JPH0732606B2 - 電流形インバ−タの制御装置 - Google Patents
電流形インバ−タの制御装置Info
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- JPH0732606B2 JPH0732606B2 JP58204673A JP20467383A JPH0732606B2 JP H0732606 B2 JPH0732606 B2 JP H0732606B2 JP 58204673 A JP58204673 A JP 58204673A JP 20467383 A JP20467383 A JP 20467383A JP H0732606 B2 JPH0732606 B2 JP H0732606B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/525—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency
- H02M7/527—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency by pulse width modulation
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は電流形インバータの制御装置、特に自己消弧素
子を用いたパルス幅変調方式電流形インバータの制御装
置に関する。
子を用いたパルス幅変調方式電流形インバータの制御装
置に関する。
直流電力を所望の周波数の交流電力に変換するインバー
タは電圧形と電流形に大別される。電圧形では出力電流
波形はほぼ正弦波となるが出力電圧波形は正弦波状に分
布したパルス状である。一方、電流形では出力電圧波形
は正弦波状であるが出力電流波形は方形である。
タは電圧形と電流形に大別される。電圧形では出力電流
波形はほぼ正弦波となるが出力電圧波形は正弦波状に分
布したパルス状である。一方、電流形では出力電圧波形
は正弦波状であるが出力電流波形は方形である。
このうち電流形インバータについては、その電流波形を
改善するために、電圧形と同様パルス幅変調方式でイン
バータを制御する方法が考案されてはいるが、従来のサ
イリスタを用いた電流形インバータでは素子特性上変調
周波数に限界があり、パルス幅変調による波形改善はご
く限られた周波数領域に限定されていた。発明者らはこ
の点に鑑み、高周波領域でも使用可能な自己消弧素子を
利用しかつ簡単な構成で高周波領域までパルス幅変調可
能な第１図に示すような電流形インバータ装置を提案し
てきた（特願昭56年186815号）。
改善するために、電圧形と同様パルス幅変調方式でイン
バータを制御する方法が考案されてはいるが、従来のサ
イリスタを用いた電流形インバータでは素子特性上変調
周波数に限界があり、パルス幅変調による波形改善はご
く限られた周波数領域に限定されていた。発明者らはこ
の点に鑑み、高周波領域でも使用可能な自己消弧素子を
利用しかつ簡単な構成で高周波領域までパルス幅変調可
能な第１図に示すような電流形インバータ装置を提案し
てきた（特願昭56年186815号）。
このような発明者等の提案による自己消弧素子を用いた
電流形インバータは高周波でパルス幅変調を行うことに
より従来形に比べより正弦波に近い電流波形を得ること
ができるが、更に波形のみならずその出力電流値をも制
御しようとすると既知のパルスパターンを用いた制御方
式による限り極めて困難であつた。これは電流形インバ
ータは、電圧形と異なり直流電源が電流源であるため回
路を開放状態とする制御法は過大電圧の発生を招くため
許されないという電流形特有の制限があるため、この制
限内でパルス幅変調制御を行なわなければならないこと
に因る。
電流形インバータは高周波でパルス幅変調を行うことに
より従来形に比べより正弦波に近い電流波形を得ること
ができるが、更に波形のみならずその出力電流値をも制
御しようとすると既知のパルスパターンを用いた制御方
式による限り極めて困難であつた。これは電流形インバ
ータは、電圧形と異なり直流電源が電流源であるため回
路を開放状態とする制御法は過大電圧の発生を招くため
許されないという電流形特有の制限があるため、この制
限内でパルス幅変調制御を行なわなければならないこと
に因る。
第２図は、第１図に例を示したような電流形インバータ
をパルス幅制御した場合の各素子SU,SV,SW,SX,SY,SZへ
のゲート信号P,PV,PW,PX,PY,PZと各相の出力電流IU,IV,
IWの典型的な一例を示すものである。
をパルス幅制御した場合の各素子SU,SV,SW,SX,SY,SZへ
のゲート信号P,PV,PW,PX,PY,PZと各相の出力電流IU,IV,
IWの典型的な一例を示すものである。
この図に於て電流形インバータの出力電流ＩＵ〜Ｗを制
御する方法としては、ゲート信号ＰＵ〜Ｗ,PＸ〜Ｙのパ
