JPH04156278A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JPH04156278A JPH04156278A JP2281331A JP28133190A JPH04156278A JP H04156278 A JPH04156278 A JP H04156278A JP 2281331 A JP2281331 A JP 2281331A JP 28133190 A JP28133190 A JP 28133190A JP H04156278 A JPH04156278 A JP H04156278A
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- wave
- voltage
- period
- trapezoidal wave
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- 230000000630 rising effect Effects 0.000 claims 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 238000000034 method Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 3
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 230000020169 heat generation Effects 0.000 description 1
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明はインバータ装置に関するもので、さらに詳しく
言えばその出力波形の改善に関するものである。
言えばその出力波形の改善に関するものである。
従来の技術
無停電ｔｆｉ装置（ＵＰＳ）の普及により、蓄電池を直
流電源として運転し、種々の負荷に商用電源と同様の交
′ｆＬ電力を供給するインバータ装置が広く用いられる
ようになってきている。
流電源として運転し、種々の負荷に商用電源と同様の交
′ｆＬ電力を供給するインバータ装置が広く用いられる
ようになってきている。
このようなインバータ装置は、直流を正弦波に変換する
ため、得られた正弦波に高調波が含有され、この高調波
が負荷に悪影響を及ぼすという問題があった。そのため
、インバータ装置の出力波形を改善する種々の提案がな
され、特に近年パルス幅変調方式（以下ＰＷＭ方式とい
う。
ため、得られた正弦波に高調波が含有され、この高調波
が負荷に悪影響を及ぼすという問題があった。そのため
、インバータ装置の出力波形を改善する種々の提案がな
され、特に近年パルス幅変調方式（以下ＰＷＭ方式とい
う。
）が注目されている。このＰＷＭ方式としては、三角波
のキャリア信号と正弦波の変調信号とを比較して得られ
る駆動信号でスイッチング素子を動作させ、出力の基本
波以外の不要調波成分をキャリア周波数のサイドバンド
として高い周波数域に移動させるものが広く知られてい
る。
のキャリア信号と正弦波の変調信号とを比較して得られ
る駆動信号でスイッチング素子を動作させ、出力の基本
波以外の不要調波成分をキャリア周波数のサイドバンド
として高い周波数域に移動させるものが広く知られてい
る。
この方式は、三角波のキャリア信号の周波数を高くする
と、低次の不要調波成分が発生せず高次の不要調波成分
を容易に除去することができ、騒音の問題も解決できる
ので、大電力、高周波スイッチングが可能なスイッチン
グ素子の普及とマイクロコンピュータを利用した制ｊＢ
回路の普及とにより、多方面に利用されるようになって
いる。
と、低次の不要調波成分が発生せず高次の不要調波成分
を容易に除去することができ、騒音の問題も解決できる
ので、大電力、高周波スイッチングが可能なスイッチン
グ素子の普及とマイクロコンピュータを利用した制ｊＢ
回路の普及とにより、多方面に利用されるようになって
いる。
発明が解決しようとする課題
上記したＰＷＭ方式は、直流電源電圧に対して交流出力
電圧の実効値が小さくなるため、所望の交流出力電圧を
得るためには直流電源電圧を高くする必要があり、イン
バータ装置を構成するスイッチング素子の耐圧を高くし
なければならないという欠点があった。
電圧の実効値が小さくなるため、所望の交流出力電圧を
得るためには直流電源電圧を高くする必要があり、イン
