JP5515777B2 - エネルギー変換装置及び電気機械装置 - Google Patents

Description

本発明は、エネルギー変換装置をＰＷＭ信号により駆動する技術に関する。

三相交流で駆動されるモーターなどの電機機械は、電気エネルギーと機械エネルギーとを相互に変換する装置として広く使用されている。三相交流で駆動されるモーターでは、モーターの電磁コイルは、スター結線や、デルタ結線で結線されている（例えば特許文献１）。

特開２００６−１０９６７５号公報

しかし、多相モーターをＰＷＭ駆動しようとする場合、多相モーター全体の効率や出力の向上については十分に検討されていないのが現状であった。

本発明は、上記課題の少なくとも１つを解決し、ＰＷＭ駆動における出力の向上を目的とする。

本発明は、上述の課題の少なくとも一部を解決するためになされたものであり、以下の形態又は適用例として実現することが可能である。
本発明の一形態によれば、エネルギー変換装置が提供される。このエネルギー変換装置は、Ｎ相（Ｎは３以上の整数）の電磁コイルと、前記Ｎ相の電磁コイルを駆動するためのＰＷＭ駆動回路と、を備え、各相の電磁コイルは、前記ＰＷＭ駆動回路により独立して制御可能に構成され、前記ＰＷＭ駆動回路は、始動時に前記Ｎ相の電磁コイルの全てを駆動し、前記始動後には、前記エネルギー変換装置に要求されるトルクの大きさに応じて、駆動される相の数を１からＮまで選択する。この形態によれば、各相の電磁コイルに掛かる電圧が抵抗分割により分割されないので、スター結線やデルタ結線をした場合に比べて出力を大きくすることができ、必要なトルク量に応じた駆動が可能となる。

［適用例１］
エネルギー変換装置であって、Ｎ相（Ｎは３以上の整数）の電磁コイルと、前記Ｎ相の電磁コイルを駆動するためのＰＷＭ駆動回路と、を備え、各相の電磁コイルは、前記ＰＷＭ駆動回路により独立して制御可能に構成されているエネルギー変換装置。
この適用例によれば、各相の電磁コイルに掛かる電圧が抵抗分割により分割されないので、スター結線やデルタ結線をした場合に比べて出力を大きくすることが可能である。

［適用例２］
適用例１に記載のエネルギー変換装置において、さらに、前記Ｎ相の電磁コイルが分離されて、それぞれが独立に制御される独立結線状態と、前記Ｎ相の電磁コイルがスター結線されたスター結線状態と、を切り換えるための切換回路を備える、エネルギー変換装置。
この適用例によれば、各電磁コイルが独立した独立結線と、スター結線と、を切り替えることが可能となる。

［適用例３］
適用例１又は適用例２に記載のエネルギー変換装置において、前記ＰＷＭ駆動回路は、前記各相の電磁コイルの両端を電源電位と接地電位のいずれかに接続するための４つのスイッチと、前記４つのスイッチとそれぞれ並列に接続される４つの保護ダイオードとを有するＨ型ブリッジ回路と、前記４つのスイッチにそれぞれＰＷＭ信号を供給するＰＷＭ信号生成部と、を含み、前記４つのスイッチは、各ＰＷＭ周期において、前記各相の電磁コイルの一端において接地電位側に配置される第１のスイッチが常時オンとなり、前記各相の電磁コイルの他端において、電源電位側に配置される第２のスイッチが、前記ＰＷＭ信号のデューティ比で定められる期間オンし、前記一端の電源電位側に配置される第３のスイッチ及び、前記他端の接地電位側に配置される第４のスイッチがオフになるように制御される、エネルギー変換装置。
この適用例によれば、第２のスイッチがオフになったときに生じる逆起電力による電流が、第２のスイッチと並列に接続された保護ダイオードを流れるため、トルクを増大させることが可能となる。

［適用例４］
電気機械装置であって、Ｎ相（Ｎは３以上の整数）の電磁コイルと、磁石と、前記Ｎ相の電磁コイルを駆動するためのＰＷＭ駆動回路と、を備え、各相の電磁コイルは、前記ＰＷＭ駆動回路により独立して制御可能に構成されている電気機械装置。
この適用例によれば、各相の電磁コイルに掛かる電圧が抵抗分割により分割されないので、スター結線やデルタ結線をした場合に比べて、出力やトルクを大きくすることが可能である。

［適用例５］
適用例４に記載の電気機械装置において、さらに、前記Ｎ相の電磁コイルが分離されてそれぞれが独立に制御される独立結線状態と、前記Ｎ相の電磁コイルがスター結線されたスター結線状態と、を切り換えるための切換回路を備える、電機機械装置。
この適用例によれば、各電磁コイルが独立した独立結線と、スター結線と、を切り替えることが可能となる。

［適用例６］
適用例４又は適用例５に記載の電気機械装置において、前記ＰＷＭ駆動回路は、前記各相の電磁コイルの両端を電源電位と接地電位のいずれかに接続するための４つのスイッチと、前記４つのスイッチとそれぞれ並列に接続される４つの保護ダイオードとを有するＨ型ブリッジ回路と、前記４つのスイッチにそれぞれＰＷＭ信号を供給するＰＷＭ信号生成回路と、を含み、前記４つのスイッチは、各ＰＷＭ周期において、前記各相の電磁コイルの一端において接地電位側に配置される第１のスイッチが常時オンとなり、前記各相の電磁コイルの他端において、電源電位側に配置される第２のスイッチが、前記ＰＷＭ信号のデューティ比で定められる期間オンし、前記一端の電源電位側に配置される第３のスイッチ及び、前記他端の接地電位側に配置される第４のスイッチがオフになるように制御される、電気機械装置。
この適用例によれば、第２のスイッチがオフになったときに生じる逆起電力による電流が、第２のスイッチと並列に接続された保護ダイオードを流れるため、トルクを増大させることが可能となる。

［適用例７］
適用例４から適用例６のいずれか１つに記載の電気機械装置において、前記ＰＷＭ駆動回路は、始動時に前記Ｎ相の電磁コイルの全てを駆動し、前記始動後には、前記電気機械装置に要求されるトルクの大きさに応じて、駆動される相の数を選択する、電気機械装置。
この適用例によれば、必要なトルク量に応じた駆動が可能となる。

［適用例８］
適用例７に記載の電気機械装置において、さらに、回生装置を備え、
前記駆動されない相の電磁コイルを用いて回生を実行する、電気機械装置。
この適用例によれば、電気エネルギーを回生できるので、効率を向上させることが可能となる。

［適用例９］
適用例４から適用例８のいずれかに１つに記載の電気機械装置において、さらに、前記電磁コイルに印可する電圧を制御する制御部を備え、前記制御部は、前記磁石の移動によって前記電磁コイルに誘起される誘起電圧の波形で極性が反転する位置をπ位相点としたときのπ／２位相点を中心とする対称な励磁区間において前記電磁コイルに電圧を印加するとともに、前記誘起電圧の波形の前記π位相点を中心とする対称な非励磁区間において前記電磁コイルに電圧を印加しないようにし、前記電気機械装置を高回転で回転させるほど非励磁区間の長さを長くする、電気機械装置。
この適用例によれば、電気機械装置を高回転低トルクで回転させるときに、駆動電圧を上げることが可能となる。