ルス幅を変えることが最も簡単に考えられる方法であ
る。しかしながら、前述のように、電流形インバータに
あつては必ずブリツジアームの対になるもののいずれか
一つが導通状態になつていなければならないという制限
があるため、この方法を適用することはできない。すな
わち、出力電流を小さくするために１つの相のパルス幅
を狭くすると、他の相のパルス幅を広くしなければなら
なくなる。これでは全く３相間のバランスがとれなくな
るばかりか、電流波形にあつても正弦波ではないものに
なつてしまい、所望の出力電流は全く得られないのであ
る。
御する方法としては、ゲート信号ＰＵ〜Ｗ,PＸ〜Ｙのパ
ルス幅を変えることが最も簡単に考えられる方法であ
る。しかしながら、前述のように、電流形インバータに
あつては必ずブリツジアームの対になるもののいずれか
一つが導通状態になつていなければならないという制限
があるため、この方法を適用することはできない。すな
わち、出力電流を小さくするために１つの相のパルス幅
を狭くすると、他の相のパルス幅を広くしなければなら
なくなる。これでは全く３相間のバランスがとれなくな
るばかりか、電流波形にあつても正弦波ではないものに
なつてしまい、所望の出力電流は全く得られないのであ
る。
本発明の目的は、高調波成分含有率の小さい正弦波状の
出力電圧，電流が得られ、かつ出力電流を広範囲に亙り
可変制御することのできる電流形インバータの制御装置
を提供することである。
出力電圧，電流が得られ、かつ出力電流を広範囲に亙り
可変制御することのできる電流形インバータの制御装置
を提供することである。
本発明は、自己消弧素子をブリッジ結線してなるブリッ
ジ回路を有し、パルス幅変調信号により前記自己消弧素
子に点弧パルスを印加し、前記ブリッジ回路にリアクト
ルを介して入力される直流電力を交流電力に交換する電
流形インバータの制御装置において、 前記ブリッジ回路で直列接続した対の関係にある一方の
自己消弧素子を点弧するパルスパターン信号を発生する
PWMパターン発生回路と、前記パルスパターン信号と周
期の一致した不等周期の三角波あるいは鋸歯状の関数信
号を発生する関数信号発生回路と、前記インバータの出
力交流電流の振幅値を指令する手段と、前記交流出力電
流振幅指令値と前記関数信号とを比較し、前記パルスパ
ターン信号によって点弧されている自己消弧素子に直列
接続され対の関係にある他の自己消弧素子を点弧するよ
うに短絡パルスを発生する短絡パルス発生回路と、前記
PWMパターン発生回路と前記短絡パルス発生回路からの
各パルス信号に基づいて前記自己消弧素子の点弧パルス
を生成する回路とを有することを特徴とする。
ジ回路を有し、パルス幅変調信号により前記自己消弧素
子に点弧パルスを印加し、前記ブリッジ回路にリアクト
ルを介して入力される直流電力を交流電力に交換する電
流形インバータの制御装置において、 前記ブリッジ回路で直列接続した対の関係にある一方の
自己消弧素子を点弧するパルスパターン信号を発生する
PWMパターン発生回路と、前記パルスパターン信号と周
期の一致した不等周期の三角波あるいは鋸歯状の関数信
号を発生する関数信号発生回路と、前記インバータの出
力交流電流の振幅値を指令する手段と、前記交流出力電
流振幅指令値と前記関数信号とを比較し、前記パルスパ
ターン信号によって点弧されている自己消弧素子に直列
接続され対の関係にある他の自己消弧素子を点弧するよ
うに短絡パルスを発生する短絡パルス発生回路と、前記
PWMパターン発生回路と前記短絡パルス発生回路からの
各パルス信号に基づいて前記自己消弧素子の点弧パルス
を生成する回路とを有することを特徴とする。
以下、本発明の実施例を図面に基づき詳説する。
第３図は本発明の制御装置の一実施例を示すブロツク図
である。第３図において、インバータ周波数値指令値
＊に比例した周波数のクロツク信号がクロツク発生回路
71から出力される。この出力信号によつて分周回路79、
基準パターン発生回路72及び不等周期三角波発生回路
（関数信号発生器）77でそれぞれ分配信号RU,RZ,PV,PX,
PW,PY、基準パターンＰ、基準パターンに同期した不等
周期の三角波（関数信号）Ｑを作る。三角波Ｑと交流出
力電流指令値IR ＊を短絡パルス発生回路78において比較
することにより、インバータの正側と負側に接続されて
いる自己消弧素子を同時にオンし、インバータを強制的
に直流短絡させるパルスＳ（以後短絡パルスと記す）を
作る。なお、基準パターン発生回路72及び不等周期三角
波発生回路77のパルス数及び三角波の数はインバータ周
波数の大きさに応じた最適なPWMパルス数を選択するパ
ターン選択信号発生回路76からの信号によって決定され
る。
である。第３図において、インバータ周波数値指令値
＊に比例した周波数のクロツク信号がクロツク発生回路
71から出力される。この出力信号によつて分周回路79、
基準パターン発生回路72及び不等周期三角波発生回路
