JPH06153523A - Ｐｗｍ信号生成方法 - Google Patents
Ｐｗｍ信号生成方法Info
- Publication number
- JPH06153523A JPH06153523A JP4315915A JP31591592A JPH06153523A JP H06153523 A JPH06153523 A JP H06153523A JP 4315915 A JP4315915 A JP 4315915A JP 31591592 A JP31591592 A JP 31591592A JP H06153523 A JPH06153523 A JP H06153523A
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- JP
- Japan
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- switching
- carrier
- pwm
- pwm signal
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 インバータのスイッチング損失や出力電流波
形の歪を低減する。 【構成】 ２種類の零電圧ベクトルを含む瞬時空間電圧
ベクトルを用いて電圧形ＰＷＭインバータにより任意の
出力電圧を得るためのＰＷＭ信号生成方法に関する。１
キャリア周期内に１種類の零電圧ベクトルのみを選択し
てそのキャリア周期内では特定の１相（例えばｕ相）の
みスイッチングを行わないようなＰＷＭ信号を複数キャ
リア周期分、連続させて特定相非スイッチング期間Ａを
構成する。その後、別の１相（例えばｗ相）のみスイッ
チングを行わないようなＰＷＭ信号を複数キャリア周期
分、連続させて別の特定相非スイッチング期間Ｂを構成
する。これらの特定相非スイッチング期間を交互に繰り
返してＰＷＭ信号を生成する。
形の歪を低減する。 【構成】 ２種類の零電圧ベクトルを含む瞬時空間電圧
ベクトルを用いて電圧形ＰＷＭインバータにより任意の
出力電圧を得るためのＰＷＭ信号生成方法に関する。１
キャリア周期内に１種類の零電圧ベクトルのみを選択し
てそのキャリア周期内では特定の１相（例えばｕ相）の
みスイッチングを行わないようなＰＷＭ信号を複数キャ
リア周期分、連続させて特定相非スイッチング期間Ａを
構成する。その後、別の１相（例えばｗ相）のみスイッ
チングを行わないようなＰＷＭ信号を複数キャリア周期
分、連続させて別の特定相非スイッチング期間Ｂを構成
する。これらの特定相非スイッチング期間を交互に繰り
返してＰＷＭ信号を生成する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電圧形ＰＷＭ（パルス
幅変調）インバータのスイッチング素子を駆動するため
のＰＷＭ信号生成方法に関する。
幅変調）インバータのスイッチング素子を駆動するため
のＰＷＭ信号生成方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】図３はこの種のインバータの主回路構成
図であり、図においてＥは直流電源、ＩＮＶはインバー
タ、Ｔｒ1〜Ｔｒ6はスイッチング素子としてのトランジ
スタ、Ｄ1〜Ｄ6は還流ダイオード、ＩＭは三相誘導電動
機等の負荷である。このインバータＩＮＶにより、例え
ば周知のＶ／ｆ（電圧／周波数）一定制御を行う場合、
出力電圧の周波数設定値に基づいてインバータＩＮＶの
出力電圧指令値が生成され、この指令値にかかる信号波
形とキャリア波形との比較によりＰＷＭ信号が生成され
る。このＰＷＭ信号に従ってトランジスタＴｒ1〜Ｔｒ6
を駆動することにより、インバータＩＮＶの出力電圧が
出力電圧指令値に一致するような制御が行われる。
図であり、図においてＥは直流電源、ＩＮＶはインバー
タ、Ｔｒ1〜Ｔｒ6はスイッチング素子としてのトランジ
スタ、Ｄ1〜Ｄ6は還流ダイオード、ＩＭは三相誘導電動
機等の負荷である。このインバータＩＮＶにより、例え