本発明は、種々の形態で実現することが可能であり、例えば、エネルギー変換装置の他、電気機械装置等、電気機械装置の出力増大方法様々な形態で実現することができる。

第１の実施例の電磁コイル回路の動作原理を説明する説明図である。 電磁コイルをスター結線した場合を示す説明図である。 電磁コイルをデルタ結線した場合を示す説明図である。 図１〜図３に示す各結線状態と駆動状態における合成抵抗、デューティ比、出力を比較して示す説明図である。 独立結線とスター結線における合成抵抗、デューティ比、出力を比較して示す説明図である。 第２の実施例にかかるモーターの構成を示す説明図である。 本実施例のブラシレスモーターの制御回路ブロックを示す説明図である。 ＰＷＭ制御部の内部構成の一例を示す説明図である。 ＰＷＭ部５００（図８）の内部構成の一例を示すブロック図である。 モーター正転時のＰＷＭ部５００の動作を示すタイミングチャートである。 モーター逆転時のＰＷＭ部５００の動作を示すタイミングチャートである。 励磁区間設定部４９０の内部構成と動作を示す説明図である。 符号化部の動作とタイミングチャートを示す説明図である。 三相駆動回路と電磁コイルを示す説明図である。 駆動信号のオンオフと電磁コイルの動作を示す説明図である。 トルク増大の原理を説明する説明図である。 各相の電磁コイルの接続を示す説明図である。 モーター１０の回転数とトルクの関係を示す説明図である。 第３の実施例を示す説明図である。 第４の実施例を示す説明図である。 第４の実施例の変形例を示す説明図である。 第５の実施例におけるセンサー出力の波形とＰＷＭ部５００で生成される駆動信号の波形の対応関係の一例を示す説明図である。 第５の実施例において、非励磁区間ＮＥＰの長さを長くしていくときのＰＷＭ駆動波形を示す説明図である。 図２３に示すＰＷＭ駆動波形でモーターを駆動したときの回転数―トルク及び電流−トルクの関係を示すグラフである。 図２５は、ＰＷＭ駆動による駆動波形の平均電圧を、非励時期間を設けずに、図２３に示すＰＷＭ駆動波形による駆動波形と同じ平均電圧にするときのＰＷＭ駆動波形を示す説明図である。 図２５に示すＰＷＭ駆動波形でモーターを駆動したときの回転数―トルク及び電流−トルクの関係を示すグラフである。 本発明の適用例によるモーターを利用したプロジェクタを示す説明図である。 本発明の適用例によるモーターを利用した燃料電池式携帯電話を示す説明図である。 本発明の適用例によるモーター／発電機を利用した移動体の一例としての電動自転車（電動アシスト自転車）を示す説明図である。 本発明の適用例によるモーターを利用したロボットの一例を示す説明図である。 図３１は、本発明の変形例によるモーターを利用した鉄道車両を示す説明図である。

［第１の実施例］
図１は、第１の実施例の電磁コイル回路の動作原理を説明する説明図である。図１（ａ）は、電磁コイル回路１００の結線を示している。電磁コイル回路１００は、３つの電磁コイル１００ｕ〜１００ｗを備える。各電磁コイル１００ｕ〜１００ｗは、それぞれ端子１０１ｕ、１０２ｕ〜１０１ｗ、１０２ｗを備える。ここで、各電磁コイル１００ｕ〜１００ｗは互いに接続されていない。すなわち、電磁コイル回路１００は、スター結線や、デルタ結線されていない。このような結線を「独立結線」と呼ぶ。なお、スター結線は「Ｙ結線、スター結合」とも呼び、デルタ結線は「三角結線、デルタ結合」とも呼ぶ。

図１（ｂ）、（ｃ）は、電磁コイル回路をＰＷＭ駆動したときの各相のオンと全相出力の関係を説明する説明図である。図１（ｂ）、（ｃ）に示す例では、Ｕ相のＰＷＭ駆動のデューティ比は、１００％であり、Ｖ相、Ｗ相のＰＷＭ駆動のデューティ比は、それぞれ５０％である。図１（ｂ）に示す例では、Ｖ相とＷ相は、交互にオンするが、図１（ｃ）に示す例では、Ｖ相とＷ相は、同時にオンし、同時にオフする。

電磁コイル１００ｕ〜１００ｗの抵抗を１Ω、電磁コイルにかかる電圧を１Ｖとして出力を求める。先ず、Ｕ相の出力は、Ｐ＝（Ｖ^２／Ｒ）＝１^２／１＝１．０（Ｗ）となる。同様に、Ｖ相の出力は、Ｐ＝（Ｖ^２／Ｒ）＊０．５＝０．５（Ｗ）、Ｗ相の出力は０．５（Ｗ）となる。従って全相出力は、これらを合わせて、２．０（Ｗ）となる。これは、図１（ｂ）、（ｃ）のいずれの場合も同じである。

図１（ｂ）に示す場合と、図１（ｃ）に示す場合とを比較すると、全相出力は同じである。しかし、図１（ｂ）に示す場合は、全ＰＷＭ周期Ｔｐｗｍにわたって出力の大きさは変わらないのに対し、図１（ｃ）に示す場合は、Ｖ相、Ｗ相がオンするＰＷＭ周期Ｔｐｗｍの前半の出力が大きく、Ｖ相、Ｗ相がオフするＰＷＭ周期Ｔｐｗｍの後半の出力が小さい。

図２は、電磁コイルをスター結線した場合を示す説明図である。同様に、電磁コイル１００ｕ〜１００ｗの抵抗を１Ω、電磁コイル１００ｕ〜１００ｗにかかる電圧を１Ｖとして出力を求める。

図２（ｂ）に示す場合は、Ｖ相とＷ相が交互にオンする。この場合、抵抗分割により電磁コイル１００ｕに掛かる電圧が０．５Ｖとなるので、Ｕ相の出力は、Ｐ＝（Ｖ^２／Ｒ）＝０．５^２／１＝０．２５（Ｗ）となる。Ｖ相の出力は、デューティ比５０％であるので、Ｐ＝（Ｖ^２／Ｒ）＊０．５＝（０．５^２／１）＊０．５＝０．１２５（Ｗ）となる。Ｗ相の出力も、同様にデューティ比５０％なので、Ｐ＝０．１２５（Ｗ）となる。従って、全相出力は０．５（Ｗ）となる。

一方、図２（ｃ）に示す場合は、Ｖ相とＷ相が、同時にオンし、同時にオフする。この場合、前半では、合成抵抗は、１．５Ωとなる。従って前半での全相出力は、Ｐ＝（Ｖ^２／Ｒ）＊０．５＝（１^２／１．５）＊０．５＝０．３３３（Ｗ）。一方、後半では、電流が流れない。従って出力は０（Ｗ）である。従って全期間の全相出力は０．３３３（Ｗ）である。

図３は、電磁コイルをデルタ結線した場合を示す説明図である。デルタ結線では、電磁コイル１００ｕと電磁コイル１００ｖは端子１０３ｕで接続され、電磁コイル１００ｖと電磁コイル１００ｗは端子１０３ｖで、電磁コイル１００ｗと電磁コイル１００ｕは端子１０３ｗで接続されている。同様に、電磁コイル１００ｕ〜１００ｗの抵抗を１Ω、端子１０３ｕ〜１０３ｗにかかる電圧を０Ｖ又は１Ｖとして各相の出力を求める。

図３（ｂ）に示す場合は、Ｖ相とＷ相が交互にオンする。この場合、前半では、端子１０３ｗからＷ相の入力方向を見たときのインピーダンスがハイインピーダンスとなる。そして、（１）電磁コイル１００ｖを通る反時計回りの電流と、（２）電磁コイル１００ｕ、１００ｗを通る時計回りの電流が生じる。電磁コイル１００ｕと１００ｗの抵抗分割により、端子１０３ｗの電位は、０．５Ｖとなる。一方、後半では、端子１０３ｖからＶ相の入力方向を見たときのインピーダンスがハイインピーダンスとなる。そして、（３）電磁コイル１００ｖを通る時計回りの電流と、（４）電磁コイル１００ｖ、１００ｗを通る反時計回りの電流が生じる。同様に電磁コイル１００ｖと１００ｗの抵抗分割により、端子１０３ｖの電位は、０．５Ｖとなる。（１）、（３）の電流による出力はそれぞれ、Ｐ＝（Ｖ^２／Ｒ）＊０．５＝１^２／１＊０．５＝０．５（Ｗ）となる。また、（２）、（４）の電流が流れるルートでは、電流は電磁コイル２つを通過しているため、合成抵抗は２Ωである。したがって、その出力は、Ｐ＝（Ｖ^２／Ｒ）＊０．５＝１^２／２＊０．５＝０．２５（Ｗ）となる。なお、各電磁コイルでの出力は、それぞれ０．１２５（Ｗ）である。従って、全相出力は、１．５（Ｗ）となる。

図３（ｃ）に示す場合は、Ｖ相とＷ相が、同時にオンし、同時にオフする。この場合、前半では、電磁コイル１００ｕと電磁コイル１００ｖを流れる電流が生じるが、電磁コイル１００ｗの両端の電位はいずれも０Ｖで同じため、電磁コイル１００ｗには電流が流れない。一方、後半では、端子１０３ｖからＶ相の入力方向を見たときのインピーダンス、及び、端子１０３ｗからＷ相の入力方向を見たときのインピーダンスが、いずれもハイインピーダンスとなる。したがって、いずれの電磁コイル１００ｕ〜１００ｗにも電流が流れない。従って、出力は、前半の電磁コイル１００ｕ、１００ｖでのみ生じる。このときの出力は、それぞれ、Ｐ＝（Ｖ^２／Ｒ）＊０．５＝０．５（Ｗ）となる。従って、全相出力は、１（Ｗ）となる。