バータ装置を構成するスイッチング素子の耐圧を高くし
なければならないという欠点があった。
また、スイッチング素子にバイポーラトランジスタを用
い、低騒音化を図るために三角波のキャリア信号の周波
数を可聴周波数以上に高くしようとすると、スイッチン
グ素子の動作の遅延や損失の増大によって十分にその目
的が達成できないという欠点があった。
い、低騒音化を図るために三角波のキャリア信号の周波
数を可聴周波数以上に高くしようとすると、スイッチン
グ素子の動作の遅延や損失の増大によって十分にその目
的が達成できないという欠点があった。
課題を解決するための手段
本発明のインバータ装置は、直流１電源と、この直流電
源から三和交′ｆＬｔ力を得る逆変換部と、前記逆変換
部を構成する６個のスイッチング素子の駆動信号を作成
する駆動回路と、この駆動回路に入力される制御信号を
発生させる制御回路とからなり、前記制御回路が正負に
振動する三角波のキャリア信号を発生させるキャリア信
号発生器と、三相交流の１周期に対して３分の１周期の
負の最大電圧区間と６分の１周期の電圧上昇区間と３分
の１周期の正の最大電圧区間と６分の１周期の電圧下降
区間とからなる台形波の変調信号を発生させる変調信号
発生器とを有し、かつこの変調信号発生５器に台形波の
電圧上昇区間と電圧降下区間とにおける傾斜を変化させ
る傾斜可変手段を付加し、変調信号としての台形波を変
形台形波として出力させるとともに、この変形台形波と
前記三角波とを比較する比較器を介してパルス幅変調信
号を出力させることを特徴とするものである。
源から三和交′ｆＬｔ力を得る逆変換部と、前記逆変換
部を構成する６個のスイッチング素子の駆動信号を作成
する駆動回路と、この駆動回路に入力される制御信号を
発生させる制御回路とからなり、前記制御回路が正負に
振動する三角波のキャリア信号を発生させるキャリア信
号発生器と、三相交流の１周期に対して３分の１周期の
負の最大電圧区間と６分の１周期の電圧上昇区間と３分
の１周期の正の最大電圧区間と６分の１周期の電圧下降
区間とからなる台形波の変調信号を発生させる変調信号
発生器とを有し、かつこの変調信号発生５器に台形波の
電圧上昇区間と電圧降下区間とにおける傾斜を変化させ
る傾斜可変手段を付加し、変調信号としての台形波を変
形台形波として出力させるとともに、この変形台形波と
前記三角波とを比較する比較器を介してパルス幅変調信
号を出力させることを特徴とするものである。
作用
上記の如き構成とすることにより、本発明のインバータ
装置は、直流電ａ１を正値を交流出力基本波の振幅に一
致させることができ、交流出力に含まれる高調波をきわ
めて小さくすることができる。
装置は、直流電ａ１を正値を交流出力基本波の振幅に一
致させることができ、交流出力に含まれる高調波をきわ
めて小さくすることができる。
また、傾斜可変手段によってスイッチング素子の動作の
遅延を補償することができ、しかもスイッチング素子の
動作を３分の２周期の間体止させることができるので、
スイッチング素子としてバイポーラトランジスタのよう
な低速素子を用いても低騒音化を図ることができる１実
施例 以下、実施例により説明する。第１図は本発明のインバ
ータ装置のブロック図で、主回路は、直流電ｓ１と、こ
の直流電源１から三相交流電力を得る逆変換部２と、得
られた三相交流電力が供給される負荷３とによって構成
されている。
遅延を補償することができ、しかもスイッチング素子の
動作を３分の２周期の間体止させることができるので、
スイッチング素子としてバイポーラトランジスタのよう
な低速素子を用いても低騒音化を図ることができる１実
施例 以下、実施例により説明する。第１図は本発明のインバ
ータ装置のブロック図で、主回路は、直流電ｓ１と、こ
の直流電源１から三相交流電力を得る逆変換部２と、得
られた三相交流電力が供給される負荷３とによって構成
されている。
前記逆変換部２は６個のスイッチング素子Ｕｌ。
Ｕｒ 、Ｖ＋ 、Ｖｚ 、 Ｗ＋ 、Ｗｔ からナリ
、スイッチング素子Ｕ１とＵ２、スイッチング素子■、
と■１、スイッチング素子Ｗ、とＷ、はそれぞれ直列に
接続されて前記直ｆＬｔｆＩｊ１に接続されるとともに
、それぞれの直列接続点ｕ、 ｖ。
、スイッチング素子Ｕ１とＵ２、スイッチング素子■、
と■１、スイッチング素子Ｗ、とＷ、はそれぞれ直列に
接続されて前記直ｆＬｔｆＩｊ１に接続されるとともに
、それぞれの直列接続点ｕ、 ｖ。
Ｗから負荷３に図示していないが、ＬＣフィルタを介し
て三和交１電力が供給されるように構成されている。前
記スイッチング素子ＵＩ。
