JP5407426B2 - Ｐｗｍ駆動回路及び電気機械装置 - Google Patents

Description

本発明は、多相によるＰＷＭ駆動技術に関する。

三相交流で駆動されるモーターなどの電機機械は、広く使用されている。三相交流で駆動されるモーターでは、モーターのコイルは、スター結線や、デルタ結線で結線されている（例えば特許文献１）。

特開２００６−１０９６７５号公報

しかし、多相モーターをＰＷＭ駆動しようとする場合、多相モーター全体の効率については十分に検討されていないのが現状であった。

本発明は、上記課題の少なくとも１つを解決し、多相ＰＷＭ駆動における効率の向上を目的とする。

本発明は、上述の課題の少なくとも一部を解決するためになされたものであり、以下の形態または適用例として実現することが可能である。
本発明の一形態によれば電気機械装置が提供される。この形態の電気機械装置は、Ｎ個（Ｎは３以上の整数）の端子を有するスター結線またはデルタ結線された負荷回路をＰＷＭ信号で駆動するためのＰＷＭ駆動回路と、前記負荷回路としてのコイル回路と、磁石と、を備える。前記ＰＷＭ駆動回路は、前記各端子を第１と第２の電源電位のいずれかに接続可能な駆動スイッチ群と、前記駆動スイッチ群を切り替える制御部と、ＰＷＭ周期毎に基準三角波を生成する三角波生成部と、前記ＰＷＭ信号のデューティ比を示すデューティ値と前記基準三角波とを比較することによって、前記各端子を前記第１または第２の電源電位に接続する期間を決定するＰＷＭ駆動期間決定部と、を備える。前記制御部は、各ＰＷＭ周期内において、（ｉ）前記ＰＷＭ周期の少なくとも一部の期間において、Ｍ個（Ｍは１以上、Ｎ／２以下の整数）の端子を前記第１の電源電位に接続するとともに、（ｉｉ）前記Ｍ個の端子が前記第１の電源電位に接続されている期間内において、前記Ｍ個の端子以外のＬ個（ＬはＮ−Ｍの整数）の端子を前記第２の電源電位に接続するように前記駆動スイッチ群を制御し、この際、前記Ｌ個の端子のうちの１個以上の端子が前記第２の電源電位に接続される場合に、前記Ｌ個の端子の全てが同時に前記第２の電源電位に接続される期間と、前記Ｌ個の端子の一方の端子が前記第２の電源電位に接続され前記Ｌ個の端子の他方の端子が前記第２の電源電位に接続されない期間と、前記他方の端子が前記第２の電源電位に接続され前記一方の端子が前記第２の電源電位に接続されない期間とを有するように、前記駆動スイッチ群の制御を実行し、（ｉｉｉ）前記Ｌ個の端子のうちのＭ個より大きい数の端子が同時に前記第２の電源電位に接続されないように、前記L個の端子を前記第２の電源電位に時分割で接続する。前記整数Ｎは３であり、前記整数Ｍは１、前記整数Ｌは２であり、前記負荷回路はスター結線されている。この形態の電気機械装置によれば、Ｍ個の端子が第１の電源電位に接続されている期間においては、Ｌ個の端子の全てが同時にオフせず、Ｌ個の端子のうちのいずれかの端子が第２の電源電位に接続されるので、負荷回路の出力を高め、ＰＷＭ駆動における効率の向上を図ることが可能となる。

［適用例１］
Ｎ個（Ｎは３以上の整数）の端子を有するスター結線またはデルタ結線された負荷回路をＰＷＭ信号で駆動するためのＰＷＭ駆動回路であって、前記各端子を第１と第２の電源電位のいずれかに接続可能な駆動スイッチ群と、前記駆動スイッチ群を切り替える制御部と、を備え、前記制御部は、各ＰＷＭ周期内において、（ｉ）前記ＰＷＭ周期の少なくとも一部の期間において、Ｍ個（Ｍは１以上、Ｎ／２以下の整数）の端子を前記第１の電源電位に接続するとともに、（ｉｉ）前記Ｍ個の端子が前記第１の電源電位に接続されている期間内において、前記Ｍ個の端子以外のＬ個（ＬはＮ−Ｍの整数）の端子を前記第２の電源電位に接続するように前記駆動スイッチ群を制御し、この際、前記Ｌ個の端子のうちの１個以上の端子が前記第２の電源電位に接続されるとともに前記Ｌ個の端子の全てが同時に前記第２の電源電位に接続されない期間を有するように、前記駆動スイッチ群の制御を実行する、ＰＷＭ駆動回路。
ＰＷＭ駆動では、一般にＬ個の端子はＭ個の端子が第１の電源電位に接続されている期間の全期間にわたって第２の電源電位には接続されない。すなわち、第２の電源電位に接続されるオン期間と接続されないオフ期間を有する。この適用例によれば、Ｍ個の端子が第１の電源電位に接続されている期間においては、Ｌ個の端子の全てが同時にオン、オフせず、Ｌ個の端子のうちのいずれかの端子が第２の電源電位に接続されるので、負荷回路の出力を高め、ＰＷＭ駆動における効率の向上を図ることが可能となる。

［適用例２］
請求項１に記載のＰＷＭ駆動回路において、前記制御部は、前記Ｌ個の端子のうちのＭ個より大きい数の端子が同時に前記第２の電源電位に接続されないように、前記L個の端子を前記第２の電源電位に時分割で接続する、ＰＷＭ駆動回路。
この適用例によれば、負荷回路の出力を高め、ＰＷＭ駆動における効率化を図ることが可能となる。

［適用例３］
請求項１または請求項２に記載のＰＷＭ駆動回路において、前記整数Ｎは３であり、前記整数Ｍは１、前記整数Ｌは２である、ＰＷＭ駆動回路。
負荷回路は、三相であってもよい。

［適用例４］
請求項１から請求項３に記載のＰＷＭ駆動回路において、前記負荷回路はスター結線されている、ＰＷＭ駆動回路。
負荷回路は、スター結線されていてもよい。

［適用例５］
電気機械装置であって、
請求項１から請求項４のいずれかに記載のＰＷＭ駆動回路と、
前記負荷回路としてのコイル回路と、
磁石と、
を備える、電気機械装置。
ＰＷＭ駆動回路を電気機械装置に用いてもよい。

［適用例６］
請求項５に記載の電気機械装置において、前記制御部は、ＰＷＭ周期毎に基準三角波を生成する三角波生成部と、前記ＰＷＭ信号のデューティ比を示すデューティ値と前記基準三角波とを比較することによって、前記各端子を前記第１または第２の電源電位に接続する期間を決定するＰＷＭ駆動期間決定部と、を備え、前記基準三角波の形状は前記基準三角波の頂点を頂角とする二等辺三角形である、電気機械装置。
この適用例によれば、制御部は、各端子に対するＰＷＭ駆動のオン、オフを容易に制御することが可能となる。

本発明は、種々の形態で実現することが可能であり、例えば、ＰＷＭ駆動回路の他、電気機械装置、ＰＷＭ駆動方法等、様々な形態で実現することができる。

第１の実施例にかかるモーターのコイル回路とコイル回路のコイルに印可される信号のタイミングチャートを示す説明図である。 比較例の回路とタイミングチャートを示す説明図である。 第１の実施例の変形例におけるタイミングチャートを示す説明図である。 本実施例の効果を示す説明図である。 第２の実施例にかかるモーターの構成を示す説明図である。 ＰＷＭ制御部の内部構成の一例を示す説明図である。 ＰＷＭ部の内部構成の一例を示す説明図である。 三角波とクロック信号ＰＣＬＳＤＣの関係を示す説明図である。 ＰＷＭ値検証部の構成の一例を示す説明図である。 ＰＷＭ信号生成部の構成の一例を示す説明図である。 ＰＷＭ部のタイミングチャートの一部を示す説明図である。 三相駆動回路と電磁コイルを示す説明図である。 第３の実施例において、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相を第１の実施例とは異なるタイミングで動作させたときの駆動波形と出力と電流の流れの一例を示す説明図である。 第４の実施例の三相駆動回路と電磁コイルを示す説明図である。 デルタ結線時における駆動波形と電流の流れの一例を示す説明図である。 第４の実施例と比較例の駆動波形の一部と出力を示す説明図である。 第５の実施例の駆動回路と電磁コイルを示す説明図である。 五相スター結線時の駆動波形と各コイルに流れる電流の一例を示す説明図である。 図１８の期間Ｒ１、Ｒ２における各相の電磁コイルのオンと出力を示す説明図である。 本発明の適用例によるモーターを利用したプロジェクタを示す説明図である。 本発明の適用例によるモーターを利用した燃料電池式携帯電話を示す説明図である。 本発明の適用例によるモーター／発電機を利用した移動体の一例としての電動自転車（電動アシスト自転車）を示す説明図である。 本発明の適用例によるモーターを利用したロボットの一例を示す説明図である。