（関数信号発生器）77でそれぞれ分配信号RU,RZ,PV,PX,
PW,PY、基準パターンＰ、基準パターンに同期した不等
周期の三角波（関数信号）Ｑを作る。三角波Ｑと交流出
力電流指令値IR ＊を短絡パルス発生回路78において比較
することにより、インバータの正側と負側に接続されて
いる自己消弧素子を同時にオンし、インバータを強制的
に直流短絡させるパルスＳ（以後短絡パルスと記す）を
作る。なお、基準パターン発生回路72及び不等周期三角
波発生回路77のパルス数及び三角波の数はインバータ周
波数の大きさに応じた最適なPWMパルス数を選択するパ
ターン選択信号発生回路76からの信号によって決定され
る。
ここで、基準パターンは正弦波の変調信号によってPWM
変調されたパルスパターンのうちのインバータ動作の０
〜60度期間を一周期として繰り返すパルスパターンであ
る。このパルスパターンは出力電流のパルス幅分布が正
弦波の波高値分布に可及的に近似させるためにパルス列
の周期は不等周期となっている。
変調されたパルスパターンのうちのインバータ動作の０
〜60度期間を一周期として繰り返すパルスパターンであ
る。このパルスパターンは出力電流のパルス幅分布が正
弦波の波高値分布に可及的に近似させるためにパルス列
の周期は不等周期となっている。
また、不等周期三角波発生回路は前記基準パターンのパ
ルス列の周期と同一の三角波パターンが発生するように
メモリで構成されている。さらにPWMパターン発生回路7
3で基準パターンＰと短絡パルスＳをもとにしたインバ
ータ動作周期の180度期間のPWMパターンの前半60度のパ
ターンPF、後半60度のパターンPRを作る。合成回路74で
は分配信号RU,RZ,RV,PX,PW,PY,PWMパターンPF,PR、短絡
パルスＳによりインバータ動作の一周期のパターンを合
成し各相へ分配する。得られたゲート信号パターン
PU′,PZ′,PV′,PX′,PW′,PY′はドライブ回路75を経
て自己消弧素子SU,SZ,SV,SX,SW,SYのゲート信号PU,PZ,P
V,PX,PW,PYとなる。第４図にPWMパターン発生回路73、
合成回路74の詳細構成図を示す。第５図に第3,4図の回
路73,74,78における信号生成の過程を示す。第３図の分
配信号RU,RZ,RV,RX,RW,RYは第５図に示すようにインバ
ータ動作周期の60度に相当する幅Ｔを有し、位相が各々
60度ずれた信号である。信号Ｑは基準パターンＰの立上
りの時点に頂点を有する最大値IRMAXの三角波である。
この三角波Ｑの周期は基準パターンＰの各パルスの幅に
より決まるため一様ではないので以下不等周期の三角波
と呼ぶことにする。交流出力電流指令値IR ＊と不等周期
の三角波Ｑを比較し短絡パルス列Ｓを作る。次に第５図
731,734のNOT回路で基準パターンＰと短絡パルスＳの反
転信号，を作り、733,732のAND回路でＰと、と
の論理積をとると第６図に示すような信号PF,PRが得
られる。合成回路74内のAND回路741,742及び743でそれ
ぞれPFとRY、PRとRZ、ＳとRYの論理積をとり得られた信
号PF′,PR′,S′とRUの論理和を744のOR回路でとること
により第６図PU′に示す自己消弧素子SUのゲート信号パ
ターンを得ることができる。全く同様にして他の自己消
弧素子SZ,SV,SX,SW,SYのゲート信号パターンPZ′,PV′,
PW′PY′を得ることができる。ゲート信号パターンPU,P
Z,PV,PX,PW,PYによつて制御するインバータ動作の一周
期の出力電流波形は第５図IU,IV,IWに示すように360度
にわたつてパルス幅変調された電流となる。
ルス列の周期と同一の三角波パターンが発生するように
メモリで構成されている。さらにPWMパターン発生回路7
3で基準パターンＰと短絡パルスＳをもとにしたインバ
ータ動作周期の180度期間のPWMパターンの前半60度のパ
ターンPF、後半60度のパターンPRを作る。合成回路74で
は分配信号RU,RZ,RV,PX,PW,PY,PWMパターンPF,PR、短絡
パルスＳによりインバータ動作の一周期のパターンを合
成し各相へ分配する。得られたゲート信号パターン
PU′,PZ′,PV′,PX′,PW′,PY′はドライブ回路75を経
て自己消弧素子SU,SZ,SV,SX,SW,SYのゲート信号PU,PZ,P
V,PX,PW,PYとなる。第４図にPWMパターン発生回路73、
合成回路74の詳細構成図を示す。第５図に第3,4図の回
路73,74,78における信号生成の過程を示す。第３図の分
配信号RU,RZ,RV,RX,RW,RYは第５図に示すようにインバ
ータ動作周期の60度に相当する幅Ｔを有し、位相が各々
60度ずれた信号である。信号Ｑは基準パターンＰの立上
りの時点に頂点を有する最大値IRMAXの三角波である。
この三角波Ｑの周期は基準パターンＰの各パルスの幅に