図４は、図１〜図３に示す各結線状態と駆動状態における合成抵抗、デューティ比、出力を比較して示す説明図である。ここで、デルタ結線の場合の抵抗は、時計回りの抵抗（１Ω又は２Ω（１Ωと１Ωの直列））と反時計回りの抵抗（２Ω（１Ωと１Ωの直列）又は１Ω）を並列接続した合成抵抗０．６７Ωが示されている。また、デルタ結線時の出力（図３（ｂ））については、電磁コイル１００ｕ〜１００ｗに分配して表示している。電磁コイル１００ｕの前半の出力は、Ｐ＝（Ｖ^２／Ｒ）＊０．５＝１^２／１＊０．５＝０．５（Ｗ）であり、後半の出力は、Ｐ＝（Ｖ^２／Ｒ）＊０．５＝０．５^２／１＊０．５＝０．１２５（Ｗ）である。したがって、Ｕ相の出力は、０．６２５（Ｗ）となる。Ｖ相、Ｗ相についても同様に、０．６２５（Ｗ）、０．２５（Ｗ）となる。この結果によれば、独立結線における出力は、スター結線やデルタ結線における出力に対し１３３〜６００％になっており、大幅に向上している。

図５は、独立結線とスター結線における合成抵抗、デューティ比、出力を比較して示す説明図である。ここでは、独立結線の供給電圧を１／√３で補正している。この理由は、一般に三相交流では、出力Ｐ、線間電圧Ｖ、線間電流Ｉ、力率ｃｏｓθの間には、
Ｐ＝ＳＱＲＴ（３）・Ｖ・Ｉ・ｃｏｓθ
の関係があるからである。ここで、ＳＱＲＴ（ｘ）はｘの平方根を意味し、ＳＱＲＴ（３）は３の平方根である。

ここでは、図２（ｃ）に示すスター結線の例とのみ比較している。その結果、供給電圧を５７．７％（＝１／ＳＱＲＴ（３））としても、独立結線における出力が、スター結線における出力に対し２００％になっており、大幅に出力が向上している。

以上、本実施例によれば、電磁コイルを独立に駆動することにより、電磁コイルをスター結線や、デルタ結線するよりも出力を増大させることが可能となる。

［第２の実施例］
図６は、第２の実施例にかかるモーターの構成を示す説明図である。モーター１０（「ブラシレスモーター１０」とも呼ぶ。）は、ローター２０とステーター３０とを備える。ローター２０は、永久磁石２１０と、軸２３０とを備える。本実施例は、三相モーターであり、６個の永久磁石２１０を有している。永久磁石２１０は、磁石止め２５０及びバネ２６０により、軸２３０の周りに取り付けられている。また、軸２３０は、軸受け２４０により支持されている。

ステーター３０は、電磁コイル１００ｕ〜１００ｗと、磁気センサー３００と、回路基板３１０と、を備える。電磁コイル１００ｕ〜１００ｗは、三相モーターの各相に対応しており、ローター２０の永久磁石２１０を挟むように配置されている。また、電磁コイル１００ｕ〜１００ｗは、電磁ヨーク１２０の周りに巻かれている。なお、電磁ヨーク１２０は、無くてもよい。磁気センサー３００は、電磁コイル１００ｕ〜１００ｗに対応して設けられている。なお、磁気センサー３００を区別する場合には、それぞれ「磁気センサー３００ｕ〜３００ｗ」と呼ぶ。磁気センサー３００は、例えば、アナログ出力を有するホールＩＣを用いて構成することが可能である。磁気センサー３００は、ステーター３０上の回路基板３１０に配置されている。回路基板３１０は、コネクタ３２０により、モーター１０の外部回路と接続されている。

図７は、本実施例のブラシレスモーターの制御回路ブロックを示す説明図である。制御回路ブロックは、ＰＷＭ制御部４００と、ＣＰＵ４０５と、Ｕ相駆動ドライバー部６００ｕ〜Ｗ相駆動ドライバー部６００ｗを備える。ＰＷＭ制御部４００は、Ｕ相駆動制御部５００ｕ〜Ｗ相駆動制御部５００ｗを含んでいる。Ｕ相駆動ドライバー部６００ｕは、Ｕ相駆動制御部５００ｕからの制御信号を受けて、ブラシレスモーター１０のＵ相電磁コイル１００ｕを駆動する。ブラシレスモーター１０は、Ｕ相センサー３００ｕを含んでおり、このＵ相センサー３００ｕからの位置信号を受けて、ＰＷＭ制御部４００は制御を行う。Ｖ相、Ｗ相の制御についても同様である。

図８は、ＰＷＭ制御部の内部構成の一例を示す説明図である。ＰＷＭ制御部４００やＣＰＵ４０５は、回路基板３１０上に設けられていてもよく、コネクタ３２０により接続される外部回路に設けられていてもよい。ＰＷＭ制御部４００は、基本クロック生成回路４１０と、１／Ｎ分周器４２０と、ＰＷＭ部５００と、正逆方向指示値レジスタ４４０と、乗算器４５０、４５２、４５４と、符号化部４６０、４６２、４６４と、ＡＤ変換部４７０、４７２、４７４と、電圧指令値レジスタ４８０と、励磁区間設定部４９０とを備えている。なお、図７に示すブロック図のＵ相駆動制御部５００ｕは、図８に示す説明図の乗算器４５０と、符号化部４６０と、ＡＤ変換部４７０と、ＰＷＭ部５００の内Ｕ相駆動に関する制御部と、を含んでいる。Ｖ相駆動制御部５００ｖ、Ｗ相駆動制御部５００ｗについても同様である。

基本クロック生成回路４１０は、所定の周波数を有するクロック信号ＰＣＬを発生する回路であり、例えばＰＬＬ回路を含んでいる。分周器４２０は、このクロック信号ＰＣＬの１／Ｎの周波数を有するクロック信号ＳＤＣを発生する。Ｎの値は所定の一定値に設定される。このＮの値は、予めＣＰＵ４０５によって分周器４２０に設定される。ＰＷＭ部５００は、クロック信号ＰＣＬ、ＳＤＣと、乗算器４５０、４５２、４５４から供給される乗算値Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗと、正逆方向指示値レジスタ４４０から供給される正逆方向指示値ＲＩと、符号化部４６０、４６２、４６４から供給される正負符号信号Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗと、励磁区間設定部５９０から供給される励磁区間信号Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗとに応じて、ｕ、ｖ、ｗ各相の駆動信号を生成する。この動作については後述する。

正逆方向指示値レジスタ４４０内には、モーターの回転方向を示す正逆方向指示値ＲＩがＣＰＵ４０５によって設定される。本実施例では、正逆方向指示値ＲＩがＬレベルのときにモーターが正転し、Ｈレベルのときに逆転する。

ＰＷＭ部５００に供給される他の信号の値Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗ、Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗ、Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗは以下のように決定される。なお、乗算器４５０と符号化部４６０とＡＤ変換部４７０はＵ相用の回路であり、乗算器４５２と符号化部４６２とＡＤ変換部４７２はＶ相用の回路であり、乗算器４５４と符号化部４６４とＡＤ変換部４７４はＷ相用の回路である。なお、これらの回路群の動作は同じなので、以下ではＵ相用の回路の動作について主に説明する。

磁気センサーの出力ＳＳＵは、ＡＤ変換部４７０に供給される。このセンサー出力ＳＳＵのレンジは、例えばＧＮＤ（接地電位）からＶＤＤ（電源電圧）までであり、その中位点（＝ＶＤＤ／２）が出力波形の中位点（正弦波の原点を通る点）である。ＡＤ変換部４７０は、このセンサー出力ＳＳＵをＡＤ変換して、センサー出力のデジタル値を生成する。ＡＤ変換部４７０の出力のレンジは、例えばＦＦｈ〜０ｈ（語尾の”ｈ”は１６進数であることを示す）であり、中央値８０ｈがセンサー波形の中位点に相当する。

符号化部４６０は、ＡＤ変換後のセンサー出力値のレンジを変換するとともに、センサー出力値の中位点の値を０に設定する。この結果、符号化部４６０で生成されるセンサー出力値Ｘｕは、正側の所定の範囲（例えば＋１２７〜０）と負側の所定の範囲（例えば０〜−１２８）の値を取る。但し、符号化部４６０から乗算器４５０に供給されるのは、センサー出力値Ｘｕの絶対値であり、その正負符号は正負符号信号ＰｕとしてＰＷＭ部５００に供給される。