［第１の実施例］
図１は、第１の実施例にかかるモーターのコイル回路とコイル回路のコイルに印可される信号のタイミングチャートを示す説明図である。コイル回路は、３つのコイル１００ｕ、１００ｖ、１００ｗを備える。各コイル１００ｕ〜１００ｗは、それぞれ端子１０１ｕ〜１０１ｗと、１０２ｕ〜１０２ｗとを有している。端子１０２ｕ〜１０２ｗは、接続点１００Ｎで接続されている。すなわち、コイル１００ｕ〜１００ｗは、スター結線されている。なお、スター結線は、「Ｙ結線」または「スター結合」とも呼ぶ。端子１０１ｕ〜１０１ｗは、それぞれ配線２００ｕ〜２００ｗを介して駆動部（図示せず）に接続されている。

一般に、三相をアナログ駆動信号で駆動する場合、各相の波形は、正弦曲線となる。本実施例では、０を中心としたアナログ波形で各相の波形を示したときの、アナログ波形が頂点近傍にある時（振幅が大きい時）、その相を主相と呼び、アナログ波形がゼロ近傍にある時（振幅が小さいとき）その相を副相と呼ぶ。三相の場合、Ｕ相が主相となっている場合、他のＶ相、Ｗ相は副相となっている。なお、どの相が主相になるかは、位相により異なる。位相が２／３π変われば、コイル１００ｖが主相になり、コイル１００ｗ、１００ｕが副相になる。また、さらに２／３π変わればコイル１００ｗが主相になり、コイル１００ｕ、１００ｖが副相になる。ＰＷＭ駆動をする場合、主相となる期間は、オンの期間の割合、すなわちデューティ比が高い。一方、副相となる期間は、オンの期間の割合、すなわちデューティ比が低い。

図１（ａ）に示す状態（図１（ｃ）の期間Ｔ１）では、コイル１００ｕが電源電位Ｖｓに接続され、コイル１００ｖが接地電位ＧＮＤに接続され、両者の間に電流が流れている。また、コイル１００ｗの端子１０１ｗは、ハイインピーダンス状態に保たれている。ハイインピーダンス状態は、本実施例で記載する場合には、図面に「Ｈ−Ｚ」または「Ｈｉ−Ｚ」と記載している。図１（ｂ）に示す状態（図１（ｃ）の期間Ｔ２）では、コイル１００ｕが電源電位Ｖｓに接続され、１００ｗ接地電位ＧＮＤに接続され、両者の間に電流が流れている。コイル１００ｖの端子１０１ｖは、ハイインピーダンス状態に保たれている。図１（ａ）、（ｂ）に示す状態では、Ｕ相が主相となっておりであり、オンの期間は、期間Ｔ１、Ｔ２ともＰＷＭ周期Ｔｐｗｍの３５％で、合わせてＰＷＭ周期Ｔｐｗｍの７０％である。なお、ここでは、Ｔ１の期間とＴ２の期間と、オフの期間とを合わせたＰＷＭ周期Ｔｐｗｍ全体の長さを１００％としている。ここで、「ＰＷＭ周期Ｔｐｗｍ」とは、ＰＷＭ制御において、デューティ比が調整される単位時間を意味している。期間Ｔ１では、Ｖ相が副相であり、オンの期間はＰＷＭ周期Ｔｐｗｍの３５％である。なお、Ｗ相は、副相であるが、期間Ｔ１では、オフである。また、期間Ｔ２では、Ｗ相が副相であり、オンの期間はＰＷＭ周期Ｔｐｗｍの３５％である。Ｖ相は、副相であるが、期間Ｔ２ではオフである。本実施例では、副相であるＶ相、Ｗ相は、同時にオンしないように制御されている。なお、オン期間Ｔ１、Ｔ２は、ＰＷＭ周期Ｔｐｗｍの両端に分かれて設定されている。

図１（ｃ）は、各相のオンの期間と、コイルの出力を示している。Ｕ相はＰＷＭ周期Ｔｐｗｍの７０％の期間でオンとなり、Ｖ相、Ｗ相は、それぞれＰＷＭ周期Ｔｐｗｍの３５％の期間でオンとなり、全体としては７０％の期間で出力が発生する。

図２は、比較例の回路とタイミングチャートを示す説明図である。本実施例と比較例とは、回路は同じであり、副相がオンするタイミングが異なっている。すなわち、比較例では、２つの副相が、同時にオンし（図２（ａ））、あるいは、同時にオフしている（図２（ｂ））。図２（ｃ）は、各相のオンの期間と、出力を示している。ここで、図２（ａ）に示す期間Ｔ３では、主相であるＵ相と、２つの副相Ｖ相とＷ相が同時にオンしているが、図２（ｂ）に示すＴ４の期間では主相のみがオンしている。このような場合、副相がオンする期間Ｔ３では、出力が発生するが、副相がオンしない期間Ｔ４では、出力が発生しない。これは、スター結線されたコイルをＰＷＭ駆動する場合、主相のみをオンするだけでは足りず、副相のうち少なくとも一方をオンする必要があるからである。なお、期間Ｔ３では、コイル１００ｖと１００ｗとが並列に接続される関係にある。したがって、第１の実施例の期間Ｔ１と、比較例の期間Ｔ３を比較すると、期間Ｔ３の方が、出力は大きい。しかし、期間Ｔ４では、全く出力されない。その結果、全体としては、同じ電圧を掛けた場合、比較例よりも、第１の実施例の方が出力を大きくすることが可能となる。

図３は、第１の実施例の変形例におけるタイミングチャートを示す説明図である。いずれの変形例も、コイル回路自体の接続関係は同じで、主相、副相がオンとなる期間が異なっている。図３（ａ）に示す例は、主相であるＵ相がオンとなる期間をＰＷＭ周期Ｔｐｗｍの１００％としている。図３（ｂ）は、副相であるＶ相とＷ相がオンとなる期間を連続させている。図３（ｃ）は、図３（ｂ）において、Ｖ相とＷ相のオンとなる順番を逆にし、さらに、主相であるＵ相がオンとなる期間を１００％としている。このように、Ｖ相、Ｗ相はどちらが先にオンしてもよい。図３（ｄ）は、Ｖ相がＰＷＭ周期Ｔｐｗｍの始点位置からオンし、Ｗ相がＰＷＭ周期Ｔｐｗｍの中央位置からオンするようにしている。図３（ｅ）は、Ｖ相が、ＰＷＭ周期Ｔｐｗｍの前半の中間の位置でオンし、Ｗ相が後半の中間の位置でオンするようにしている。図３（ｆ）は、２つの副相Ｖ相、Ｗ相がオンとなる期間が一部重なっている。なお、ここに示した例は例示であり、様々なタイミングが可能である。図３（ａ）〜（ｆ）及び図２（ｃ）に示した比較例から理解できるように、本実施例では、２つの副相の一方のみがオンする期間を有することが好ましい。また、図１や図３（ａ）〜（ｅ）に示すように、副相を時分割で切り替えてもよく、副相の一部が重なるように副相を切り替えてもよい。