ば周知のＶ／ｆ（電圧／周波数）一定制御を行う場合、
出力電圧の周波数設定値に基づいてインバータＩＮＶの
出力電圧指令値が生成され、この指令値にかかる信号波
形とキャリア波形との比較によりＰＷＭ信号が生成され
る。このＰＷＭ信号に従ってトランジスタＴｒ1〜Ｔｒ6
を駆動することにより、インバータＩＮＶの出力電圧が
出力電圧指令値に一致するような制御が行われる。
【０００３】ここで、ＰＷＭインバータの出力電圧の制
御方式として、瞬時空間電圧ベクトルを用いたものが知
られている。すなわち、インバータＩＮＶが出力し得る
電圧は、各相上下アームのトランジスタＴｒ1〜Ｔｒ6の
スイッチングパターンが８通り（２3）あることから、
これを電圧ベクトルによって表すと図４の様にπ／３
〔ｒａｄ〕ずつ異なる電圧ベクトルＶ1〜Ｖ6及び零電圧
ベクトルＶ0，Ｖ7となる。なお、各電圧ベクトルに付さ
れた（１００），（１１０），……等は、ｕ，ｖ，ｗ各
相のトランジスタＴｒ1〜Ｔｒ6のスイッチングパターン
（Ｓｕ Ｓｖ Ｓｗ）であり、各々“１”は上アームのト
ランジスタがオン、“０”は下アームのトランジスタが
オンであることを示す。
御方式として、瞬時空間電圧ベクトルを用いたものが知
られている。すなわち、インバータＩＮＶが出力し得る
電圧は、各相上下アームのトランジスタＴｒ1〜Ｔｒ6の
スイッチングパターンが８通り（２3）あることから、
これを電圧ベクトルによって表すと図４の様にπ／３
〔ｒａｄ〕ずつ異なる電圧ベクトルＶ1〜Ｖ6及び零電圧
ベクトルＶ0，Ｖ7となる。なお、各電圧ベクトルに付さ
れた（１００），（１１０），……等は、ｕ，ｖ，ｗ各
相のトランジスタＴｒ1〜Ｔｒ6のスイッチングパターン
（Ｓｕ Ｓｖ Ｓｗ）であり、各々“１”は上アームのト
ランジスタがオン、“０”は下アームのトランジスタが
オンであることを示す。
【０００４】従って、任意の電圧ベクトルＥを出力する
場合には、前記８種類の電圧ベクトルのうち隣合うベク
トル（例えば電圧ベクトルＥが図４の位置にあるとする
と、これに隣合う電圧ベクトルＶ3，Ｖ4）と零電圧ベク
トルＶ0，Ｖ7とを一定期間内で時分割して選択すること
により、所望の大きさ及び位相を有する等価的な電圧ベ
クトルＥを得ている。そして、これらの電圧ベクトルＶ
3，Ｖ4，Ｖ0，Ｖ7に応じたスイッチングパターンに従っ
てＰＷＭ信号を生成し、インバータＩＮＶを制御してい
る。
場合には、前記８種類の電圧ベクトルのうち隣合うベク
トル（例えば電圧ベクトルＥが図４の位置にあるとする
と、これに隣合う電圧ベクトルＶ3，Ｖ4）と零電圧ベク
トルＶ0，Ｖ7とを一定期間内で時分割して選択すること
により、所望の大きさ及び位相を有する等価的な電圧ベ
クトルＥを得ている。そして、これらの電圧ベクトルＶ
3，Ｖ4，Ｖ0，Ｖ7に応じたスイッチングパターンに従っ
てＰＷＭ信号を生成し、インバータＩＮＶを制御してい
る。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、この種のＰ
ＷＭインバータでは、低騒音化するためにＰＷＭ制御の
スイッチング周波数を高くする（すなわちキャリア周波
数を高くする）ことが従来から行われている。図５、図
６はこのスイッチング周波数の高周波数化を説明するた
めのもので、図５は低周波数時、図６は高周波数時を示
している。なお、これらの図においては信号（正弦
波）波形、はキャリア（三角波）波形である。
ＷＭインバータでは、低騒音化するためにＰＷＭ制御の
スイッチング周波数を高くする（すなわちキャリア周波
数を高くする）ことが従来から行われている。図５、図
６はこのスイッチング周波数の高周波数化を説明するた
めのもので、図５は低周波数時、図６は高周波数時を示
している。なお、これらの図においては信号（正弦
波）波形、はキャリア（三角波）波形である。
【０００６】しかるに、上記方法によると、スイッチン
グ周波数が大きくなることにより、スイッチング損失が
増大するという問題がある。また、騒音対策としてはイ