電圧指令値レジスタ４８０は、ＣＰＵ４０５によって設定された電圧指令値Ｙｕを格納する。この電圧指令値Ｙｕは、後述する励磁区間信号Ｅｕとともに、モーターの印加電圧を設定する値として機能するものであり、例えば０〜１．０の値を取る。仮に、非励磁区間を設けずに全区間を励磁区間とするように励磁区間信号Ｅｕを設定した場合には、Ｙｕ＝０は印加電圧をゼロとすることを意味し、Ｙｕ＝１．０は印加電圧を最大値とすることを意味する。乗算器４５０は、符号化部４６０から出力されたセンサー出力値Ｘｕと、電圧指令値Ｙｕとを乗算して整数化し、その乗算値ＭｕをＰＷＭ部５００に供給する。ＰＷＭ部５００の出力は、三相駆動回路６００に入力され、電磁コイル１００ｕ〜１００ｗが駆動される。

図９は、ＰＷＭ部５００（図８）の内部構成の一例を示すブロック図である。ＰＷＭ部５３０は、カウンタ５０１、５０２、５０３と、ＥＸＯＲ回路５１１、５１２、５１３と、駆動波形形成部５２１、５２２、５２３とを備えている。カウンタ５０１とＥＸＯＲ回路５１１と駆動波形形成部５２１はＵ相用の回路であり、カウンタ５０２とＥＸＯＲ回路５１２と駆動波形形成部５２２はＶ相用の回路であり、カウンタ５０３とＥＸＯＲ回路５１３と駆動波形形成部５２３はＶ相用の回路である。これらは動作について、タイミングチャートを参照しながら説明する。

図１０は、モーター正転時のＰＷＭ部５００の動作を示すタイミングチャートである。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の動作は同じであるので、ここでは、Ｕ相を例にとり説明する。この図には、２つのクロック信号ＰＣＬ，ＳＤＣと、正逆方向指示値ＲＩと、励磁区間信号Ｅｕと、乗算値Ｍｕと、正負符号信号Ｐｕと、カウンタ５０１内のカウント値ＣＭ１と、カウンタ５０１の出力Ｓ１と、ＥＸＯＲ回路５１１の出力Ｓ２と、駆動波形形成部５２１からの駆動信号ＤＲＶＡ１〜ＤＲＶＡ４とが示されている。カウンタ５０１は、クロック信号ＳＤＣの１期間毎に、クロック信号ＰＣＬに同期してカウント値ＣＭ１を０までダウンカウントする動作を繰り返す。カウント値ＣＭ１の初期値は乗算値Ｍｕに設定される。なお、図１３では、図示の便宜上、乗算値Ｍｕとして負の値も描かれているが、カウンタ５０１で使用されるのはその絶対値｜Ｍｕ｜である。カウンタ５０１の出力Ｓ１は、カウント値ＣＭ１が０で無い場合にはＨレベルに設定され、カウント値ＣＭ１が０になるとＬレベルに立ち下がる。

ＥＸＯＲ回路５１１は、正負符号信号Ｐｕと正逆方向指示値ＲＩとの排他的論理和を示す信号Ｓ２を出力する。モーターが正転する場合には、正逆方向指示値ＲＩがＬレベルである。従って、ＥＸＯＲ回路５１１の出力Ｓ２は、正負符号信号Ｐｕと同じ信号となる。駆動波形形成部５２１は、カウンタ５０１の出力Ｓ１と、ＥＸＯＲ回路５１１の出力Ｓ２から、駆動信号ＤＲＶＡ１〜ＤＲＶＡ４を生成する。すなわち、カウンタ５０１の出力Ｓ１のうち、ＥＸＯＲ回路５１１の出力Ｓ２がＬレベルの期間の信号を第１、第２の駆動信号ＤＲＶＡ１、ＤＲＶＡ２として出力し、出力Ｓ２がＨレベルの期間の信号を第３、第４の駆動信号ＤＲＶＡ３、ＤＲＶＡ４として出力する。なお、図１０の右端部付近では、励磁区間信号ＥｕがＬレベルに立ち下がり、これによって非励磁区間ＮＥＰが設定されている。従って、この非励磁区間ＮＥＰでは、いずれの駆動信号ＤＲＶＡ１〜ＤＲＶＡ４も出力されず、ハイインピーダンス状態に維持される。

図１１は、モーター逆転時のＰＷＭ部５００の動作を示すタイミングチャートである。モーター逆転時には、正逆方向指示値ＲＩがＨレベルに設定される。この結果、第１、第２の駆動信号ＤＲＶＡ１、ＤＲＶＡ２と、第３、第４の駆動信号ＤＲＶＡ３、ＤＲＶＡ４が図１０に示す場合と入れ替わっており、この結果、モーターが逆転することが理解できる。なお、ＰＷＭ部５００のＶ相用の回路５０２，５１２，５２２や、Ｗ相用の回路５０３、５１３、５２３についても、同様の動作を実行する。

図１２は、励磁区間設定部４９０の内部構成と動作を示す説明図である。励磁区間設定部４９０は、電子可変抵抗器４９２と、電圧比較器４９４，４９６と、ＯＲ回路４９８とを有している。電子可変抵抗器４９２の抵抗値Ｒｖは、ＣＰＵ４０５によって設定される。電子可変抵抗器４９２の両端の電圧Ｖ１，Ｖ２は、電圧比較器４９４，４９６の一方の入力端子に与えられている。電圧比較器４９４，４９６の他方の入力端子には、センサー出力ＳＳＵが供給されている。なお、図１５ではＶ相、Ｗ相用の回路は図示の便宜上省略されている。電圧比較器４９４，４９６の出力信号Ｓｐ，Ｓｎは、ＯＲ回路４９８に入力されている。ＯＲ回路４９８の出力は、励磁区間と非励磁区間とを区別するための励磁区間信号Ｅｕである。

図１２（Ｂ）は、励磁区間設定部４９０の動作を示している。電子可変抵抗器４９２の両端の電圧Ｖ１，Ｖ２は、抵抗値Ｒｖを調整することによって変更される。具体的には、両端の電圧Ｖ１，Ｖ２は、電圧レンジの中央値（＝ＶＤＤ／２）からの差分が等しい値に設定される。センサー出力ＳＳＵが第１の電圧Ｖ１よりも高い場合には第１の電圧比較器４９４の出力ＳｐがＨレベルとなり、一方、センサー出力ＳＳＵが第２の電圧Ｖ２よりも低い場合には第２の電圧比較器４９６の出力ＳｎがＨレベルとなる。励磁区間信号Ｅｕはこれらの出力信号Ｓｐ，Ｓｎの論理和を取った信号である。従って、図１２（Ｂ）の下部に示すように、励磁区間信号Ｅｕは、励磁区間ＥＰと非励磁区間ＮＥＰとを示す信号として使用することができる。励磁区間ＥＰと非励磁区間ＮＥＰの設定は、ＣＰＵ４０５が可変抵抗値Ｒｖを調整することによって行なわれる。

図１３は、符号化部の動作とタイミングチャートを示す説明図である。ここでは、Ｕ相用の符号化部４６０（図８）を例にとり説明する。符号化部４６０は、ＡＤＣ部４７０（図８）からＡＤＣ信号を受取、センサー出力値Ｘｕと正負符号信号Ｐｕを生成する。ここで、センサー出力値Ｘｕは、ＡＤＣ信号を＋１２７〜−１２８にシフトし、その絶対値を取った値である。また、正負符号信号Ｐｕについては、ＡＤＣ信号の値が０よりも小さい場合に正負符号信号ＰｕをＨ、ＡＤＣ信号の値が０よりも大きい場合に正負符号信号ＰｕをＬとしている。なお、正負符号信号Ｐｕの正負は、逆であってもよい。