図４は、本実施例の効果を示す説明図である。ここでは、各コイル１００ｕ〜１００ｗの抵抗を１Ω、電源電位ＶＳを１Ｖ、接地電位ＧＮＤを０Ｖとして、コイル回路の出力を求めている。図１（ａ）に示す期間Ｔ１では、端子１０１ｕから端子１０１ｖに電流が流れる。端子１０１ｕから端子１０１ｖまでの合成抵抗は２Ωであり、電圧差は１Ｖである。この期間が全体の３５％であるので、この期間Ｔ１の出力Ｐ１は、Ｐ１＝（Ｖ^２／Ｒ）＊０．３５＝（１^２／１）＊０．３５＝０．１７５Ｗとなる。なお、端子１０１ｗは、ハイインピーダンス状態である。同様に期間Ｔ２の出力Ｐ２は０．１７５Ｗとなる。従って、全相出力は０．３５Ｗとなる。一方、図２（ａ）に示す期間Ｔ３では、コイル１００ｖと１００ｗが並列に接続され、さらにコイル１００ｕが直列に接続されているので、全体の合成抵抗は、１．５Ωとなる。したがって、この期間Ｔ３における出力Ｐ３は、Ｐ３＝０．２３Ｗとなる。しかし、図２（ｂ）に示す期間Ｔ４では、端子１０１ｖ、１０１ｗの両方がハイインピーダンス状態となるため、コイル１００ｕ〜１００ｗのいずれにも電流が流れない。そのため、出力が発生しない。したがって、全相出力は、０．２３Ｗとなる。この結果、第１の実施例では、比較例と比べて出力が１５０％（１．５倍）であり、５０％の改善効果がある。なお、図３（ａ）〜図３（ｆ）についても同様にして出力を求め、図４に記載した。図３（ｆ）に示す例では、Ｖ相、Ｗ相のオン期間が重ならない期間はＰＷＭ周期Ｔｐｗｍの３０％であり、その間の出力は、それぞれ０．１５Ｗ、Ｖ相、Ｗ相のオン期間が重なる期間はＰＷＭ周期Ｔｐｗｍの１０％であり、その間の出力は、０．０７Ｗで合計０．３７Ｗとなる。

以上、第１の実施例によれば、端子１０１ｕを電源電位に接続し、残る２個の端子１０１ｖと１０１ｗの内の１つの端子を接地電位に接続し、さらに、２個の端子１０１ｖ、１０１ｗが同時に接地電位に接続されない期間を有するようにしている。そのため、同じ電圧を印可したときに、同じデューティ比であっても、コイル回路からの出力を大きくすることが可能となる。その結果、コイル回路を効率よく利用して出力の向上を図ることが可能となる。なお、図３（ｆ）に示すように、２個の端子１０１ｖ、１０１ｗが同時に接地電位に接続され、２つのコイル１００ｖと１００ｗが同時にする期間があってもよい。なお、第１の実施例では、端子１０１ｕを電源電位に接続し、残る２個の端子１０１ｖと１０１ｗの内の１つの端子を接地電位に接続しているが、逆に、端子１０１ｕを接地電位に接続し、残る２個の端子１０１ｖと１０１ｗの内の１つの端子を電源電位に接続してもよい。

［第２の実施例］
図５は、第２の実施例にかかるモーターの構成を示す説明図である。モーター１０は、ローター２０とステーター３０とを備える。ローター２０は、永久磁石２１０と、軸２３０とを備える。本実施例は、三相モーターであり、６個の永久磁石２１０を有している。永久磁石２１０は、磁石止め２５０とバネ２６０により、軸２３０の周りに取り付けられている。また、軸２３０は、軸受け２４０により支持されている。

ステーター３０は、電磁コイル１００ｕ〜１００ｗ（「コイル１００ｕ〜１００ｗ」とも呼ぶ。）と、磁気センサー３００と、回路基板３１０と、を備える。電磁コイル１００ｕ〜１００ｗは、三相モーターの各相に対応しており、ローター２０の永久磁石２１０を挟むように配置されている。また、電磁コイル１００ｕ〜１００ｗは、電磁ヨーク１２０の周りに巻かれている。なお、電磁ヨーク１２０は、無くてもよい。磁気センサー３００は、電磁コイル１００ｕ〜１００ｗに対応して設けられている。なお、磁気センサー３００を区別する場合には、それぞれ「磁気センサー３００ｕ〜３００ｗ」と呼ぶ。磁気センサー３００は、例えば、アナログ出力を有するホールＩＣを用いて構成することが可能である。磁気センサー３００は、ステーター３０上の回路基板３１０に配置されている。回路基板３１０は、コネクタ３２０により、モーター１０の外部回路と接続されている。

図６は、ＰＷＭ制御部の内部構成の一例を示す説明図である。ＰＷＭ制御部４００は、回路基板３１０上に設けられていてもよく、コネクタ３２０により接続される外部回路に設けられていてもよい。ＰＷＭ制御部４００は、ＣＰＵ４０５と、基本クロック生成回路４１０と、１／Ｎ分周器４２０と、ＰＷＭ部５００と、正逆方向指示値レジスタ４４０と、乗算器４５０、４５２、４５４と、符号化部４６０、４６２、４６４と、ＡＤ変換部４７０、４７２、４７４と、電圧指令値レジスタ４８０と、励磁区間設定部４９０とを備えている。

基本クロック生成回路４１０は、所定の周波数を有するクロック信号ＰＣＬを発生する回路であり、例えばＰＬＬ回路を含んでいる。分周器４２０は、このクロック信号ＰＣＬの１／Ｎの周波数を有するクロック信号ＳＤＣを発生する。Ｎの値は所定の一定値に設定される。このＮの値は、予めＣＰＵ４０５によって分周器４２０に設定される。ＰＷＭ部５００は、クロック信号ＰＣＬ、ＳＤＣと、乗算器４５０、４５２、４５４から供給される乗算値Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗと、正逆方向指示値レジスタ４４０から供給される正逆方向指示値ＲＩと、符号化部４６０、４６２、４６４から供給される正負符号信号Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗと、励磁区間設定部５９０から供給される励磁区間信号Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗとに応じて、ｕ、ｖ、ｗ各相の駆動信号を生成する。この動作については後述する。

正逆方向指示値レジスタ４４０内には、モーターの回転方向を示す正逆方向指示値ＲＩがＣＰＵ４０５によって設定される。本実施例では、正逆方向指示値ＲＩがＬレベルのときにモーターが正転し、Ｈレベルのときに逆転する。

ＰＷＭ部５００に供給される他の信号の値Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗ、Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗ、Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗは以下のように決定される。なお、乗算器４５０と符号化部４６０とＡＤ変換部４７０はＵ相用の回路であり、乗算器４５２と符号化部４６２とＡＤ変換部４７２はＶ相用の回路であり、乗算器４５４と符号化部４６４とＡＤ変換部４７４はＷ相用の回路である。これらの回路群の動作は同じなので、以下ではＵ相用の回路の動作について主に説明する。

磁気センサーの出力ＳＳＡは、ＡＤ変換部４７０に供給される。このセンサー出力ＳＳＡのレンジは、例えばＧＮＤ（接地電位）からＶＤＤ（電源電圧）までであり、その中位点（＝ＶＤＤ／２）が出力波形の中位点（正弦波の原点を通る点）である。ＡＤ変換部４７０は、このセンサー出力ＳＳＡをＡＤ変換して、センサー出力のデジタル値を生成する。ＡＤ変換部４７０の出力のレンジは、例えば１Ｆｈ〜０ｈ（語尾の"ｈ"は１６進数であることを示す）であり、中央値１０ｈがセンサー波形の中位点に相当する。