より決まるため一様ではないので以下不等周期の三角波
と呼ぶことにする。交流出力電流指令値IR ＊と不等周期
の三角波Ｑを比較し短絡パルス列Ｓを作る。次に第５図
731,734のNOT回路で基準パターンＰと短絡パルスＳの反
転信号，を作り、733,732のAND回路でＰと、と
の論理積をとると第６図に示すような信号PF,PRが得
られる。合成回路74内のAND回路741,742及び743でそれ
ぞれPFとRY、PRとRZ、ＳとRYの論理積をとり得られた信
号PF′,PR′,S′とRUの論理和を744のOR回路でとること
により第６図PU′に示す自己消弧素子SUのゲート信号パ
ターンを得ることができる。全く同様にして他の自己消
弧素子SZ,SV,SX,SW,SYのゲート信号パターンPZ′,PV′,
PW′PY′を得ることができる。ゲート信号パターンPU,P
Z,PV,PX,PW,PYによつて制御するインバータ動作の一周
期の出力電流波形は第５図IU,IV,IWに示すように360度
にわたつてパルス幅変調された電流となる。
第６図は、第５図に示したインバータ動作期間IIにおけ
る三角波Ｑ、ゲート信号パターンPU′,PZ′,PV′,PX′,
PW′,PY′、出力電流IU,IV,IWの拡大図である。
る三角波Ｑ、ゲート信号パターンPU′,PZ′,PV′,PX′,
PW′,PY′、出力電流IU,IV,IWの拡大図である。
ＱとIR ＊の比較により得られる短絡パルス列Ｓは、この
期間ではPV′に相当する。この短絡期間では出力電流が
０となることを第７図を用いて説明し、次に交流出力電
流指令値IR ＊を変えることにより出力電流IU,IV,IWの大
きさを制御できることを説明する。第７図は第６図のゲ
ート信号V2の前後の回路動作を示している。第７図のIW
の立上り、あるいは立下り時点を各々t0,t1,t2,t3とす
るとt0〜t3の各期間の回路状態は第７図（ａ），
（ｂ），（ｃ）のようになる。（ａ）と（ｃ）に示した
期間、t0ｔt1,t2ｔt3は通常のスイツチング動
作であるが、（ｂ）に示すt2ｔt3ではゲート信号V2
即ち短絡パルスにより自己消弧素子SVがオンし、直流回
路がSV,SYで短絡され直流電流IDはインバータを直流短
絡した状態で流れる。この時、負荷側Ｕ相,V相,W相には
電流が流れない。ところで、第６図において交流出力電
流指令値IR ＊を０から最大値IRMAXまで変えると、出力
電流IUの短絡期間dS1,dS2,dS3はそれぞれ、d1,d2,d3か
ら０迄 という関係を保ちながら変わる。
期間ではPV′に相当する。この短絡期間では出力電流が
０となることを第７図を用いて説明し、次に交流出力電
流指令値IR ＊を変えることにより出力電流IU,IV,IWの大
きさを制御できることを説明する。第７図は第６図のゲ
ート信号V2の前後の回路動作を示している。第７図のIW
の立上り、あるいは立下り時点を各々t0,t1,t2,t3とす
るとt0〜t3の各期間の回路状態は第７図（ａ），
（ｂ），（ｃ）のようになる。（ａ）と（ｃ）に示した
期間、t0ｔt1,t2ｔt3は通常のスイツチング動
作であるが、（ｂ）に示すt2ｔt3ではゲート信号V2
即ち短絡パルスにより自己消弧素子SVがオンし、直流回
路がSV,SYで短絡され直流電流IDはインバータを直流短
絡した状態で流れる。この時、負荷側Ｕ相,V相,W相には
電流が流れない。ところで、第６図において交流出力電
流指令値IR ＊を０から最大値IRMAXまで変えると、出力
電流IUの短絡期間dS1,dS2,dS3はそれぞれ、d1,d2,d3か
ら０迄 という関係を保ちながら変わる。
IWも全く同様にして制御される。IVにおいても、 の関係を保ちながら変わる。この時の実効電流IRMSは次
式のようになる。
式のようになる。
IR ＊＝０の時全期間短絡状態でIRMS＝０となり、IR ＊＝
IRMAXの時、 となる。
IRMAXの時、 となる。
ID,IRMAX,d0〜d3は一定であるからIRMSは に比例して変化する。
この実施例においては、中央の60度期間も第５図IU,IV,
IWに示すように変調されるため、出力電流の高調波成分
含有率が低減できる。しかも、出力電流が０からPWM基
準パターンＰで決まる（４）式で示す最大電流まで広範
囲な制御が可能となる。また、インバータ自身での出力
電流制御が可能となるため、同時に組合わされるコンバ
ータは電流制御機能を持たないダイオードブリツジでよ
い。さらにインバータ自身で直流リアクトル３と無関係
に出力を制御できるので制御の応答性が良くなる。
IWに示すように変調されるため、出力電流の高調波成分
含有率が低減できる。しかも、出力電流が０からPWM基
準パターンＰで決まる（４）式で示す最大電流まで広範
囲な制御が可能となる。また、インバータ自身での出力
電流制御が可能となるため、同時に組合わされるコンバ
ータは電流制御機能を持たないダイオードブリツジでよ
い。さらにインバータ自身で直流リアクトル３と無関係