図１４は、三相駆動回路と電磁コイルを示す説明図である。三相駆動回路６００は、Ｕ相駆動回路６００ｕ〜Ｗ相駆動回路６００ｗを備えている。各駆動回路６００ｕ〜６００ｗの構成は同じであるので、Ｕ相駆動回路６００ｕを例にとり説明する。Ｕ相駆動回路６００ｕは、Ｈ型ブリッジ回路であり、駆動信号ＤＲＶＡ１〜ＤＲＶＡ４に応じてＵ相電磁コイル１００ｕを駆動する。なお、本実施例では、電源側に繋がるトランジスタＡ１、Ａ３のゲートには、レベルシフト回路６０５ｕが接続されている。レベルシフト回路６０５ｕは、トランジスタＡ１、Ａ３におけるゲート電位を電源電位ＶＳよりも上げるために用いられる。トランジスタＡ１がオンしても、端子ｕ１の電位は、ゲート電位−トランジスタＡ１の閾値、までしか上がらない。そのため、ゲート電位がドレインの電位と同じであると、いわゆる閾値落ちが発生する。レベルシフト回路６０５ｕによりトランジスタＡ１のゲート電位を、電源電位ＶＳ＋トランジスタＡ１の閾値、以上に上げれば、トランジスタＡ１のオン時に、端子ｕ１の電位を電源電位ＶＳまで上昇させることが可能となる。なお、レベルシフト回路６０５ｕは無くてもよい。また、トランジスタＡ１としてＰチャンネルのトランジスタを用いる場合には、レベルシフト回路６０５ｕは無くてもよい。トランジスタＡ３についても同様である。符号Ｉｕ１が付された矢印は、駆動信号ＤＲＶＡ１、ＤＲＶＡ２がオンしたときに電磁コイル１００ｕに流れる電流の方向を示し、符号Ｉｕ２が付された矢印は、駆動信号ＤＲＶＡ３、ＤＲＶＡ４がオンしたときに電磁コイル１００ｕに流れる電流の方向を示している。Ｖ相駆動回路６００ｖ、Ｗ相駆動回路６００ｗについても同様である。

図１５は、駆動信号のオンオフと、電磁コイルの動作を示す説明図である。ここでは、Ｕ相を例にとり説明する。Ｖ相、Ｗ相についても同様である。図１５（ａ）に示す例では、駆動信号ＤＲＶＡ１とＤＲＶＡ２とが同期し、駆動信号ＤＲＶＡ３とＤＲＶＡ４とが同期している。駆動信号ＤＲＶＡ１とＤＲＶＡ２とがオンする期間では、電磁コイル１００ｕは、正の方向（図１４に示す符号Ｉｕ１の方向）に電流が流れる。駆動信号ＤＲＶＡ３とＤＲＶＡ４とがオンする期間では、電磁コイル１００ｕは、負の方向（図１４に示す符号Ｉｕ２の方向）に電流が流れる。なお、駆動信号ＤＲＶＡ１〜ＤＲＶＡ４がオフの期間では、ハイインピーダンス（ＨｉＺ）である。

一方、図１５（ｂ）に示す例では、駆動信号ＤＲＶＡ２は、駆動信号ＤＲＶＡ１がオンする周期で常時オンであり、駆動信号ＤＲＶＡ４は、駆動信号ＤＲＶＡ３がオンする周期で常時オンである。この場合も同様に、駆動信号ＤＲＶＡ１とＤＲＶＡ２の両方がオンする期間では、電磁コイル１００ｕは、正の方向（図１４に示す符号Ｉｕ１の方向）に電流が流れる。駆動信号ＤＲＶＡ３とＤＲＶＡ４の両方がオンする期間では、電磁コイル１００ｕは、負の方向（図１４に示す符号Ｉｕ２の方向）に電流が流れる。ところで、このように、グランド側のトランジスタＡ２、Ａ４を駆動する駆動信号ＤＲＶＡ２、ＤＲＶＡ４をその周期で常時オンとすると、トランジスタＡ１，Ａ３がオフの期間でも電流を流すことが可能となり、トルクを増大させることができるという効果がある。

図１６は、トルク増大の原理を説明する説明図である。図１５（ａ）は、駆動信号ＤＲＶＡ１、ＤＲＶＡ２をオンにした状態を示している。この状態では、トランジスタＡ１、Ａ２がオンし、電磁コイル１００ｕには、符号Ｉｕ１の向きにが流れる。図１５（ｂ）は、図１５（ａ）に示す状態から、駆動信号ＤＲＶＡ１のみをオフにした状態を示している。この状態では、符号Ｉｕ１の向きの電流を維持しようとして、符号Ｉｕ１の向きと同じ方向に誘起電力が発生する。このとき、トランジスタＡ２はオンのため、電磁コイル１００ｕ、トランジスタＡ２、ダイオードＤ４を通る循環電流Ｉｕｃｙｃが生じる。この電流によりモーター１０の回転が促されるので、トルクを増大させることが可能となる。

図１７は、各相の電磁コイルの接続を示す説明図である。本実施例では、各相は、電磁コイル１００ｕ〜１００ｗを複数有している。各電磁コイル１００ｕ〜１００ｗは、各相において、並列に接続されている。並列に接続することにより、各電磁コイル１００ｕ〜１００ｗに掛かる電圧を上げ、出力を大きくすることが可能である。なお、各電磁コイル１００ｕ〜１００ｗは直列に接続されていてもよい。

図１８は、モーター１０の回転数とトルクの関係を示す説明図である。一般に、直流モーターでは、回転数が少ないときにトルクは大きく、回転数が多いときにトルクは小さい。電磁コイルをスター結線やデルタ結線している場合、必要とするトルクの大きさに応じて駆動する相の数を変更することは困難である。一方、本実施例のように、電磁コイルを独立結線した場合、モーターに要求されるトルクの大きさに応じて駆動する相の数を変更することが可能である。例えば、始動時のように、回転数が少ないが、大トルクが必要な時は三相駆動し、回転数が上がって必要なトルクが小さくなるにつれ、二相駆動、一相駆動と駆動方式を変化させることが可能である。これにより電力効率を向上させることが可能となる。

［第３の実施例］
図１９は、第３の実施例を示す説明図である。第３の実施例では、モーター１０（図示せず）からの回生制御を行う。第３の実施例では、回生制御部７００と、Ｕ相充電切替部７１０ｕ〜７１０ｗと、蓄電部８００と、を備える。回生制御部７００は、Ｕ相回生制御回路７００ｕ〜Ｗ相回生制御回路７００ｗを含んでいる。Ｕ相回生制御回路７００ｕ〜Ｗ相回生制御回路７００ｗの構成は同じであるので、Ｕ相回生制御回路７００ｕを例にとり説明する。Ｕ相回生制御回路７００ｕは、Ｕ相電磁コイル１００ｕに対して駆動ドライバー部６００ｕと並列に接続されている。Ｕ回生制御部７００ｕは、インバーター回路７２０ｕと、バッファー回路７３０ｕと、ダイオードで構成される整流回路７４０ｕ〜７４３ｕと、スイッチングトランジスタ７５０ｕ、７６０ｕと、抵抗７５２ｕ、７６２ｕと、を備えている。

Ｕ相充電切替部７１０ｕがオン（＝１＝Ｈ）になると、インバーター回路７２０ｕの出力がＬとなり、スイッチングトランジスタ７５０ｕがオン状態になる。一方、バッファー回路７３０ｕの出力はＨとなるため、スイッチングトランジスタ７６０ｕがオフ状態になる。そうすると、モーターは、スイッチングトランジスタ７５０ｕを介して、Ｕ相電磁コイル１００ｕで発生した電力を回生して、蓄電部８００を充電することが可能である。逆に、Ｕ相充電切替部７１０ｕがオフ（＝０＝Ｌ）になると、バッファー回路７３０ｕによってスイッチングトランジスタ７６０ｕがオン状態になる。一方、インバーター回路７２０ｕの出力がＨとなり、スイッチングトランジスタ７５０ｕがオフ状態になる。この場合は、蓄電部８００からＵ相電磁コイル１００ｕに電流を供給することが可能である。
なお、回生制御部７００と蓄電部８００とＵ相充電切替部７１０ｕ〜７１０ｗは、なくてもよい。

［第４の実施例］
図２０は、第４の実施例を示す説明図である。第４の実施例では、第１、第２の実施例で示した独立結線と、スター結線とを切り替えることが可能である。この実施例では、各電磁コイル１００ｕ〜１００ｗと中性点Ｎとの間に、スイッチＳＷｕ１、ＳＷｖ１、ＳＷｗ１で構成される切換回路を備えている。スイッチＳＷｕ１〜ＳＷｗ１を開いたときは、各電磁コイル１００ｕ〜１００ｗは独立結線状態となる。一方、スイッチＳＷｕ１〜ＳＷｗ１を閉じた時には、各電磁コイル１００ｕ〜１００ｗはスター結線される。このとき、トランジスタＡ２、Ａ３、Ｂ２、Ｂ３、Ｃ２、Ｃ３は、オフに維持される。なお、スイッチＳＷｕ１〜ＳＷｗ１のうち１つは省略可能である。

図２１は、第４の実施例の変形例を示す説明図である。この変形例では、スイッチＳｗｕ２〜ＳＷｗ２は、中性点Ｎと電磁コイル反対側の駆動回路との切換スイッチとなっている。この変形例では、駆動信号ＤＲＶＡ１が、トランジスタＡ１、Ａ２のゲートに入力され、駆動信号ＤＲＶＡ４が、トランジスタＡ３、Ａ４のゲートに入力されている。この変形例では、端子ｕ１〜ｗ１を駆動しているときは、端子ｕ２〜ｗ２をハイインピーダンスにできないため、スイッチＳｗｕ２〜ＳＷｗ２を用いて、切換回路を構成している。