符号化部４６０は、ＡＤ変換後のセンサー出力値のレンジを変換するとともに、センサー出力値の中位点の値を０に設定する。この結果、符号化部４６０で生成されるセンサー出力値Ｘｕは、正側の所定の範囲（例えば＋１４〜０）と負側の所定の範囲（例えば０〜−１４）の値を取る。但し、符号化部４６０から乗算器４５０に供給されるのは、センサー出力値Ｘｕの絶対値であり、その正負符号は正負符号信号ＰｕとしてＰＷＭ部５００に供給される。

電圧指令値レジスタ４８０は、ＣＰＵ４０５によって設定された電圧指令値Ｙｕを格納する。この電圧指令値Ｙｕは、後述する励磁区間信号Ｅｕとともに、モーターの印加電圧を設定する値として機能するものであり、例えば０〜１．０の値を取る。仮に、非励磁区間を設けずに全区間を励磁区間とするように励磁区間信号Ｅｕを設定した場合には、Ｙｕ＝０は印加電圧をゼロとすることを意味し、Ｙｕ＝１．０は印加電圧を最大値とすることを意味する。乗算器４５０は、符号化部４６０から出力されたセンサー出力値Ｘｕと、電圧指令値Ｙｕとを乗算して整数化し、その乗算値ＭｕをＰＷＭ部５００に供給する。ＰＷＭ部５００の出力は、三相駆動回路６００に入力され、電磁コイル１００ｕ〜１００ｗが駆動される。

図７は、ＰＷＭ部の内部構成の一例を示す説明図である。ＰＷＭ部５００は、メモリ５１０と、ＰＷＭ値検証部５２０と、ＰＷＭ信号生成部５３０ｕ、５３０ｖ、５３０ｗと、を備える。メモリ５１０は、三角波信号ＴＲを生成するためのデータを格納している。メモリ５１０には、クロック信号ＰＣＬ、ＳＤＣが入力されている。メモリ５１０は、クロック信号ＰＣＬの１クロック毎に内部に予め格納してある値を順に読み出して、三角波信号ＴＲとして出力する。クロック信号ＳＤＣのパルスは、メモリ５１０をリセットするために用いられる。なお、本実施例では、三角波ＴＲの最大値は、乗算値Ｍｕの最大値と同じである。

図８は、三角波と、クロック信号ＰＣＬ、ＳＤＣの関係を示す説明図である。三角波ＴＲは、二等辺三角形の形状をしており、三角波ＴＲの最大値を読み出すタイミングは、ちょうど、クロック信号ＳＤＣの２つパルスの中間のタイミングである。なお、クロック信号ＳＤＣの周期は、ＰＷＭ周期Ｔｐｗｍ（図１（ｃ））と同じである。

図９は、ＰＷＭ値検証部の構成の一例を示す説明図である。ＰＷＭ値検証部５２０は、最小値検出部５２５を備える。最小値検出部５２５には、各相の乗算値Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗのうちのいずれが最小値であるかを判断する。具体的には、最小値検出部５２５は、Ｍｕの値が最小となったときに出力値Ｍｉｎｕ＝１に設定し、他の出力値Ｍｉｎｖ、Ｍｉｎｗを０に設定する。乗算値Ｍｖ、Ｍｗがそれぞれ最小値となる場合も同様である。

（１）まず、最小値検出部５２５は、Ｍｉｎｕ＝０、Ｍｉｎｖ＝０、Ｍｉｎｗ＝０、とする。
（２）次に、Ｍｕ≦Ｍｖ、且つ、Ｍｕ≦Ｍｗであれば、最小値検出部５２５は、Ｍｉｎｕ＝１として、処理を終了する。最小値検出部５２５は、工程（２）で処理を終了した場合には、以下の工程（３）、（４）を実行しない。
（３）工程（２）の条件を満たさない場合であって、Ｍｖ≦Ｍｕ、且つ、Ｍｖ≦Ｍｗであれば、最小値検出部５２５は、Ｍｉｎｖ＝１として処理を終了する。最小値検出部５２５は、工程（３）で処理を終了した場合には、以下の（４）を実行しない。
（４）工程（２）と工程（３）の条件を満たさない場合であって、Ｍｗ≦Ｍｕ、且つ Ｍｗ≦Ｍｖであれば、最小値検出部５２５は、Ｍｉｎｗ＝１として処理を終了する。
なお、この場合は、工程（２）（３）に示す条件を満たさない場合であっても、工程（４）に至れば、工程（４）の示す条件は満たすので、最小値検出部５２５は、工程（２）〜（４）のいずれかで、処理を終了する。

本実施例では、最小値検出部５２５を備え、各相の乗算値Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗのうちのいずれが最小値であるかを判断しているが、最大値検出部を備え、各相の乗算値Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗのうちのいずれが最大値であるかを判断するように構成してもよい。

図１０は、ＰＷＭ信号生成部の構成の一例を示す説明図である。ＰＷＭ信号生成部５３０ｕは、比較部５３２ｕと、反転部５３４ｕと、ＸＯＲ回路５３６ｕと、アンド回路５３７ｕ、５３９ｕと、インバーター回路５３８ｕと、を備える。なお、ＰＷＭ信号生成部５３０ｖ、５３０ｗについても同様の構成を備えている。反転部５３４ｕは、乗算値Ｍｕをその最大値Ｍｍａｘから引いた反転値Ｍｕ'（＝Ｍｍａｘ−Ｍｕ）を求める。ここで、最大値Ｍｍａｘは、三角波ＴＲの最大値と同じ値であり、本実施例では１４を用いている。

比較部５３２ｕは、三角波ＴＲと、乗算値Ｍｕ又はその反転値Ｍｕ'との大小を比較する。具体的には、Ｍｉｎｕ＝０のとき、比較部５３２ｕは、三角波ＴＲの値と、乗算値Ｍｕの値との大小を比較する。比較部５３２ｕは、ＴＲ≧Ｍｕであれば０を出力し、ＴＲ＜Ｍｕであれば１を出力する。一方、Ｍｉｎｕ＝１のとき、比較部５３２ｕは、三角波ＴＲの値と反転値Ｍｕ'の値の大小を比較する。比較部５３２ｕは、ＴＲ≧Ｍｕ'であれば０を出力し、ＴＲ＜Ｍｕ'であれば１を出力する。なお、本実施例では、三角波ＴＲとして、上方が凸の形状となっている三角波を用いたが、下方が凸の形状になっている三角波を用いてもよい。この場合、Ｍｉｎｕ＝０のとき、比較部５３２ｕは、三角波ＴＲの値と反転値Ｍｕ'との大小を比較してもよい。また、Ｍｉｎｕ＝１のとき、比較部５３２ｕは、三角波ＴＲの値と、乗算値Ｍｕとの大小を比較してもよい。ＸＯＲ回路５３６ｕは、Ｍｉｎｕの値と、比較部５３２ｕの出力との排他的論理和を取ってその出力値ＰＷＭＤｕを生成する。また他には、反転部５３４ｕを省略し三角波ＴＲをＭｉｎｕ＝０時には上部に凸を用い、Ｍｉｎｕ＝１時には下部に凸を使用でき、または三角波ＴＲをＭｉｎｕ＝０時には上部に凸を使用し、Ｍｉｎｕ＝１時には上部に（１−凸）を用いても良く、これらの方法論理は他にもあるが主目的とするところではないため省略する。

アンド回路５３７ｕは、ＸＯＲ回路５３６ｕの出力信号ＰＷＭＤｕと、正負符号信号Ｐｕと、のアンドをとり、ｕＨ駆動信号ＤＲＶｕＨを発生させる。アンド回路５３９ｕは、ＸＯＲ回路５３６ｕの出力信号ＰＷＭＤｕと、正負符号信号Ｐｕの反転信号と、のアンドをとり、ｕＬ駆動信号ＤＲＶｕＬを発生させる。信号Ｐｕの反転は、インバーター回路５３８ｕが行う。

図１１は、ＰＷＭ部のタイミングチャートの一部を示す説明図である。最初の周期ＰＤ１では、乗算値Ｍｕ＝１４、Ｍｖ＝７、Ｍｗ＝７、正負符号信号Ｐｕ＝Ｈ（＝１）、Ｐｖ＝Ｌ（＝０）、Ｐｗ＝Ｌである。これらの値を用いて信号Ｍｉｎｕ〜Ｍｉｎｗを求めると、Ｍｉｎｕ＝０、Ｍｉｎｖ＝１、Ｍｉｎｗ＝０となる。

