と、前記第１及び第２キャパンタの接
    続点に接続された第２端子とを有し、かつあらかじめ決
    められた並列共振周波数を有し、前記動作周波数が前記
    並列共振周波数より下がらないよう制限する並列共振回
    路手段、 とを含み、電流を前記負荷に供給するための直列共振コ
    ンバータ。
  7. （７）前記並列共振回路手段は互いに並列接続された並
    列共振キャパシタと並列共振インダクタとを含む特許請
    求の範囲第６項記載の直列共振コンバータ。
  8. （８）前記並列共振回路手段の前記並列共振周波数は電
    話回線音声帯域より高い特許請求の範囲第７項記載の直
    列共振コンバータ。
  9. （９）前記第１及び第２スイッチ手段はＦＥＴである特
    許請求の範囲第６項記載の直列共振コンバータ。
  10. （１０）前記並列共振回路手段は互いに並列接続された
    並列共振キャパシタと並列共振インダクタとを含む特許
    請求の範囲第９項記載の直列共振コンバータ。
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