ンバータの出力側に交流リアクトルを接続することも考
えられるが、装置全体の大形化、コスト増を招く。
グ周波数が大きくなることにより、スイッチング損失が
増大するという問題がある。また、騒音対策としてはイ
ンバータの出力側に交流リアクトルを接続することも考
えられるが、装置全体の大形化、コスト増を招く。
【０００７】一方、キャリア周波数の増加に伴うスイッ
チング損失を少なくするために、電気角で６０°または
１２０°の区間、上アームのトランジスタをオン、下ア
ームのトランジスタをオフ状態（つまり、スイッチング
パターンを“１”）で固定し、または、上アームのトラ
ンジスタをオフ、下アームのトランジスタをオン状態
（同じく“０”）で固定する方法（いわゆる２アーム変
調）も知られている。図７、図８は、この２アーム変調
によるインバータの出力電圧波形を示すもので、図７は
６０°の区間にわたりスイッチングパターンを“１”ま
たは“０”で固定した場合のｕ相出力電圧波形、図８は
１２０°の区間にわたりスイッチングパターンを“１”
または“０”で固定した場合のｕ相出力電圧波形であ
る。
チング損失を少なくするために、電気角で６０°または
１２０°の区間、上アームのトランジスタをオン、下ア
ームのトランジスタをオフ状態（つまり、スイッチング
パターンを“１”）で固定し、または、上アームのトラ
ンジスタをオフ、下アームのトランジスタをオン状態
（同じく“０”）で固定する方法（いわゆる２アーム変
調）も知られている。図７、図８は、この２アーム変調
によるインバータの出力電圧波形を示すもので、図７は
６０°の区間にわたりスイッチングパターンを“１”ま
たは“０”で固定した場合のｕ相出力電圧波形、図８は
１２０°の区間にわたりスイッチングパターンを“１”
または“０”で固定した場合のｕ相出力電圧波形であ
る。
【０００８】この方法によると、スイッチング回数が減
る分スイッチング損失は少なくなるが、デッドタイムの
影響を受ける相と受けない相とが長期間にわたって固定
的に発生するため、図７、図８から明らかなごとく電圧
波形が非正弦波となって電流波形が大きく歪んでしまう
という問題がある。
る分スイッチング損失は少なくなるが、デッドタイムの
影響を受ける相と受けない相とが長期間にわたって固定
的に発生するため、図７、図８から明らかなごとく電圧
波形が非正弦波となって電流波形が大きく歪んでしまう
という問題がある。
【０００９】本発明は上記問題点を解決するためになさ
れたもので、その目的とするところは、スイッチング損
失の減少を図り、しかも電流波形の歪を少なくすること
ができるＰＷＭ信号生成方法を提供することにある。
れたもので、その目的とするところは、スイッチング損
失の減少を図り、しかも電流波形の歪を少なくすること
ができるＰＷＭ信号生成方法を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明は、２種類の零電圧ベクトルを含む瞬時空間
電圧ベクトルを用いて電圧形ＰＷＭインバータにより任
意の出力電圧を得るためのＰＷＭ信号生成方法におい
て、１キャリア周期内に１種類の零電圧ベクトルのみを
選択してそのキャリア周期内では特定の１相のみスイッ
チングを行わないようなＰＷＭ信号を複数キャリア周期
分、連続させて特定相非スイッチング期間を構成し、そ
の後、前記特定の１相とは別の１相のみスイッチングを
行わないようなＰＷＭ信号を複数キャリア周期分、連続
させて別の特定相非スイッチング期間を構成し、これら
の特定相非スイッチング期間を交互に繰り返してＰＷＭ
信号を生成するものである。
め、本発明は、２種類の零電圧ベクトルを含む瞬時空間
電圧ベクトルを用いて電圧形ＰＷＭインバータにより任
意の出力電圧を得るためのＰＷＭ信号生成方法におい
て、１キャリア周期内に１種類の零電圧ベクトルのみを
選択してそのキャリア周期内では特定の１相のみスイッ
チングを行わないようなＰＷＭ信号を複数キャリア周期
分、連続させて特定相非スイッチング期間を構成し、そ