出力ＰＷＭＤｕの値は、Ｈ（＝１）となる。具体的には、信号Ｍｉｎｕ＝０であるため、比較部５３２ｕは、三角波ＴＲと乗算値Ｍｕとの大小を比較する。この周期ＰＤ１では、ＴＲ≦Ｍｕであるため、比較部５３２ｕの出力はＨ（＝１）である。比較部５３２ｕの出力と、ＭｉｎｕとのＸＯＲの値、すなわち信号ＰＷＭＤｕの値は、Ｈ（＝１）となる。また、ＰＷＭＤｖの値は、Ｌ（＝０）→Ｈ→Ｌと変化する。具体的には、Ｍｉｎｖ＝１であるため、比較部５３２ｖは、三角波ＴＲと反転値Ｍｖ'との大小を比較する。Ｍｖ'＝７（＝１４−Ｍｖ）であり、三角波ＴＲは０→１４→０と変化するため、０＜ＴＲ＜７の区間（区間Ｄ１とＤ３）では、ＴＲ＜Ｍｖ'となり、比較部５３２ｖの出力はＨとなる。一方、７≦ＴＲ≦１４の区間（区間Ｄ２）では、ＴＲ≧Ｍｖ'となり、比較部５３２の出力はＬとなる。その結果、周期ＰＤ１内で、比較部５３２ｖの出力は、Ｈ→Ｌ→Ｈと変化する。次いで、比較部５３２ｖの出力と、Ｍｉｎｖ（＝１）と、の排他的論理和（ＸＯＲ）を生成するので、ＰＷＭＤｖの値は、周期ＰＤ１内でＬ→Ｈ→Ｌとなる。同様に、ＰＷＭＤｗは、三角波ＴＲとＭｗの大きさにより、周期ＰＤ１内でＨ→Ｌ→Ｈと変化する。以後、２つ目から５つ目の各周期ＰＤ２〜ＰＤ５についても同様にして、ＰＷＭＤｕ〜ＰＷＭＤｗの変化が決定される。

信号ＰＷＭＤｘ（ｘはｕ、ｖ、ｗのいずれか）がＨとなる期間の長さにより、主相がいずれの相であるかが決まる。図１１に示す最初と２番目の周期ＰＤ１、ＰＤ２では、Ｈとなる期間は、ＰＷＭＤｕが最も長い。これらの周期ＰＤ１、ＰＤ２では、Ｕ相が主相となり、Ｖ相、Ｗ相は副相である。４番目と５番目の周期ＰＤ４、ＰＤ５では、Ｈとなる期間は、ＰＷＭＤｖが最も長い。したがって、これらの期間ＰＤ４、ＰＤ５では、Ｖ相が主相であり、Ｕ相、Ｗ相は副相である。３番目の周期ＰＤ３では、Ｈとなる期間は、ＰＷＭＤｕとＰＷＭＤｖの長さが同じである。３番目の周期ＰＤ３では、２番目と４番目の主相の遷移を考慮すれば、Ｕ相が主相から副相に切り替わり、Ｖ相が副相から主相に切り替わる周期である。この場合、たとえば、ＰＷＭＤｕとＰＷＭＤｖがＬに落ちるまでの期間は、Ｕ相が主相、Ｖ相が副相であり、ＰＷＭＤｕとＰＷＭＤｖがＬからＨになった以降は、Ｖ相が主相、Ｕ相が副相である、と考えてもよい。

図１１の最下段に示した波形ＰＷＭａｌｌは、どの区間で出力が発生するかを示している。主相と、いずれかの副相と、の両方がＨの期間に出力を発生させることが可能である。周期ＰＤ１、ＰＤ５では、全期間にわたり出力が生成されるが、周期ＰＤ２〜ＰＤ４では、出力が生成しない期間が生じる。

図１２は、三相駆動回路と電磁コイルを示す説明図である。図１２では、図１に示すコイル回路の３つの端子１０１ｕ〜１０１ｗに３つのドライバ回路６００ｕ〜６００ｗがそれぞれ接続されている。なお、図１２では、配線２００ｕ〜２００ｗを省略している。３つのドライバ回路６００ｕ〜６００ｗを合わせて、三相駆動回路６００と呼ぶ。ドライバ回路６００ｕは、トランジスタＵＵとトランジスタＵＤと、レベルシフト回路６０５ｕを備える。本実施例ではトランジスタＵＵ、ＵＤとしてＮチャンネルのＭＯＳトランジスタを用いている。トランジスタＵＵは、ドレインが電源ＶＳに接続され、ソースが端子１０１ｕに接続されている。トランジスタＵＵのゲートには、レベルシフト回路６０５ｕを介してｕＨ駆動信号ＤＲＶｕＨが入力されている。レベルシフト回路６０５ｕは、トランジスタＵＵにおけるゲート電位を電源電位ＶＳよりも上げるために用いられる。トランジスタＵＵがオンしても、端子１０１ｕの電位を、ゲート電位−トランジスタＵＵの閾値、までしか上げることができない。そのため、ゲート電位がドレインの電位と同じであると、いわゆる閾値落ちが発生する。レベルシフト回路６０５ｕによりトランジスタＵＵのゲート電位を、電源電位ＶＳ＋トランジスタＵＵの閾値、以上に上げれば、トランジスタＵＵのオン時に、端子１０１ｕの電位を電源電位ＶＳまで上昇させることが可能となる。なお、レベルシフト回路６０５ｕは無くてもよい。また、トランジスタＵＵとしてＰチャンネルのＭＯＳトランジスタを用いる場合には、レベルシフト回路６０５ｕは無くてもよい。トランジスタＵＤは、ドレインが端子１０１ｕに接続され、ソースがグランドに接続されている。トランジスタＵＤのゲートには、ｕＬ駆動信号ＤＲＶｕＬが入力されている。

以上、本実施例によれば、モーター１０の出力を向上させることが可能となる。また、
三角波ＴＲを作成し、三角波ＴＲの値と、乗算値Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗとを比較することにより、ＰＷＭ駆動をオンさせる期間（ＰＷＭＤｘがＨとなる期間）を容易に求めることが可能となる。

［第３の実施例］
図１３は、第３の実施例において、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相を第１の実施例とは異なるタイミングで動作させたときの駆動波形と出力と電流の流れの一例を示す説明図である。図１３（ａ）は全期間の駆動波形を示している。図１３（ｂ）は、１周期Ｐ３における、各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のオンの期間及び出力を示している。この周期Ｐ３では、Ｕ相が主相であり、Ｖ相、Ｗ相が副相となっている。Ｕ相は周期Ｐ３の内、７５％の期間でオンであり、Ｖ相、Ｗ相はそれぞれ５０％、２５％の期間でオンである。副相のオン期間は、Ｖ相とＷ相で同じ長さではなく、Ｖ相のオン期間の方が長い。またＶ相、Ｗ相のＰＷＭ駆動オンの期間は重なっていない。この実施例では、周期Ｐ３の７５％の期間で出力が発生する。図１３（ｃ）は、図１３（ａ）タイミングＱ１〜Ｑ６における電流の流れを模式的に示す説明図である。例えば、タイミングＱ１では、Ｕ相の電磁コイル１００ｕとＷ相の電磁コイル１００ｗに電流が流れ、その向きは、端子１０１ｗから端子１０１ｕ（図１２参照）であることを示している。この第３実施例によれば、副相Ｖ相、Ｗ相のオン期間の長さが異なっていても、コイル回路の出力を増大させることが可能である。また、各相のオン期間は、短（２５％）→中（５０％）→長（７５％）→長（７５％）→中（５０％）→短（２５％）と変化しており、駆動信号を、所謂正弦波形に近い駆動信号とすることが可能である。すなわち、モーターに対し理想的な駆動信号を与えることが可能となる。