このように第４の実施例及びその変形例では、電磁コイルをスター結線して用いる場合と、電磁コイルを独立に用いる場合とを切り換えることが可能となる。そのため、トルクに応じたモーターの駆動が可能となる。

［第５の実施例］
図２２は、第５の実施例におけるセンサー出力の波形とＰＷＭ部５００で生成される駆動信号の波形の対応関係の一例を示す説明図である。なお、図２２では、３相（ｕ相、ｖ相、ｗ相）の独立結線の駆動波形うちの１相（ｕ相）の駆動波形のみを描いている。第５の実施例では、第２の実施例と構成は同じであるが、電磁コイル１００ｕ〜１００ｗを駆動する駆動波形が異なる。具体的には、第５の実施例では、電磁コイル１００ｕ〜１００ｗに誘起される誘起電圧の波形で極性が反転する位置をπ位相点としたときのπ／２位相点を中心とする対称な励磁区間ＥＰにおいて、電磁コイル１００ｕ〜１００ｗに電圧を印加してモーター１０を駆動し、誘起電圧の波形のπ位相点を中心とする対称な非励磁区間ＮＥＰにおいて電磁コイル１００ｕ〜１００ｗに電圧を印加しないようにする。そして、第５の実施例では、低トルク領域（高回転領域）における非励磁区間ＮＥＰの長さを、高トルク領域（低回転領域）における非励磁区間ＮＥＰの長さよりも長くする。

図２２（Ａ）、（Ｂ）は、励磁区間制御を行わない高トルク制御における電磁コイル１００に印可する駆動波形を示す。ここで、図２２（Ａ）は、電磁コイル１００に印可する正弦波ＰＷＭ駆動波形を、アナログの波形で示し、図２２（Ｂ）は、電磁コイル１００を駆動する正弦波ＰＷＭ駆動信号（ＤＲＶＡ１＋ＤＲＶＡ３）を示す。なお、駆動信号ＤＲＶＡ２の波形は、駆動信号ＤＲＶＡ１の波形と同じであり、駆動信号ＤＲＶＡ４の波形は、駆動信号ＤＲＶＡ３の波形と同じである。したがって、図２２（Ｂ）では、駆動信号ＤＲＶＡ２、ＤＲＶＡ４の記載を省略している（後述する図２２、（Ｃ）、（Ｅ）でも同じ。）。図２２（Ｃ）、（Ｄ）は、低トルク制御において、励時期間制御を行うときにおける電磁コイル１００に印可する駆動波形を示す。ここで、図２２（Ｃ）は、電磁コイル１００を駆動する正弦波ＰＷＭ駆動信号を示し、図２２（Ｄ）は、電磁コイル１００に印可する正弦波ＰＷＭ駆動波形を、アナログの波形で示す。なお、図２２（Ｄ）に示すアナログ波形は、π／２位相近傍において、図２２（Ａ）に示すアナログ波形と同じであるが、π位相点近傍において、図２２（Ａ）に示すアナログ波形よりも振幅が小さくなっている。図２２（Ｅ）、（Ｆ）は、低トルク制御において、励時期間制御を行わないときにおける電磁コイル１００に印可する駆動波形を示す。ここで、図２２（Ｅ）は、図２２（Ｂ）に示す正弦波ＰＷＭ駆動波形の各パルスのオン期間を、各パルスの中心の位相の位置にかかわらず全体的に一定の比率で短縮したときのＰＷＭ駆動信号を示し、図２２（Ｆ）は、図２２（Ｅ）における電磁コイル１００に印可される駆動波形をアナログの波形で示す。なお、図２２（Ｃ）に示すＰＷＭ駆動信号におけるオン期間の合計長さと、図２２（Ｅ）に示すＰＷＭ駆動信号におけるオン期間の合計長さとは、同じ長さである。図２２（Ｆ）の波形は、図２２（Ａ）の波形（正弦波形）の振幅が一定の割合で小さくなった形状を有している。なお、図２２（Ａ）から図２２（Ｆ）は、位相の位置を合わせている。

図２２（Ｃ）中、「Ｈｉｚ」は電磁コイルを未励磁状態としたハイインピーダンス状態を意味している。図８〜１０で説明したように、駆動信号ＤＲＶＡ１からＤＲＶＡ４はセンサー出力ＳＳＵのアナログ波形を利用したＰＷＭ制御によって生成される。従って、これらの駆動信号ＤＲＶＡ１〜ＤＲＶＡ４を用いて、各コイルに、センサー出力ＳＳＵの変化と対応するレベル変化を示す実効電圧を供給することが可能である。

ＰＷＭ部５００は、さらに、励磁区間設定部４９０から供給される励磁区間信号Ｅｕで示される励磁区間のみに駆動信号ＤＲＶＡ１〜ＤＲＶＡ４を出力し、励磁区間以外の区間（非励磁区間）では駆動信号ＤＲＶＡ１〜ＤＲＶＡ４を出力しないように構成されている。励磁区間ＥＰでは図２２（Ｂ）の駆動信号ＤＲＶＡ１〜ＤＲＶＡ４がそのまま発生し、非励磁区間ＮＥＰでは駆動信号ＤＲＶＡ１〜ＤＲＶＡ４が発生しない。このように、励磁区間ＥＰと非励磁区間ＮＥＰを設定するようにすれば、逆起電力波形の中位点近傍（すなわち、センサ出力の中位点近傍）において電磁コイル１００ｕに電圧を印加しないので、モーター１０の効率を向上させることが可能である。要するに、
（１）供給電圧と逆起電圧間の電気角πの中心部での供給電圧−逆起電圧の電位差によるバランスで回転数は決定される。
（２）電気角のπ中心部は、永久磁石（Ｎ／Ｓ極）と電磁コイル間で最も電気エネルギーが機械エネルギーへと最も有効変換する点である。
以上により、電気角πの中心部にエネルギーを集中供給することで回転数を低下せずにトルクのみを可変させ、更に従来トルク制御時以上に電流も少なくさせる効果が得られる。なお、励磁区間ＥＰは、逆起電力波形のピークを中心とする対称な区間に設定されることが好ましく、非励磁区間ＮＥＰは、逆起電力波形の中位点（中心点）を中心とする対称な区間に設定されることが好ましい。

なお、前述したように、電圧指令値Ｙｕを１未満の値に設定すれば、乗算値Ｍｕが電圧指令値Ｙｕに比例して小さくなる。従って、電圧指令値Ｙｕによっても、実行的な印加電圧を調整することが可能である。

上述の説明から理解できるように、本実施例のモーターでは、電圧指令値Ｙｕと、励磁区間信号Ｅｕとの両方を利用して印加電圧を調整することが可能である。望ましい印加電圧と、電圧指令値Ｙｕ及び励磁区間信号Ｅｕの関係は、予め制御部（図７）内のメモリ（図示せず）にテーブルとして格納されていることが望ましい。こうすれば、制御部が、外部から望ましい印加電圧の目標値を受信したときに、ＣＰＵ４０５がその目標値に応じて、電圧指令値Ｙｕを指令値レジスタ４８０に設定することが可能である。なお、印加電圧の調整には、電圧指令値Ｙｕと、励磁区間信号Ｅｕの両方を利用する必要はなく、いずれか一方のみを利用するようにしてもよい。なお、上記説明では３つの相（ｕ相、ｖ相、ｗ相）のうち、ｕ相を例に取り説明したが、ｖ相、ｗ相についても同様である。

図２３は、第５の実施例において、非励磁区間ＮＥＰの長さを長くしていくときのＰＷＭ駆動波形を示す説明図である。図２３（Ａ）から（Ｅ）に向かって非励磁区間ＮＥＰを長くしている。図２３（Ａ）〜（Ｅ）のＰＷＭ駆動波形をみれば分かるように、モーター１０の非励磁区間ＮＥＰを長くするに従って、π位相点に一番近いパルスから順に細くなり、π位相点に一番近いパルスが無くなると、次にπ位相点に一番近いパルスを細くなる。その結果、図２３（Ａ）から（Ｅ）に向かってＰＷＭ駆動のオン期間の合計が短くなる。そのため、１周期当たりの平均電圧は下がる。

図２４は、図２３に示すＰＷＭ駆動波形でモーターを駆動したときの回転数―トルク及び電流−トルクの関係を示すグラフである。グラフの（Ａ）〜（Ｅ）は、それぞれ図２３の（Ａ）〜（Ｅ）に対応している。