て三和交１電力が供給されるように構成されている。前
記スイッチング素子ＵＩ。
Ｕｚ 、Ｖ＋ 、Ｖｚ 、Ｗ、、Ｗｔ ＣＤ駆動信号は
駆動回路４から与えられ、この駆動回路４に入力される
制御回路５から供給される。この制御回路５は、正負に
振動する三角波のキャリア信号を発生させるキャリア信
号発１器５−１と、三相交流の１周期に対して３分の１
周期の負の最大電圧区間と６分の１周期の電圧上昇区間
と３分の１周期の正の最大電圧区間と６分の１周期の電
圧降下区間とからなる台形波の変調信号を発生させる変
調信号発生器５−２とを有し、かつこの変調信号発生器
５−２に、得られる台形波の電圧上昇区間と電圧降下区
間とにおける傾斜を変化させる傾斜可変手段５−３が付
加されている。この傾斜可変手段５−３によって前記台
形波は第３図のｅγのように方形波が重畳されたような
変形台形波となり、重畳比Ｔを０≦Ｔ≦１の間で変化さ
せて重畳させる方形波の割合γＥ、を変化させている。
駆動回路４から与えられ、この駆動回路４に入力される
制御回路５から供給される。この制御回路５は、正負に
振動する三角波のキャリア信号を発生させるキャリア信
号発１器５−１と、三相交流の１周期に対して３分の１
周期の負の最大電圧区間と６分の１周期の電圧上昇区間
と３分の１周期の正の最大電圧区間と６分の１周期の電
圧降下区間とからなる台形波の変調信号を発生させる変
調信号発生器５−２とを有し、かつこの変調信号発生器
５−２に、得られる台形波の電圧上昇区間と電圧降下区
間とにおける傾斜を変化させる傾斜可変手段５−３が付
加されている。この傾斜可変手段５−３によって前記台
形波は第３図のｅγのように方形波が重畳されたような
変形台形波となり、重畳比Ｔを０≦Ｔ≦１の間で変化さ
せて重畳させる方形波の割合γＥ、を変化させている。
この変形台形波と前記キャリア信号発生器５−１からの
三角波ｅ、とは比較器５−、．４１．５−４２．５．４
３に入力されて各アームのパルス幅変調信号を得るよう
に構成されている。こうして得られた各アームのパルス
幅変調信号は論理回路６によって制御信号に変換されて
前記駆動回路４に入力される。前記制御回路５内のキャ
リア信号発生器５−１から発生させられる三角波の周波
数は、低騒音化という面から可聴周波数より大きな値に
設定される。また、前記制・種回路５内の変調信号発生
器５−２から発生させられる台形波の振幅は、前記三角
波の振幅に一致させるかそれより大きくし、各アームに
おけるスイッチングの休止期間が得られるようにしてス
イッチング素子の無負荷転流損失が少なくなるようにし
ている。さらに、前記制御回路５内の傾斜可変手段５−
３により、重畳比Ｔを変化させて台形波の最大電圧値を
この台形波に重畳されている方形波の最大電圧値に対し
て変化させ、交流出力に含まれる高調波をできるだけ小
さくするようにしている。
三角波ｅ、とは比較器５−、．４１．５−４２．５．４
３に入力されて各アームのパルス幅変調信号を得るよう
に構成されている。こうして得られた各アームのパルス
幅変調信号は論理回路６によって制御信号に変換されて
前記駆動回路４に入力される。前記制御回路５内のキャ
リア信号発生器５−１から発生させられる三角波の周波
数は、低騒音化という面から可聴周波数より大きな値に
設定される。また、前記制・種回路５内の変調信号発生
器５−２から発生させられる台形波の振幅は、前記三角
波の振幅に一致させるかそれより大きくし、各アームに
おけるスイッチングの休止期間が得られるようにしてス
イッチング素子の無負荷転流損失が少なくなるようにし
ている。さらに、前記制御回路５内の傾斜可変手段５−
３により、重畳比Ｔを変化させて台形波の最大電圧値を
この台形波に重畳されている方形波の最大電圧値に対し
て変化させ、交流出力に含まれる高調波をできるだけ小
さくするようにしている。
次に、第２図によって変形台形波ｅγと周期Ｔの三角波
ｅ、とが比較されてパルス幅変調信号が作成される原理
を説明する。第２図（ａ）の変形台形波ｅ７のうち、実
線は０＜ｒ≦１なる重畳比を有するものを示し、破線は
γ−０のもの（台形波）を示している。第２図（ｂ）は
Ｔ−〇の場合に得られるパルス幅変調信号を示し、第２
図（ｃ）はＯ〈γ≦１の場合に得られるパルス幅変調信
号を示している。第２図（ｃ）かられかるように、０＜
ｒ≦１として変形台形波ｅｌを変調信号とすると、三角
波ｅ、のピークの近傍で三角波ｅ、と変形台形波ｅＴと
が交差しなくなり、パルス幅がきわめて小さいパルス幅
変調信号の出力を防止することができる。従ってパルス