［第４の実施例］
図１４は、第４の実施例の三相駆動回路と電磁コイルを示す説明図である。ここでは、電磁コイル１００ｕから１００ｗは、デルタ結線されている。電磁コイル１００ｗとコイル１００ｕの接続点１０３ｕに第１のドライバ回路６００ｕが接続されている。同様に電磁コイル１００ｕとコイル１００ｖの接続点１０３ｖに第２のドライバ回路６００ｖが接続されており、電磁コイル１００ｖとコイル１００ｗの接続点１０３ｗに第３のドライバ回路６００ｗが接続されている。

図１５は、デルタ結線時における駆動波形と電流の流れの一例を示す説明図である。なお、図１５（ａ）に示す駆動波形は、図１３（ａ）に示す波形と同じである。図１５（ｂ）は、タイミングＱ１〜Ｑ６における電流の流れを示している。デルタ結線の場合、時計回りと、反時計回りの２つの電流の流れが生じる。例えば、図１５（ｂ）のうちＱ１に示す時では、接続点１０３ｗから接続点１０３ｖに向かって、電磁コイル１００ｕを通る反時計回りの電流と、電磁コイル１００ｗと１００ｕを通る時計回りの電流が生じる。Ｑ２に示す時では、接続点１０３ｕから接続点１０３ｖに向かって、電磁コイル１００ｕを通る時計回りの電流と、電磁コイル１００ｗと１００ｖを通る反時計回りの電流が生じる。

図１６は、第４の実施例と比較例の駆動波形の一部と出力を示す説明図である。図１５の示した周期Ｐ１〜Ｐ１２のうち、周期Ｐ３を例にとり説明する。図１６（ａ）は、第４の実施例の駆動波形を示し、図１６（ｂ）は、第４の実施例の出力、図１６（ｃ）は、比較例の駆動波形、図１６（ｄ）は、比較例の出力を示す。第４の実施例では、期間Ｔ５では、接続点１０３ｕがＨ、接続点１０３ｖがＬ、接続点１０３ｗがハイインピーダンスである。期間Ｔ６では、接続点１０３ｕがＨ、接続点１０３ｖがハイインピーダンス、接続点１０３ｗがＬである。期間Ｔ７では、接続点１０３ｕがＨ、接続点１０３ｖがＬ、接続点１０３ｗがハイインピーダンスである。この例では、接続点１０３ｕに入力される信号が主相であり、接続点１０３ｖ、１０３ｗに入力される信号が副相となる。

期間Ｔ５では、電磁コイル１００ｕの出力Ｐは、Ｐ＝（Ｖ^２／Ｒ）＊０．２５＝（１^２／１）＊０．２５＝０．２５Ｗとなる。また、電磁コイル１００ｖ、１００ｗの出力される出力Ｐは、それぞれ、Ｐ＝（０．５^２／１）＊０．２５＝０．０６２５Ｗとなる。同様に、期間Ｔ６では、電磁コイル１００ｗの出力は０．２５であり、電磁コイル１００ｕ、１００ｖの出力は、それぞれ０．０６２５Ｗである。期間Ｔ７の消費電力は期間Ｔ５の出力と同じである。したがって、全体の出力は、１．１２５Ｗとなる。

比較例では、期間Ｔ５で、接続点１０３ｖ、１０３ｗが共にＬとなり、期間Ｔ６で接続点１０３ｖ、１０３ｗが共にハイインピーダンスになる点が異なる。期間Ｔ５では、電磁コイル１００ｕと１００ｗで出力が発生し、その値は、それぞれ０．２５Ｗである。なお、電磁コイル１００ｖには電流が流れないため出力は生じない。期間Ｔ６では電流が流れず、出力は発生しない。期間期間では、電磁コイル１００ｕ、１００ｖ、１００ｗの出力は、それぞれ０．２５Ｗと０．０６２５Ｗ、０．０６２５Ｗである。したがって、出力の合計は、０．８７５Ｗとなる。この比較例の合計出力（０．８７５Ｗ）に比べ、第４の実施例の合計出力（１．１２５Ｗ）は２９％増加している。

このように、同じディーティ比であっても、２個の接続点１０３ｖ、１０３ｗが同時にＬに接続されない期間を有するようにすることにより、同時にオフする期間の発生を抑制し、電磁コイル１００ｕ〜１００ｗにおける出力を高めることが可能となる。すなわち、電磁コイルの結線は、スター結線だけでなく、デルタ結線であってもよい。

［第５の実施例］
図１７は、第５の実施例の、駆動回路と電磁コイルを示す説明図である。第５の実施例では、電磁コイル１００ｕ〜１００ｙはスター結線されている。図１７は、図１２に示す説明図に、Ｘ相とＹ相の電磁コイル１００ｘ、１００ｙとドライバ回路６００ｘ、６００ｙとを追加したものである。ドライバ回路６００ｘ、６００ｙは、レベルシフト回路６０５ｘ、６０５ｙを含んでいる。

図１８は、五相スター結線時の駆動波形と各コイルに流れる電流の一例を示す説明図である。図１８（ａ）は駆動波形を示し、図１８（ｂ）は、電流を示している。なお、図１８（ｂ）において、符号は、数字の部分を外して、Ｕ，Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｎで示している。図１８（ｂ）において太線は、接続点Ｎへの電流の流入、太破線は、接続点Ｎからの電流の流出を示している。

図１９は、図１８の期間Ｒ１、Ｒ２における各相の電磁コイルのオンと出力を示す説明図である。期間Ｒ１では、Ｖ相、Ｙ相が主相で、Ｕ相、Ｗ相、Ｘ相が副相となっている。ただし、Ｕ相はオフである。また、期間Ｒ２では、Ｗ相、Ｙ相が主相となり、Ｕ相、Ｖ相、Ｘ相が副相となっている。但し、Ｘ相はオフである。この時の出力は、合計１Ｗである。全体でみれば、Ｖ相、Ｗ相、Ｙ相がオンであり、Ｕ相がオフからオンに切り替わり、Ｘ相がオフからオンに切り替わっている。

図１９（ｂ）は比較例を示している。比較例では、副相であるＵ相とＸ相を同時にオンさせ（期間Ｒ１）、同時にオフさせている（期間Ｒ２）。このときの出力は、０．９３Ｗ（＝１４／１５Ｗ）である。第５の実施例の方が、比較例よりも出力が７％大きくなっている。このように五相であっても出力を大きくすることが可能である。なお、一般に、これ以上の多相であってもよい。なお、デルタ結線の場合も同様である。

三相の場合、３個（Ｎ＝３）の端子を有するスター結線またはデルタ結線された負荷回路１００をＰＷＭ信号で駆動するためのＰＷＭ駆動回路であって、各端子（１０１ｕ〜１０１ｗ）を第１と第２の電源電位のいずれかに接続可能な駆動スイッチ群（ＵＵ〜ＷＤ）と、前記駆動スイッチ群を切り替えるＰＷＭ制御部４００と、を備え、ＰＷＭ制御部４００は、各ＰＷＭ周期内Ｔｐｗｍにおいて、（ｉ）前記ＰＷＭ周期Ｔｐｗｍの少なくとも一部の期間（期間Ｔ１＋Ｔ２）において、１個（Ｍ＝１）の端子を第１の電源電位Ｖｓに接続するとともに、（ｉｉ）前記１個（Ｍ個）の端子０１０ｕが前記第１の電源電位ＶＳに接続されている期間内において、１個の端子１０１ｕ以外の２個（Ｌ＝Ｎ−Ｍ＝３−２）の端子１０１ｖ、１０１ｗを第２の電源電位ＧＮＤに接続するように駆動スイッチ群（ＵＵ〜ＷＤ）を制御し、この際、２個（Ｌ個）の端子のうちの１個以上の端子が前記第２の電源電位ＧＮＤに接続されるとともに前記個２（Ｌ個）の端子の全てが同時に第２の電源電位ＧＮＤに接続されない期間を有するように、前記駆動スイッチ群の制御を実行している。