に出力を制御できるので制御の応答性が良くなる。
前記実施例では第５図に示すように短絡パルスをPWMパ
ターンが存在しない180度期間の中央の60度に設けてい
た。例えばPU′おける動作期間Ｖに相当する。しかし、
この短絡パルスをPWMパターンが存在しない180度期間の
中央を除いた120度期間即ちPU′では動作期間IVとVIに
設けてもよい。この場合の制御回路ブロツク図を第８図
の示す。第３図の実施例と異なるのはPWMパターン発生
回路73の出力にS1,S2が付加されている点と合成回路74
の構成が違つている点で、この部分と合成回路74の詳細
な回路構成を第９図に、信号生成過程を第10図に示す。
三角波Ｑと交流出力電流指令値IR ＊を比較し短絡パルス
列Ｓを作る。次に第９図731,747のNOT回路でとを作
り、732,733のAND回路でとＳ、ＰとＳの論理積をとる
と第10図に示すようにS2とS1が得られる。次に合成回路
74内の741,742,743,744,745のAND回路でそれぞれ、P
F（＝Ｐ）とRY、とRU、PR（＝）とRZ、S1とRV、S2
とRWの論理積をとり得られた信号PF′,S′,PR′,S1′,S
2′の論理和を746のOR回路でとることにより第10図PU′
に示した自己消弧素子SUのゲート信号パターンを得るこ
とができる。全く同様にして他の自己消弧素子のゲート
信号を得ることができる。この結果、インバータ動作一
周期の出力電流波形は第10図IU,IV,IWに示すように360
度にわたつてパルス幅変調された電流となる。第11図は
第10図に示したインバータ動作期間Ｉにおける三角波
Ｑ、ゲート信号パターンPU′,PZ′,PV′,PX′,PW′,
PY′、出力電流IU,IV,IWの拡大図である。ＱとIR ＊の比
較により得られる短絡パルス列Ｓは、この期間では、
PZ′とPX′に分割されている。第12図は、第11図のｔ＝
t0からｔ＝t3の期間の回路状態を示している。第３図の
実施例の回路状態を示す第７図と異なるのはt1ｔt2
の期間即ち直流短絡期間がＶ相で生じているのに対し、
Ｗ相とＵ相に分割されている点で、出力電流の制御方法
は第３図の実施例と同様である。
ターンが存在しない180度期間の中央の60度に設けてい
た。例えばPU′おける動作期間Ｖに相当する。しかし、
この短絡パルスをPWMパターンが存在しない180度期間の
中央を除いた120度期間即ちPU′では動作期間IVとVIに
設けてもよい。この場合の制御回路ブロツク図を第８図
の示す。第３図の実施例と異なるのはPWMパターン発生
回路73の出力にS1,S2が付加されている点と合成回路74
の構成が違つている点で、この部分と合成回路74の詳細
な回路構成を第９図に、信号生成過程を第10図に示す。
三角波Ｑと交流出力電流指令値IR ＊を比較し短絡パルス
列Ｓを作る。次に第９図731,747のNOT回路でとを作
り、732,733のAND回路でとＳ、ＰとＳの論理積をとる
と第10図に示すようにS2とS1が得られる。次に合成回路
74内の741,742,743,744,745のAND回路でそれぞれ、P
F（＝Ｐ）とRY、とRU、PR（＝）とRZ、S1とRV、S2
とRWの論理積をとり得られた信号PF′,S′,PR′,S1′,S
2′の論理和を746のOR回路でとることにより第10図PU′
に示した自己消弧素子SUのゲート信号パターンを得るこ
とができる。全く同様にして他の自己消弧素子のゲート
信号を得ることができる。この結果、インバータ動作一
周期の出力電流波形は第10図IU,IV,IWに示すように360
度にわたつてパルス幅変調された電流となる。第11図は
第10図に示したインバータ動作期間Ｉにおける三角波
Ｑ、ゲート信号パターンPU′,PZ′,PV′,PX′,PW′,
PY′、出力電流IU,IV,IWの拡大図である。ＱとIR ＊の比
較により得られる短絡パルス列Ｓは、この期間では、
PZ′とPX′に分割されている。第12図は、第11図のｔ＝
t0からｔ＝t3の期間の回路状態を示している。第３図の
実施例の回路状態を示す第７図と異なるのはt1ｔt2
の期間即ち直流短絡期間がＶ相で生じているのに対し、
Ｗ相とＵ相に分割されている点で、出力電流の制御方法
は第３図の実施例と同様である。
第３図及び第８図の実施例の回路状態説明図第７図，第
12図からわかるように、両実施例を組合せ、直流短絡状
態をＷ相,V相,U相と３期間に分割して設けても全く同様
の効果が得られる。この場合、短絡パルス列は、PWMパ
ターンが存在しない全ての期間180度に設けることにな
る。（第10図PU′を例にとるとインバータ動作期間IV〜
VIに相当する。） 以上の実施例では、三角波Ｑと交流出力電流指令値IR ＊
を比較することにより短絡パルス列Ｓを作つていたが、
この三角波Ｑを頂点を境界として二分した２通りの不等
周期鋸歯状波としても全く同様の効果が得られる。一例
とし第３図の実施例で、不等周期の三角波発生回路77よ