図２５は、ＰＷＭ駆動による駆動波形の平均電圧を、非励時期間を設けずに、図２３に示すＰＷＭ駆動波形による駆動波形と同じ平均電圧にするときのＰＷＭ駆動波形を示す説明図である。ここでは、非励時期間を設ける代わりに、ＰＷＭ駆動波形のオン期間の各パルスの幅を、一定の割合で細くしている。なお、図２５の（Ａ）〜（Ｅ）は、それぞれ、図２３の（Ａ）〜（Ｅ）と対応している。なお、図２５の（Ａ）と図２３の（Ａ）は同じである。

図２６は、図２５に示すＰＷＭ駆動波形でモーターを駆動したときの回転数―トルク及び電流−トルクの関係を示すグラフである。グラフの（Ａ）〜（Ｅ）は、それぞれ図２５の（Ａ）〜（Ｅ）に対応している。

一般に、回転数―トルクの関係を示すグラフは、トルクをｘ軸、回転数をｙ軸に取ると、右下がりの直線となる。そして、回転数―トルクを示すグラフは、平均電圧が下がると、図２６に示すように、右下がりの傾きは変わらず、下方向に移動する。すなわち、ｙ切片（無負荷回転数）が下がる。一方、第５の実施例では、平均電圧が下がっても、回転数―トルクを示すグラフは、図２４に示すように、ｙ切片（無負荷回転数）はあまり下がらず、平均電圧が下がると、右下がりの傾きが大きくなる。すなわち、第５の実施例で示すように非励時期間ＮＥＰを長くして平均電圧を下げると、図２５に示すように均等にパルスを細めて平均電圧を下げるよりも、低トルク領域において、モーター１０の回転数は下がらない。すなわち、非励磁区間ＮＥＰを設けて低トルク制御を行っても、モーター１０を高回転で回転させることが可能である。なお、始動トルク（回転数がゼロのときのトルク）は、同じ平均電圧であれば、図２４に示す場合と図２６に示す場合で、変わらない。すなわち、低トルクでモーター１０を高回転で回転させようとすると、図２５に示す例では、平均電圧をある程度高く維持する必要がある。一方、第５の実施例の場合のように非励時区間ＮＥＰを設けて低トルク制御する場合には、平均電圧を下げてもモーター１０を高回転で回転させることが可能となる。このように、低トルク高回転でモーター１０を回転する場合に、第５の実施例の方が、図２５に示す例よりも、低い電圧で駆動できるので、低消費電力を実現することが可能となる。

一般に、電流−トルクを示すグラフは、トルクをｘ軸、電流をｙ軸に取ると右上がりの直線となる。平均電圧が下がると、図２６に示すように、右上がりの傾きは変わらず、少し下方向に移動する。すなわち、ｙ切片（無負荷電流）が少し下がる。一方、第５の実施例では、平均電圧が下がると、図２４に示すように、ｙ切片（無負荷電流）も少し下がるが、右上がりの傾きも緩やかになる。すなわち、第５の実施例に示す方が、図２５に示す例よりも、同じトルクを発生させるのに必要な電流が少なくて済む。したがって、低消費電力が可能となる。

なお、従来の３相モーターでは、電磁コイル１００ｕ〜１００ｗがスター結線あるいはデルタ結線されているため、第５の実施例に示すような非励時区間ＮＥＰを有するＰＷＭ駆動波形でモーター１０を駆動することは困難であった。すなわち、電磁コイル１００ｕ〜１００ｗが相互に繋がっているため、１つの電磁コイルのみについて、非励磁区間ＮＥＰを設けて電圧の印可を制限することはできなかった。例えば、電磁コイル１００ｕに対してπ位相点近傍に非励磁区間ＮＥＰを設けて電圧の印可を制限しようとすると、他の電磁コイル１００ｖに対してπ／３位相点近傍に非励磁区間ＮＥＰを設け、他の電磁コイル１００ｗに対して−π／３位相点近傍に非励磁区間ＮＥＰを設ける必要がある。しかし、電磁コイル１００ｖに対してπ／３位相点近傍に非励磁区間ＮＥＰを設け、電磁コイル１００ｗに対して−π／３位相点近傍に非励磁区間ＮＥＰを設けることは、ｕ相、ｖ相、ｗ相の駆動波形信号が同じ形状であることを考慮すると、困難である。なお、電磁コイル１００ｖ、１００ｗに対しては、波形で極性が反転する位置をそれぞれ、電磁コイル１００ｖのπ位相点、電磁コイル１００ｗのπ位相点としている。したがって、低トルク制御のために平均電圧を下げようとすると、図２５に示すような全体的にパルス幅を細めることしかできない。そうすると、モーター１０を高回転で回転させることはできなくなる。第５の実施例のような非励磁区間ＮＥＰを有するＰＷＭ駆動波形によりモーター１０を駆動し、低トルクかつ高回転を実現することは、３相の電磁コイル１００ｕ〜１００ｗを独立に結線することにより、初めて可能となったものである。なお、第５の実施例では、３相モーターを例にとって説明したが、例えば５相モーターなどの３相よりも多い多相モーターにも適用が可能である。

［変形例］
本発明は、ファンモーター、時計（針駆動）、ドラム式洗濯機（単一回転）、ジェットコースタ、振動モーターなどの種々の装置のモーターに適用可能である。本発明をファンモーターに適用した場合には、上述した種々の効果（低消費電力、低振動、低騒音、低回転ムラ、低発熱、高寿命）が特に顕著である。このようなファンモーターは、例えば、デジタル表示装置や、車載機器、燃料電池式パソコン、燃料電池式デジタルカメラ、燃料電池式ビデオカメラ、燃料電池式携帯電話などの燃料電池使用機器、プロジェクタ等の各種装置のファンモーターとして使用することができる。本発明のモーターは、さらに、各種の家電機器や電子機器のモーターとしても利用可能である。例えば、光記憶装置や、磁気記憶装置、ポリゴンミラー駆動装置等において、本発明によるモーターをスピンドルモーターとして使用することが可能である。また、本発明によるモーターは、移動体やロボット用のモーターとしても利用可能である。

図２７は、本発明の適用例によるモーターを利用したプロジェクタを示す説明図である。このプロジェクタ１６００は、赤、緑、青の３色の色光を発光する３つの光源１６１０Ｒ、１６１０Ｇ、１６１０Ｂと、これらの３色の色光をそれぞれ変調する３つの液晶ライトバルブ１６４０Ｒ、１６４０Ｇ、１６４０Ｂと、変調された３色の色光を合成するクロスダイクロイックプリズム１６５０と、合成された３色の色光をスクリーンＳＣに投写する投写レンズ系１６６０と、プロジェクタ内部を冷却するための冷却ファン１６７０と、プロジェクタ１６００の全体を制御する制御部１６８０と、を備えている。冷却ファン１６７０を駆動するモーターとしては、上述した各種のブラシレスモーターを利用することができる。

図２８は、本発明の適用例によるモーターを利用した燃料電池式携帯電話を示す説明図である。図２８（Ａ）は携帯電話１７００の外観を示しており、図２８（Ｂ）は、内部構成の例を示している。携帯電話１７００は、携帯電話１７００の動作を制御するＭＰＵ１７１０と、ファン１７２０と、燃料電池１７３０とを備えている。燃料電池１７３０は、ＭＰＵ１７１０やファン１７２０に電源を供給する。１ファン７２０は、燃料電池１７３０への空気供給のために携帯電話１７００の外から内部へ送風するため、或いは、燃料電池１７３０で生成される水分を携帯電話１７００の内部から外に排出するためのものである。なお、１ファン７２０を図２８（Ｃ）のようにＭＰＵ１７１０の上に配置して、ＭＰＵ１７１０を冷却するようにしてもよい。ファン１７２０を駆動するモーターとしては、上述した各種のブラシレスモーターを利用することができる。

図２９は、本発明の適用例によるモーター／発電機を利用した移動体の一例としての電動自転車（電動アシスト自転車）を示す説明図である。この自転車１８００は、前輪にモーター１８１０が設けられており、サドルの下方のフレームに制御回路１８２０と充電池１８３０とが設けられている。モーター１８１０は、充電池１８３０からの電力を利用して前輪を駆動することによって、走行をアシストする。また、ブレーキ時にはモーター１８１０で回生された電力が充電池１８３０に充電される。制御回路１８２０は、モーターの駆動と回生とを制御する回路である。このモーター１８１０としては、上述した各種のブラシレスモーターを利用することが可能である。