の後、前記特定の１相とは別の１相のみスイッチングを
行わないようなＰＷＭ信号を複数キャリア周期分、連続
させて別の特定相非スイッチング期間を構成し、これら
の特定相非スイッチング期間を交互に繰り返してＰＷＭ
信号を生成するものである。
【００１１】
【作用】本発明では、特定相がスイッチングされない複
数キャリア周期からなる特定相非スイッチング期間が交
互に繰り返されるため、キャリア周波数が高い場合にも
スイッチング回数が従来よりも少ない。また、従来の２
アーム変調とは異なり、特定相非スイッチング期間ごと
にスイッチングされない相が異なるため、デッドタイム
の影響を受ける相と受けない相とが長期にわたり固定さ
れることがない。
数キャリア周期からなる特定相非スイッチング期間が交
互に繰り返されるため、キャリア周波数が高い場合にも
スイッチング回数が従来よりも少ない。また、従来の２
アーム変調とは異なり、特定相非スイッチング期間ごと
にスイッチングされない相が異なるため、デッドタイム
の影響を受ける相と受けない相とが長期にわたり固定さ
れることがない。
【００１２】
【実施例】以下、図に沿って本発明の実施例を説明す
る。図１は、本発明による各相上アームのスイッチング
素子に対するＰＷＭ信号を従来技術と比較して示した図
であり、（ａ），（ｂ）は本発明の実施例によるもの、
（ｃ）は従来技術によるものである。すなわち本実施例
では、特定の１相について、１キャリア周期にわたって
スイッチングを行わないように電圧ベクトルを選択す
る。そのためには、特定相の上アームのスイッチング素
子を１キャリア周期にわたってオフまたはオン（下アー
ムのスイッチング素子についてはオンまたはオフ）状態
に維持すればよい。
る。図１は、本発明による各相上アームのスイッチング
素子に対するＰＷＭ信号を従来技術と比較して示した図
であり、（ａ），（ｂ）は本発明の実施例によるもの、
（ｃ）は従来技術によるものである。すなわち本実施例
では、特定の１相について、１キャリア周期にわたって
スイッチングを行わないように電圧ベクトルを選択す
る。そのためには、特定相の上アームのスイッチング素
子を１キャリア周期にわたってオフまたはオン（下アー
ムのスイッチング素子についてはオンまたはオフ）状態
に維持すればよい。
【００１３】ここで、図１（ａ）はｕ相上アームについ
て１キャリア周期にわたりオフとし、図１（ｂ）はｗ相
上アームについて１キャリア周期にわたりオンとした場
合であり、特定の１相（ｕ相またはｗ相）について見れ
ば何れも１キャリア周期にわたってスイッチングを行っ
ていない。なお、図１（ａ）,（ｂ）,（ｃ）におけるｔ
0は零電圧ベクトルＶ0またはＶ7の期間を示す。
て１キャリア周期にわたりオフとし、図１（ｂ）はｗ相
上アームについて１キャリア周期にわたりオンとした場
合であり、特定の１相（ｕ相またはｗ相）について見れ
ば何れも１キャリア周期にわたってスイッチングを行っ
ていない。なお、図１（ａ）,（ｂ）,（ｃ）におけるｔ
0は零電圧ベクトルＶ0またはＶ7の期間を示す。
【００１４】つまり、図１（ｃ）に示す従来技術では、
１キャリア周期の間に２種類の零電圧ベクトルＶ0，Ｖ7
が選択されるので、ｕ，ｖ，ｗ相のうちスイッチングさ
れない相は存在しない。しかるに、本発明では図１
（ａ），（ｂ）のようなＰＷＭ信号とするので、１キャ
リア周期について見れば、各々１種類の零電圧ベクトル
しか選択しないことになる。
１キャリア周期の間に２種類の零電圧ベクトルＶ0，Ｖ7
が選択されるので、ｕ，ｖ，ｗ相のうちスイッチングさ
れない相は存在しない。しかるに、本発明では図１
（ａ），（ｂ）のようなＰＷＭ信号とするので、１キャ
リア周期について見れば、各々１種類の零電圧ベクトル
しか選択しないことになる。
【００１５】更に、本発明においては、仮りに図１
（ａ）のような１キャリア周期分のＰＷＭ信号とした場
合には、これを予め設定した複数周期分（例えば４周期
分）連続して繰返す。そして、その後、先にスイッチン