り三角波Ｑを得ていたのに対し第13図に示すように不等
周期の鋸歯状波発生回路77より鋸歯状波Q1,Q2を作り、
第14図に示すようにQ1とQ2をIR ＊と比較することにより
短絡パルス列S1とS2を得る。さらにこのS1とS2の論理和
をOR回路781でとることにより第５図の短絡パルス列Ｓ
と全く同様のパルス列が得られる。
12図からわかるように、両実施例を組合せ、直流短絡状
態をＷ相,V相,U相と３期間に分割して設けても全く同様
の効果が得られる。この場合、短絡パルス列は、PWMパ
ターンが存在しない全ての期間180度に設けることにな
る。（第10図PU′を例にとるとインバータ動作期間IV〜
VIに相当する。） 以上の実施例では、三角波Ｑと交流出力電流指令値IR ＊
を比較することにより短絡パルス列Ｓを作つていたが、
この三角波Ｑを頂点を境界として二分した２通りの不等
周期鋸歯状波としても全く同様の効果が得られる。一例
とし第３図の実施例で、不等周期の三角波発生回路77よ
り三角波Ｑを得ていたのに対し第13図に示すように不等
周期の鋸歯状波発生回路77より鋸歯状波Q1,Q2を作り、
第14図に示すようにQ1とQ2をIR ＊と比較することにより
短絡パルス列S1とS2を得る。さらにこのS1とS2の論理和
をOR回路781でとることにより第５図の短絡パルス列Ｓ
と全く同様のパルス列が得られる。
短絡パルス列Ｓをもとに自己消弧素子のゲート信号を形
成する第４図の場合と同様であり、出力電流波形も全く
同じである。また出力電流の大きさも同様に変えること
ができる。
成する第４図の場合と同様であり、出力電流波形も全く
同じである。また出力電流の大きさも同様に変えること
ができる。
前記実施例第３図あるいは第４図においてPWMパターン
の前半のパターンPF基準パターンＰ、後半のパターンPF
をとしてもよい。即ちPWMパターン発生回路73を第15
図に示すごとくNOT回路731、１個で構成する。この時の
インバータ動作期間Ｉ（第５図参照）におけるゲート信
号パターン及び出力電流波形を第16図に示す。第３図の
実施例の動作を示した第６図と異なるのは、例えば、期
間t1ｔt2でV2＝“H"となつている時、W2がt1ｔ
t1′の期間で、U2がt1′ｔt2の期間で“H"になつて
いる点である。第３図の実施例の回路動作状状態を示し
た第７図で（ａ）から（ｂ）に移る場合、自己消消弧素
子SWのゲート信号をオンのまま自己消弧素子SVをオンし
次にｔ＝t1′の時点で、SVをオンのままSUをオンしてい
る。その後ｔ＝t2の時点でSVがオフし、回路状態は
（ｂ）から（ｃ）へ移ることになる。負荷となる電動機
等の回生運転時には（ａ）から（ｂ）に移る場合、SWが
オンし続けていると、たとえSVにオンゲート信号を印加
しても、Ｗ相よりＶ相の方が電圧が高くなつているので
SVはオンせず所望の動作が行われないことになる。従つ
てこの実施例はPWMパターン発生回路73の回路構成を簡
単にすることができるが、回生時所望の動作が行なわれ
ないので負荷が静止負荷、回生運転を考えない場合には
前記実列と同様に有効である。また、この実施例は、不
等周期の鋸歯状波を用いた場合にも有効である。
の前半のパターンPF基準パターンＰ、後半のパターンPF
をとしてもよい。即ちPWMパターン発生回路73を第15
図に示すごとくNOT回路731、１個で構成する。この時の
インバータ動作期間Ｉ（第５図参照）におけるゲート信
号パターン及び出力電流波形を第16図に示す。第３図の
実施例の動作を示した第６図と異なるのは、例えば、期
間t1ｔt2でV2＝“H"となつている時、W2がt1ｔ
t1′の期間で、U2がt1′ｔt2の期間で“H"になつて
いる点である。第３図の実施例の回路動作状状態を示し
た第７図で（ａ）から（ｂ）に移る場合、自己消消弧素
子SWのゲート信号をオンのまま自己消弧素子SVをオンし
次にｔ＝t1′の時点で、SVをオンのままSUをオンしてい
る。その後ｔ＝t2の時点でSVがオフし、回路状態は
（ｂ）から（ｃ）へ移ることになる。負荷となる電動機
等の回生運転時には（ａ）から（ｂ）に移る場合、SWが
オンし続けていると、たとえSVにオンゲート信号を印加
しても、Ｗ相よりＶ相の方が電圧が高くなつているので
SVはオンせず所望の動作が行われないことになる。従つ
てこの実施例はPWMパターン発生回路73の回路構成を簡
単にすることができるが、回生時所望の動作が行なわれ
ないので負荷が静止負荷、回生運転を考えない場合には
前記実列と同様に有効である。また、この実施例は、不
等周期の鋸歯状波を用いた場合にも有効である。
以上説明したように本発明によれば、インバータ出力電
流の高調波成分含有率を小さくでき、かつ出力電流を広
範囲にわたり可変制御できるという効果がある。
流の高調波成分含有率を小さくでき、かつ出力電流を広
範囲にわたり可変制御できるという効果がある。
第１図は本発明の適用可能なインバータの主回路構成