図３０は、本発明の適用例によるモーターを利用したロボットの一例を示す説明図である。このロボット１９００は、第１と第２のアーム１９１０，１９２０と、モーター１９３０とを有している。このモーター１９３０は、被駆動部材としての第２のアーム１９２０を水平回転させる際に使用される。このモーター１９３０としては、上述した各種のブラシレスモーターを利用することが可能である。

図３１は、本発明の変形例によるモーターを利用した鉄道車両を示す説明図である。この鉄道車両１５００は、モーター１５１０と、車輪１５２０とを有している。このモーター１５１０は、車輪１５２０を駆動する。さらに、モーター１５１０は、鉄道車両１５００の制動時には発電機として利用され、電力が回生される。このモーター１５１０としては、上述した各種のブラシレスモーターを利用することができる。

以上、いくつかの実施例に基づいて本発明の実施の形態について説明してきたが、上記した発明の実施の形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定するものではない。本発明は、その趣旨並びに特許請求の範囲を逸脱することなく、変更、改良され得るとともに、本発明にはその等価物が含まれることはもちろんである。

１０…モーター
２０…ローター
３０…ステーター
１００…電磁コイル回路
１００ｕ〜１００ｗ…電磁コイル
１０１ｕ〜１０１ｗ…端子
１０３ｕ〜１０３ｗ…端子
１２０…電磁ヨーク
２１０…永久磁石
２３０…軸
２６０…バネ
３００、３００ｕ〜３００ｗ…磁気センサー
３１０…回路基板
３２０…コネクタ
４１０…基本クロック生成回路
４２０…分周器
４４０…正逆方向指示値レジスタ
４５０、４５２、４５４…乗算器
４６０、４６２、４６４…符号化部
４８０…電圧指令値レジスタ
４９０…励磁区間設定部
４９２…電子可変抵抗器
４９４、４９６…電圧比較器
５０１、５０２、５０３…カウンタ
５２１、５２２、５２３…駆動波形形成部
５９０…励磁区間設定部
６００…三相駆動回路
６００ｕ〜６００ｗ…駆動ドライバー部
６０５ｕ〜６０５ｗ…レベルシフト回路
７００…回生制御部
７２０ｕ…インバーター回路
７３０ｕ…バッファー回路
７４０ｕ…整流回路
７５０ｕ、７６０ｕ…スイッチングトランジスタ
７５２ｕ、７６２ｕ…抵抗
８００…蓄電部
１５００…鉄道車両
１５１０…モーター
１５２０…車輪
１６００…プロジェクタ
１６１０Ｒ、１６１０Ｇ、１６１０Ｂ…光源
１６４０Ｒ、１６４０Ｇ、１６４０Ｂ…液晶ライトバルブ
１６５０…クロスダイクロイックプリズム
１６６０…投写レンズ系
１６７０…冷却ファン
１６８０…制御部
１７００…携帯電話
１７２０…ファン
１７３０…燃料電池
１８００…自転車
１８１０…モーター
１８２０…制御回路
１８３０…充電池
１９００…ロボット
１９１０…第１のアーム
１９２０…第２のアーム
１９３０…モーター
Ａ１〜Ａ４…トランジスタ
ＣＭ１…カウント値
Ｄ１〜Ｄ４…ダイオード
ＤＲＶＡ１〜ＤＲＶＣ４…駆動信号
ＥＰ…励磁区間
Ｅｕ…励磁区間信号
Ｉｕ１、Ｉｕ２…符号
Ｉｕｃｙｃ…循環電流
Ｍｕ…乗算値
Ｎ…中性点
ＮＥＰ…非励磁区間
ＰＣＬ…クロック信号
Ｐｕ…正負符号信号
ＲＩ…正逆方向指示値
Ｒｖ…抵抗値
ＳＤＣ…クロック信号
ＳＳＵ…センサー出力
ＳＷｕ１、ＳＷｕ２…スイッチ
Ｔｐｗｍ…ＰＷＭ周期
ＶＳ…電源電位
Ｘｕ…センサー出力値
Ｙｕ…電圧指令値

Claims (8)

1. エネルギー変換装置であって、
   Ｎ相（Ｎは３以上の整数）の電磁コイルと、
   前記Ｎ相の電磁コイルを駆動するためのＰＷＭ駆動回路と、
   を備え、
   各相の電磁コイルは、前記ＰＷＭ駆動回路により独立して制御可能に構成され、
   前記ＰＷＭ駆動回路は、
   始動時に前記Ｎ相の電磁コイルの全てを駆動し、
   前記始動後には、前記エネルギー変換装置に要求されるトルクの大きさに応じて、駆動される相の数を１からＮまで選択する、エネルギー変換装置。
2. 請求項１に記載のエネルギー変換装置において、さらに、
   前記Ｎ相の電磁コイルが分離されて、それぞれが独立に制御される独立結線状態と、前記Ｎ相の電磁コイルがスター結線されたスター結線状態と、を切り換えるための切換回路を備える、エネルギー変換装置。
3. 請求項１又は請求項２に記載のエネルギー変換装置において、
   前記ＰＷＭ駆動回路は、
   前記各相の電磁コイルの両端を電源電位と接地電位のいずれかに接続するための４つのスイッチと、前記４つのスイッチとそれぞれ並列に接続される４つの保護ダイオードとを有するＨ型ブリッジ回路と、
   前記４つのスイッチにそれぞれＰＷＭ信号を供給するＰＷＭ信号生成部と、
   を含み、
   前記４つのスイッチは、各ＰＷＭ周期において、前記各相の電磁コイルの一端において接地電位側に配置される第１のスイッチが常時オンとなり、前記各相の電磁コイルの他端において、電源電位側に配置される第２のスイッチが、前記ＰＷＭ信号のデューティ比で定められる期間オンし、前記一端の電源電位側に配置される第３のスイッチ及び、前記他端の接地電位側に配置される第４のスイッチがオフになるように制御される、エネルギー変換装置。
4. 電気機械装置であって、
   Ｎ相（Ｎは３以上の整数）の電磁コイルと、
   磁石と、
   前記Ｎ相の電磁コイルを駆動するためのＰＷＭ駆動回路と、
   を備え、
   各相の電磁コイルは、前記ＰＷＭ駆動回路により独立して制御可能に構成され、
   前記ＰＷＭ駆動回路は、
   始動時に前記Ｎ相の電磁コイルの全てを駆動し、
   前記始動後には、前記電気機械装置に要求されるトルクの大きさに応じて、駆動される相の数を相の数を１からＮまで選択する、電気機械装置。
5. 請求項４に記載の電気機械装置において、さらに、
   前記Ｎ相の電磁コイルが分離されてそれぞれが独立に制御される独立結線状態と、前記Ｎ相の電磁コイルがスター結線されたスター結線状態と、を切り換えるための切換回路を備える、電機機械装置。
6. 請求項４または請求項５に記載の電気機械装置において、
   前記ＰＷＭ駆動回路は、
   前記各相の電磁コイルの両端を電源電位と接地電位のいずれかに接続するための４つのスイッチと、前記４つのスイッチとそれぞれ並列に接続される４つの保護ダイオードとを有するＨ型ブリッジ回路と、
   前記４つのスイッチにそれぞれＰＷＭ信号を供給するＰＷＭ信号生成回路と、
   を含み、
   前記４つのスイッチは、各ＰＷＭ周期において、前記各相の電磁コイルの一端において接地電位側に配置される第１のスイッチが常時オンとなり、前記各相の電磁コイルの他端において、電源電位側に配置される第２のスイッチが、前記ＰＷＭ信号のデューティ比で定められる期間オンし、前記一端の電源電位側に配置される第３のスイッチ及び、前記他端の接地電位側に配置される第４のスイッチがオフになるように制御される、電気機械装置。
7. 請求項４から請求項６のいずれか一項に記載の電気機械装置において、さらに、回生装置を備え、
   前記駆動されない相の電磁コイルを用いて回生を実行する、電気機械装置。
8. 請求項４から請求項７のいずれか一項に記載の電気機械装置において、さらに、前記電磁コイルに印可する電圧を制御する制御部を備え、
   前記制御部は、前記磁石の移動によって前記電磁コイルに誘起される誘起電圧の波形で極性が反転する位置をπ位相点としたときのπ／２位相点を中心とする対称な励磁区間において前記電磁コイルに電圧を印加するとともに、前記誘起電圧の波形の前記π位相点を中心とする対称な非励磁区間において前記電磁コイルに電圧を印加しないようにし、前記電気機械装置を高回転で回転させるほど非励磁区間の長さを長くする、電気機械装置。

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