また五相の場合には、５個（Ｎ＝５）の端子を有するスター結線またはデルタ結線された負荷回路１００をＰＷＭ信号で駆動するためのＰＷＭ駆動回路であって、各端子（１０１ｕ〜１０１ｙ）を第１と第２の電源電位のいずれかに接続可能な駆動スイッチ群（ＵＵ〜ＹＤ）と、前記駆動スイッチ群を切り替えるＰＷＭ制御部４００と、を備え、ＰＷＭ制御部４００は、各ＰＷＭ周期内Ｔｐｗｍにおいて、（ｉ）前記ＰＷＭ周期Ｔｐｗｍの少なくとも一部の期間において、２個（Ｍ＝２）の端子を第１の電源電位Ｖｓに接続するとともに、（ｉｉ）前記２個（Ｍ個）の端子１０１ｕが前記第１の電源電位ＶＳに接続されている期間内において、１個の端子１０１ｕ以外の３個（Ｌ＝Ｎ−Ｍ＝５−２）の端子１０１ｖ、１０１ｗを第２の電源電位ＧＮＤに接続するように駆動スイッチ群（ＵＵ〜ＷＤ）を制御し、この際、３個（Ｌ個）の端子のうちの１個以上の端子が前記第２の電源電位ＧＮＤに接続されるとともに前記３個（Ｌ個）の端子の全てが同時に第２の電源電位ＧＮＤに接続されない期間を有するように、前記駆動スイッチ群の制御を実行している。なお、五相の場合には、Ｍ＝１、Ｌ＝４であってもよい。

これを一般化すれば、Ｎ相の場合には、Ｎ個の端子を有するスター結線またはデルタ結線された負荷回路１００をＰＷＭ信号で駆動するためのＰＷＭ駆動回路であって、各端子を第１と第２の電源電位のいずれかに接続可能な駆動スイッチ群と、前記駆動スイッチ群を切り替えるＰＷＭ制御部４００と、を備え、ＰＷＭ制御部４００は、各ＰＷＭ周期内Ｔｐｗｍにおいて、（ｉ）前記ＰＷＭ周期Ｔｐｗｍの少なくとも一部の期間において、Ｍ個（Ｍは１以上、Ｎ／２以下の整数）の端子を第１の電源電位Ｖｓに接続するとともに、（ｉｉ）前記２個（Ｍ個）の端子が前記第１の電源電位ＶＳに接続されている期間内において、１個の端子以外のＬ個（Ｌ＝Ｎ−Ｍ）の端子を第２の電源電位ＧＮＤに接続するように駆動スイッチ群（ＵＵ〜ＷＤ）を制御し、この際、Ｌ個の端子のうちの１個以上の端子が前記第２の電源電位ＧＮＤに接続されるとともに前記Ｌ個の端子の全てが同時に第２の電源電位ＧＮＤに接続されない期間を有するように、前記駆動スイッチ群の制御を実行している。

本実施例では、コイル回路やモーターを例に取り説明したが、負荷回路としては、コイル（電磁コイル）に限らず、様々なものを用いることが可能である。例えば、負荷回路は、電熱器、ＩＨ加熱器、インバーター非接触電力伝送、スイッチング電源、インバーター放電管であってもよい。

［変形例］
本発明は、ファンモーター、時計（針駆動）、ドラム式洗濯機（単一回転）、ジェットコースタ、振動モーターなどの種々の装置のモーターに適用可能である。本発明をファンモーターに適用した場合には、上述した種々の効果（低消費電力、低振動、低騒音、低回転ムラ、低発熱、高寿命）が特に顕著である。このようなファンモーターは、例えば、デジタル表示装置や、車載機器、燃料電池式パソコン、燃料電池式デジタルカメラ、燃料電池式ビデオカメラ、燃料電池式携帯電話などの燃料電池使用機器、プロジェクタ等の各種装置のファンモーターとして使用することができる。本発明のモーターは、さらに、各種の家電機器や電子機器のモーターとしても利用可能である。例えば、光記憶装置や、磁気記憶装置、ポリゴンミラー駆動装置等において、本発明によるモーターをスピンドルモーターとして使用することが可能である。また、本発明によるモーターは、移動体やロボット用のモーターとしても利用可能である。

図２０は、本発明の適用例によるモーターを利用したプロジェクタを示す説明図である。このプロジェクタ１６００は、赤、緑、青の３色の色光を発光する３つの光源１６１０Ｒ、１６１０Ｇ、１６１０Ｂと、これらの３色の色光をそれぞれ変調する３つの液晶ライトバルブ１６４０Ｒ、１６４０Ｇ、１６４０Ｂと、変調された３色の色光を合成するクロスダイクロイックプリズム１６５０と、合成された３色の色光をスクリーンＳＣに投写する投写レンズ系１６６０と、プロジェクタ内部を冷却するための冷却ファン１６７０と、プロジェクタ１６００の全体を制御する制御部１６８０と、を備えている。冷却ファン１６７０を駆動するモーターとしては、上述した各種のブラシレスモーターを利用することができる。

図２１は、本発明の適用例によるモーターを利用した燃料電池式携帯電話を示す説明図である。図２１（Ａ）は携帯電話１７００の外観を示しており、図２１（Ｂ）は、内部構成の例を示している。携帯電話１７００は、携帯電話１７００の動作を制御するＭＰＵ１７１０と、ファン１７２０と、燃料電池１７３０とを備えている。燃料電池１７３０は、ＭＰＵ１７１０やファン１７２０に電源を供給する。１ファン７２０は、燃料電池１７３０への空気供給のために携帯電話１７００の外から内部へ送風するため、或いは、燃料電池１７３０で生成される水分を携帯電話１７００の内部から外に排出するためのものである。なお、１ファン７２０を図２１（Ｃ）のようにＭＰＵ１７１０の上に配置して、ＭＰＵ１７１０を冷却するようにしてもよい。ファン１７２０を駆動するモーターとしては、上述した各種のブラシレスモーターを利用することができる。

図２２は、本発明の適用例によるモーター／発電機を利用した移動体の一例としての電動自転車（電動アシスト自転車）を示す説明図である。この自転車１８００は、前輪にモーター１８１０が設けられており、サドルの下方のフレームに制御回路１８２０と充電池１８３０とが設けられている。モーター１８１０は、充電池１８３０からの電力を利用して前輪を駆動することによって、走行をアシストする。また、ブレーキ時にはモーター１８１０で回生された電力が充電池１８３０に充電される。制御回路１８２０は、モーターの駆動と回生とを制御する回路である。このモーター１８１０としては、上述した各種のブラシレスモーターを利用することが可能である。

図２３は、本発明の適用例によるモーターを利用したロボットの一例を示す説明図である。このロボット１９００は、第１と第２のアーム１９１０，１９２０と、モーター１９３０とを有している。このモーター１９３０は、被駆動部材としての第２のアーム１９２０を水平回転させる際に使用される。このモーター１９３０としては、上述した各種のブラシレスモーターを利用することが可能である。

以上、いくつかの実施例に基づいて本発明の実施の形態について説明してきたが、上記した発明の実施の形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定するものではない。本発明は、その趣旨並びに特許請求の範囲を逸脱することなく、変更、改良され得るとともに、本発明にはその等価物が含まれることはもちろんである。