グを行わなかった相（ｕ相）とは別の１相が１キャリア
周期にわたってスイッチングを行わないようなパターン
（例えば図１（ｂ））のＰＷＭ信号を同様に複数周期
分、連続して繰り返す。図２はこのようにして生成され
たＰＷＭ信号を従来技術との比較において示しており、
本実施例では図１（ａ）のＰＷＭ信号を４キャリア周期
分連続させて図２の特定相非スイッチング期間Ａを構成
し、その後、図１（ｂ）のＰＷＭ信号を同じく４キャリ
ア周期分連続させて別の特定相非スイッチング期間Ｂを
構成する。そして、以後はこれらの特定相非スイッチン
グ期間を繰り返すことにより一連のＰＷＭ信号が生成さ
れる。
（ａ）のような１キャリア周期分のＰＷＭ信号とした場
合には、これを予め設定した複数周期分（例えば４周期
分）連続して繰返す。そして、その後、先にスイッチン
グを行わなかった相（ｕ相）とは別の１相が１キャリア
周期にわたってスイッチングを行わないようなパターン
（例えば図１（ｂ））のＰＷＭ信号を同様に複数周期
分、連続して繰り返す。図２はこのようにして生成され
たＰＷＭ信号を従来技術との比較において示しており、
本実施例では図１（ａ）のＰＷＭ信号を４キャリア周期
分連続させて図２の特定相非スイッチング期間Ａを構成
し、その後、図１（ｂ）のＰＷＭ信号を同じく４キャリ
ア周期分連続させて別の特定相非スイッチング期間Ｂを
構成する。そして、以後はこれらの特定相非スイッチン
グ期間を繰り返すことにより一連のＰＷＭ信号が生成さ
れる。
【００１６】なお、キャリア周波数ｆｃを１５〔ｋＨ
ｚ〕とすると、図２の実施例における各相等価スイッチ
ング周波数ｆｃ′は、 ｆｃ′＝１５×（２４０°／３６０°）＋１５×（１２
０°／３６０°）×（１／４） ＝１１．２５〔ｋＨｚ〕 となる。
ｚ〕とすると、図２の実施例における各相等価スイッチ
ング周波数ｆｃ′は、 ｆｃ′＝１５×（２４０°／３６０°）＋１５×（１２
０°／３６０°）×（１／４） ＝１１．２５〔ｋＨｚ〕 となる。
【００１７】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、特定相が
スイッチングされない複数キャリア周期からなる特定相
非スイッチング期間が交互に繰り返されるため、キャリ
ア周波数が高い場合にもスイッチング回数が従来よりも
少なくなり、スイッチング損失を低減することができ
る。また、従来の２アーム変調とは異なり、特定相非ス
イッチング期間ごとにスイッチングされない相が異なる
ため、デッドタイムの影響を受ける相と受けない相とが
長期にわたって固定されるような不都合がなく、これに
起因する電流波形の歪を少なくすることができる。
スイッチングされない複数キャリア周期からなる特定相
非スイッチング期間が交互に繰り返されるため、キャリ
ア周波数が高い場合にもスイッチング回数が従来よりも
少なくなり、スイッチング損失を低減することができ
る。また、従来の２アーム変調とは異なり、特定相非ス
イッチング期間ごとにスイッチングされない相が異なる
ため、デッドタイムの影響を受ける相と受けない相とが
長期にわたって固定されるような不都合がなく、これに
起因する電流波形の歪を少なくすることができる。
【図１】本発明の一実施例による１キャリア周期分のＰ
ＷＭ信号を従来技術と比較して示した図である。
ＷＭ信号を従来技術と比較して示した図である。
【図２】本発明の一実施例によるＰＷＭ信号を従来技術
と比較して示した図である。
と比較して示した図である。
【図３】電圧形ＰＷＭインバータの主回路構成図であ
る。
る。
【図４】瞬時空間電圧ベクトルの説明図である。
【図５】スイッチング周波数の高周波数化を説明するた
めの波形図である。
めの波形図である。
【図６】スイッチング周波数の高周波数化を説明するた
めの波形図である。
めの波形図である。
【図７】２アーム変調によるインバータのｕ相出力電圧
波形図である。
波形図である。
【図８】２アーム変調によるインバータのｕ相出力電圧
波形図である。
波形図である。