図、第２図は第１図の動作を説明するための各部動作波
形図、第３図は本発明の一実施例を示す制御回路ブロツ
ク図、第４図は第３図の詳細回路図、第５図は第３図と
第４図を説明するための各部動作波形図、第６図は第５
図の拡大波形図、第７図は第８図の信号状態における回
路動作説明図、第８図は他の実施例の制御回路ブロツク
図、第９図は第８図の詳細回路図、第10図は第８図，第
９図説明のための各部動作波形図、第11図は第10図の拡
大波形図、第12図は第11図の信号状態における回路動作
説明図、第13図は本発明の他の実施例を示すもので、本
発明の一実施例を示した第３図の変更個所のみを示した
制御ブロツク図、第14図は第13図の実施例における各部
動作波形図、第15図は第３番目の他の実施例を示すもの
で、本発明の実施例を示した第３図あるいは第４図の変
更個所のみを示した制御ブロツク図、第16図は第15図の
実施例における動作の拡大波形図である。 １……交流電源、２……コンバータ、３……直流リアク
トル、４……インバータ、５……負荷、６……コンバー
タ制御回路、７……インバータ制御回路、８……出力端
コンデンサ、71……クロツク発生回路、72……基準パタ
ーン発生回路、73……PWMパターン発生回路、74……合
成回路、75……ドライブ回路、76……パターン選択信号
発生回路、77……不等周期三角波発生回路、78……短絡
パルス発生回路、79……分周回路、ID ＊……直流電流指
令値、＊……インバータ周波数指令値、ID……直流電
流値、IU,IV,IW……インバータ制御電流、IUL,IVL,IWL
……インバータ出力電流、IR ＊……インバータ出力電流
指令値、SU,SV,SW,SX,SY,SZ……自己消弧素子、Ｐ……
基準パターン、Ｑ……不等周期三角波、Q1,Q2……不等
周期鋸歯状波、S,S1,S2……短絡パルス列、PF,PR……PW
Mパターン、RU,RZ,RV,RX,RW,RY……分周信号、PU′,
PZ′,PV′,PX′,PW′,PY′……ゲート信号パターン、
PU,PZ,PV,PX,PW,PY……ゲート信号。
図、第２図は第１図の動作を説明するための各部動作波
形図、第３図は本発明の一実施例を示す制御回路ブロツ
ク図、第４図は第３図の詳細回路図、第５図は第３図と
第４図を説明するための各部動作波形図、第６図は第５
図の拡大波形図、第７図は第８図の信号状態における回
路動作説明図、第８図は他の実施例の制御回路ブロツク
図、第９図は第８図の詳細回路図、第10図は第８図，第
９図説明のための各部動作波形図、第11図は第10図の拡
大波形図、第12図は第11図の信号状態における回路動作
説明図、第13図は本発明の他の実施例を示すもので、本
発明の一実施例を示した第３図の変更個所のみを示した
制御ブロツク図、第14図は第13図の実施例における各部
動作波形図、第15図は第３番目の他の実施例を示すもの
で、本発明の実施例を示した第３図あるいは第４図の変
更個所のみを示した制御ブロツク図、第16図は第15図の
実施例における動作の拡大波形図である。 １……交流電源、２……コンバータ、３……直流リアク
トル、４……インバータ、５……負荷、６……コンバー
タ制御回路、７……インバータ制御回路、８……出力端
コンデンサ、71……クロツク発生回路、72……基準パタ
ーン発生回路、73……PWMパターン発生回路、74……合
成回路、75……ドライブ回路、76……パターン選択信号
発生回路、77……不等周期三角波発生回路、78……短絡
パルス発生回路、79……分周回路、ID ＊……直流電流指
令値、＊……インバータ周波数指令値、ID……直流電
流値、IU,IV,IW……インバータ制御電流、IUL,IVL,IWL
……インバータ出力電流、IR ＊……インバータ出力電流
指令値、SU,SV,SW,SX,SY,SZ……自己消弧素子、Ｐ……
基準パターン、Ｑ……不等周期三角波、Q1,Q2……不等
周期鋸歯状波、S,S1,S2……短絡パルス列、PF,PR……PW
Mパターン、RU,RZ,RV,RX,RW,RY……分周信号、PU′,
PZ′,PV′,PX′,PW′,PY′……ゲート信号パターン、
PU,PZ,PV,PX,PW,PY……ゲート信号。
Claims (1)
- 【請求項１】自己消弧素子をブリッジ結線してなるブリ
ッジ回路を有し、パルス幅変調信号により前記自己消弧
素子に点弧パルスを印加し、前記ブリッジ回路にリアク
トルを介して入力される直流電力を交流電力に変換する
電流形インバータの制御装置において、 前記ブリッジ回路で直列接続した対の関係にある一方の
自己消弧素子を点弧するパルスパターン信号を発生する
PWMパターン発生回路と、前記パルスパターン信号と周
期の一致した不等周期の三角波あるいは鋸歯状の関数信
号を発生する関数信号発生回路と、前記インバータの出
力交流電流の振幅値を指令する手段と、前記交流出力電
流振幅指令値と前記関数信号とを比較し、前記パルスパ