１０...モーター
２０...ローター
３０...ステーター
１００ｕ〜１００ｙ...コイル（電磁コイル）
１００Ｎ...接続点
１０１ｕ〜１０１ｗ...端子
１０２ｕ〜１０２ｗ...端子
１０３ｕ〜１０３ｗ...接続点
１２０...電磁ヨーク
２００ｕ〜２００ｗ...配線
２１０...永久磁石
２３０...軸
２４０...軸受け
２５０...磁石止め
２６０...バネ
３００、３００ｕ〜３００ｗ...磁気センサー
３１０...回路基板
３２０...コネクタ
４００...ＰＷＭ制御部
４１０...基本クロック生成回路
４２０...分周器
４４０...正逆方向指示値レジスタ
４５０、４５２、４５４...乗算器
４６０、４６２、４６４...符号化部
４８０...電圧指令値レジスタ
４９０...励磁区間設定部
５１０...メモリ
５２５...最小値検出部
５３０ｕ〜５３０ｗ...ＰＷＭ信号生成部
５３２ｕ〜５３２ｗ...比較部
５３４ｕ〜５３２ｗ...反転部
５９０...励磁区間設定部
６００...三相駆動回路
６００ｕ〜６００ｙ...ドライバ回路
６０５ｕ...レベルシフト回路
１６００...プロジェクタ
１６１０Ｒ、１６１０Ｇ、１６１０Ｂ...光源
１６４０Ｒ、１６４０Ｇ、１６４０Ｂ...液晶ライトバルブ
１６５０...クロスダイクロイックプリズム
１６６０...投写レンズ系
１６７０...冷却ファン
１６８０...制御部
１７００...携帯電話
１７２０...ファン
１７３０...燃料電池
１８００...自転車
１８１０...モーター
１８２０...制御回路
１８３０...充電池
１９００...ロボット
１９１０...第１のアーム
１９２０...第２のアーム
１９３０...モーター
ＤＲＶｕＨ〜ＤＲＶｙＬ...駆動信号
ＳＤＣ...クロック信号
ＰＣＬ...クロック信号
ＳＳＡ...出力（センサー出力）

Claims (6)

1. 電気機械装置であって、
   Ｎ個（Ｎは３以上の整数）の端子を有するスター結線またはデルタ結線された負荷回路をＰＷＭ信号で駆動するためのＰＷＭ駆動回路と、
   前記負荷回路としてのコイル回路と、
   磁石と、
   を備え、
   前記ＰＷＭ駆動回路は、
   前記各端子を第１と第２の電源電位のいずれかに接続可能な駆動スイッチ群と、
   前記駆動スイッチ群を切り替える制御部と、
   ＰＷＭ周期毎に基準三角波を生成する三角波生成部と、
   前記ＰＷＭ信号のデューティ比を示すデューティ値と前記基準三角波とを比較することによって、前記各端子を前記第１または第２の電源電位に接続する期間を決定するＰＷＭ駆動期間決定部と、
   を備え、
   前記制御部は、各ＰＷＭ周期内において、
   （ｉ）前記ＰＷＭ周期の少なくとも一部の期間において、Ｍ個（Ｍは１以上、Ｎ／２以下の整数）の端子を前記第１の電源電位に接続するとともに、
   （ｉｉ）前記Ｍ個の端子が前記第１の電源電位に接続されている期間内において、前記Ｍ個の端子以外のＬ個（ＬはＮ−Ｍの整数）の端子を前記第２の電源電位に接続するように前記駆動スイッチ群を制御し、この際、前記Ｌ個の端子のうちの１個以上の端子が前記第２の電源電位に接続される場合に、（ａ）前記Ｌ個の端子の全てが同時に前記第２の電源電位に接続される期間と、（ｂ）前記Ｌ個の端子の一方の端子が前記第２の電源電位に接続され前記Ｌ個の端子の他方の端子が前記第２の電源電位に接続されない期間と、（ｃ）前記他方の端子が前記第２の電源電位に接続され前記一方の端子が前記第２の電源電位に接続されない期間と、を有するように、前記駆動スイッチ群の制御を実行し、
   （ｉｉｉ）前記Ｌ個の端子のうちのＭ個より大きい数の端子が同時に前記第２の電源電位に接続されないように、前記L個の端子を前記第２の電源電位に時分割で接続し、
   前記整数Ｎは３であり、前記整数Ｍは１、前記整数Ｌは２であり、
   前記負荷回路はスター結線されている、
   電気機械装置。
2. 電気機械装置であって、
   Ｎ個（Ｎは３以上の整数）の端子を有するスター結線またはデルタ結線された負荷回路をＰＷＭ信号で駆動するためのＰＷＭ駆動回路と、
   前記負荷回路としてのコイル回路と、
   磁石と、
   を備え、
   前記ＰＷＭ駆動回路は、
   前記各端子を第１と第２の電源電位のいずれかに接続可能な駆動スイッチ群と、
   前記駆動スイッチ群を切り替える制御部と、
   ＰＷＭ周期毎に基準三角波を生成する三角波生成部と、
   前記ＰＷＭ信号のデューティ比を示すデューティ値と前記基準三角波とを比較することによって、前記各端子を前記第１または第２の電源電位に接続する期間を決定するＰＷＭ駆動期間決定部と、
   を備え、
   前記制御部は、各ＰＷＭ周期内において、
   （ｉ）前記ＰＷＭ周期の少なくとも一部の期間において、Ｍ個（Ｍは１以上、Ｎ／２以下の整数）の端子を前記第１の電源電位に接続するとともに、
   （ｉｉ）前記Ｍ個の端子が前記第１の電源電位に接続されている期間内において、前記Ｍ個の端子以外のＬ個（ＬはＮ−Ｍの整数）の端子を前記第２の電源電位に接続するように前記駆動スイッチ群を制御し、この際、前記Ｌ個の端子のうちの１個以上の端子が前記第２の電源電位に接続される場合に、（ａ）前記Ｌ個の端子の全てが同時に前記第２の電源電位に接続される期間と、（ｂ）前記Ｌ個の端子の一方の端子が前記第２の電源電位に接続され前記Ｌ個の端子の他方の端子が前記第２の電源電位に接続されない期間と、（ｃ）前記他方の端子が前記第２の電源電位に接続され前記一方の端子が前記第２の電源電位に接続されない期間と、を有するように、前記駆動スイッチ群の制御を実行し、
   前記負荷回路はスター結線されている、
   電気機械装置。
3. ＰＷＭ駆動回路であって、
   Ｎ個（Ｎは３以上の整数）の端子を有するスター結線またはデルタ結線された負荷回路をＰＷＭ信号で駆動するためのＰＷＭ駆動回路であって、
   前記各端子を第１と第２の電源電位のいずれかに接続可能な駆動スイッチ群と、
   前記駆動スイッチ群を切り替える制御部と、
   を備え、
   前記制御部は、各ＰＷＭ周期内において、
   （ｉ）前記ＰＷＭ周期の少なくとも一部の期間において、Ｍ個（Ｍは１以上、Ｎ／２以下の整数）の端子を前記第１の電源電位に接続するとともに、
   （ｉｉ）前記Ｍ個の端子が前記第１の電源電位に接続されている期間内において、前記Ｍ個の端子以外のＬ個（ＬはＮ−Ｍの整数）の端子を前記第２の電源電位に接続するように前記駆動スイッチ群を制御し、この際、前記Ｌ個の端子のうちの１個以上の端子が前記第２の電源電位に接続される場合に、（ａ）前記Ｌ個の端子の全てが同時に前記第２の電源電位に接続される期間と、（ｂ）前記Ｌ個の端子の一方の端子が前記第２の電源電位に接続され前記Ｌ個の端子の他方の端子が前記第２の電源電位に接続されない期間と、（ｃ）前記他方の端子が前記第２の電源電位に接続され前記一方の端子が前記第２の電源電位に接続されない期間と、を有するように、前記駆動スイッチ群の制御を実行する、
   ＰＷＭ駆動回路。
4. 請求項３に記載のＰＷＭ駆動回路において、
   前記整数Ｎは３であり、前記整数Ｍは１、前記整数Ｌは２である、ＰＷＭ駆動回路。
5. 請求項３または請求項４に記載のＰＷＭ駆動回路において、
   前記負荷回路はスター結線されている、ＰＷＭ駆動回路。
6. 電気機械装置であって、
   請求項３から請求項５のいずれか一項に記載のＰＷＭ駆動回路と、
   前記負荷回路としてのコイル回路と、
   磁石と、
   を備える、電気機械装置。

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