Ａ，Ｂ 特定相非スイッチング期間 Ｅ 直流電源 ＩＮＶ インバータ Ｔｒ1〜Ｔｒ6 トランジスタ Ｄ1〜Ｄ6 還流ダイオード ＩＭ 負荷
Claims (1)
- 【請求項１】 ２種類の零電圧ベクトルを含む瞬時空間
電圧ベクトルを用いて電圧形ＰＷＭインバータにより任
意の出力電圧を得るためのＰＷＭ信号生成方法におい
て、 １キャリア周期内に１種類の零電圧ベクトルのみを選択
してそのキャリア周期内では特定の１相のみスイッチン
グを行わないようなＰＷＭ信号を複数キャリア周期分、
連続させて特定相非スイッチング期間を構成し、その
後、前記特定の１相とは別の１相のみスイッチングを行
わないようなＰＷＭ信号を複数キャリア周期分、連続さ
せて別の特定相非スイッチング期間を構成し、これらの
特定相非スイッチング期間を交互に繰り返してＰＷＭ信
号を生成することを特徴とするＰＷＭ信号生成方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4315915A JPH06153523A (ja) | 1992-10-30 | 1992-10-30 | Ｐｗｍ信号生成方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4315915A JPH06153523A (ja) | 1992-10-30 | 1992-10-30 | Ｐｗｍ信号生成方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06153523A true JPH06153523A (ja) | 1994-05-31 |
Family
ID=18071139
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4315915A Withdrawn JPH06153523A (ja) | 1992-10-30 | 1992-10-30 | Ｐｗｍ信号生成方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06153523A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0898546A (ja) * | 1994-09-27 | 1996-04-12 | Toshiba Corp | インバータ装置 |
| EP0959553A2 (en) * | 1998-05-19 | 1999-11-24 | Texas Instruments Incorporated | Symmetric 4-space vector pulse width modulated waveform generation |
-
1992
- 1992-10-30 JP JP4315915A patent/JPH06153523A/ja not_active Withdrawn
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0898546A (ja) * | 1994-09-27 | 1996-04-12 | Toshiba Corp | インバータ装置 |
| EP0959553A2 (en) * | 1998-05-19 | 1999-11-24 | Texas Instruments Incorporated | Symmetric 4-space vector pulse width modulated waveform generation |
| EP0959553A3 (en) * | 1998-05-19 | 2003-07-09 | Texas Instruments Incorporated | Symmetric 4-space vector pulse width modulated waveform generation |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20000104 |