ターン信号によって点弧されている自己消弧素子に直列
接続され対の関係にある他の自己消弧素子を点弧するよ
うに短絡パルスを発生する短絡パルス発生回路と、前記
PWMパターン発生回路と前記短絡パルス発生回路からの
各パルス信号に基づいて前記自己消弧素子の点弧パルス
を生成する回路とを有することを特徴とする電流形イン
バータの制御装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58204673A JPH0732606B2 (ja) | 1983-11-02 | 1983-11-02 | 電流形インバ−タの制御装置 |
| GB08409404A GB2140987B (en) | 1983-04-15 | 1984-04-11 | Control apparatus for current type inverter |
| DE19843414102 DE3414102A1 (de) | 1983-04-15 | 1984-04-13 | Steuergeraet fuer einen stromwechselrichter |
| US06/600,902 US4581693A (en) | 1983-04-15 | 1984-04-16 | Apparatus for repeatedly applying short-circuit pulses to a current type inverter for output current control |
| SG1052/87A SG105287G (en) | 1983-04-15 | 1987-11-26 | Apparatus for repeatedly applying shortcircuit pulses to a current type inverter for output current control |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58204673A JPH0732606B2 (ja) | 1983-11-02 | 1983-11-02 | 電流形インバ−タの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6098876A JPS6098876A (ja) | 1985-06-01 |
| JPH0732606B2 true JPH0732606B2 (ja) | 1995-04-10 |
Family
ID=16494395
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58204673A Expired - Lifetime JPH0732606B2 (ja) | 1983-04-15 | 1983-11-02 | 電流形インバ−タの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0732606B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4833156B2 (ja) * | 2007-06-15 | 2011-12-07 | ヤンマー株式会社 | 三相電流形電力変換器のスイッチング制御構成 |
| JP5407426B2 (ja) * | 2009-03-02 | 2014-02-05 | セイコーエプソン株式会社 | Ｐｗｍ駆動回路及び電気機械装置 |
| JP5499801B2 (ja) * | 2010-03-17 | 2014-05-21 | 富士電機株式会社 | 電流形電力変換器の制御装置 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56148182A (en) * | 1980-04-18 | 1981-11-17 | Norio Onishi | Controlling method of pwm switching for three-phase bridge current type inverter/converter |
| JPH0669295B2 (ja) * | 1983-04-15 | 1994-08-31 | 株式会社日立製作所 | 電流形インバータの制御装置 |
| JPH0724462B2 (ja) * | 1983-05-04 | 1995-03-15 | 株式会社日立製作所 | 電流形インバ−タの制御装置 |
-
1983
- 1983-11-02 JP JP58204673A patent/JPH0732606B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6098876A (ja) | 1985-06-01 |
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