幅変調信号のパルス幅に対するスイッチング素子の動作
の遅延の影響を少なくすることができる。
ｅ、とが比較されてパルス幅変調信号が作成される原理
を説明する。第２図（ａ）の変形台形波ｅ７のうち、実
線は０＜ｒ≦１なる重畳比を有するものを示し、破線は
γ−０のもの（台形波）を示している。第２図（ｂ）は
Ｔ−〇の場合に得られるパルス幅変調信号を示し、第２
図（ｃ）はＯ〈γ≦１の場合に得られるパルス幅変調信
号を示している。第２図（ｃ）かられかるように、０＜
ｒ≦１として変形台形波ｅｌを変調信号とすると、三角
波ｅ、のピークの近傍で三角波ｅ、と変形台形波ｅＴと
が交差しなくなり、パルス幅がきわめて小さいパルス幅
変調信号の出力を防止することができる。従ってパルス
幅変調信号のパルス幅に対するスイッチング素子の動作
の遅延の影響を少なくすることができる。
次に、第３図の波形図によって動作を説明する。第３図
（ａ）はキャリア信号発生器５−１から得られる三角波
、第３図（ｂ）はＵ相の出力に同期させた変形台形波、
第３図（ｃ）はＶ相の出力に同期させた変形台形波、第
３図（ｄ）はＷ相の出力に同期させた変形台形波で、前
記三角波とＵ相の変形台形波とは比較器５−４１に、前
記三角波とＶ相の変形台形波とは比較器５−４２に、前
記三角波とＷ相の変形台形波とは比較器５−４３にそれ
ぞれ入力され、各アームのパルス幅変調信号を得るよう
に構成されている。
（ａ）はキャリア信号発生器５−１から得られる三角波
、第３図（ｂ）はＵ相の出力に同期させた変形台形波、
第３図（ｃ）はＶ相の出力に同期させた変形台形波、第
３図（ｄ）はＷ相の出力に同期させた変形台形波で、前
記三角波とＵ相の変形台形波とは比較器５−４１に、前
記三角波とＶ相の変形台形波とは比較器５−４２に、前
記三角波とＷ相の変形台形波とは比較器５−４３にそれ
ぞれ入力され、各アームのパルス幅変調信号を得るよう
に構成されている。
すなわち、比較器５−４１の出力は論理回路６と駆動回
路４とを介してスイッチング素子Ｕ１゜Ｕ、の駆動信号
に、比較器５−４２の出力は論理回路６と駆動回路４と
を介してスイッチング素子Ｖ、、Ｖ、の駆動信号に、比
較器５−４３の出力は論理回路６と駆動回路４とを介し
てスイッチング素子Ｗ１．Ｗ、の駆動信号にそれぞれ変
換される。従って、スイッチング素子Ｕ、５Ｕ、の接続
点Ｕの相電圧波形は第２図（ｅ）、スイッチングチング
素子Ｖ、、Ｖ、の接続点Ｖの相電圧波形は第２図（ｆ）
、スイッチング素子Ｗ、、Ｗ、の接続点Ｗの相電圧波形
は第２図（ｇ）のようになる、これらの波形はいずれも
、変形台形波信号の正負の最大電圧区間がスイッチング
の休止期間となり、各アームにおけるスイッチングの休
止期間は交流出力の３分の２周期になり、スイッチング
素子の無負荷転流損失を少なくすることができる。ｉし
て、接続点Ｕ。
路４とを介してスイッチング素子Ｕ１゜Ｕ、の駆動信号
に、比較器５−４２の出力は論理回路６と駆動回路４と
を介してスイッチング素子Ｖ、、Ｖ、の駆動信号に、比
較器５−４３の出力は論理回路６と駆動回路４とを介し
てスイッチング素子Ｗ１．Ｗ、の駆動信号にそれぞれ変
換される。従って、スイッチング素子Ｕ、５Ｕ、の接続
点Ｕの相電圧波形は第２図（ｅ）、スイッチングチング
素子Ｖ、、Ｖ、の接続点Ｖの相電圧波形は第２図（ｆ）
、スイッチング素子Ｗ、、Ｗ、の接続点Ｗの相電圧波形
は第２図（ｇ）のようになる、これらの波形はいずれも
、変形台形波信号の正負の最大電圧区間がスイッチング
の休止期間となり、各アームにおけるスイッチングの休
止期間は交流出力の３分の２周期になり、スイッチング
素子の無負荷転流損失を少なくすることができる。ｉし
て、接続点Ｕ。
区間の波形は第２図（ｈ）のようになり、図示していな
いが、接続点ｖ、 ｗ間と接続点ｗ、ｕ間の波形は、前
記接続点ｕ、ｖ間の波形から２π／３，４ｘ／３遅れた
波形となる。こうして得られた交流出力には、基本波成
分、高調波成分およびキャリア信号のサイドバンドが含
まれるが、変調信号として変形台形波を用い、台形波に
対する方形波の重量比γを傾斜可変手段５−３によって
変化させると、特定の高調波成分を消去することができ
る。たとえば、ｒ ＝０．１８とすると、第５１１波を
消去することができる０本発明のような三相出力を得る
インバータ装置では、３の倍数調波は含まれず、しかも
第７．第１１、第１３・・・調波成分の振幅は小さいの
で、上記のようにγ−０，１８として第５１１波を消去
することによって顕著な波形改善効果が得られる。
いが、接続点ｖ、 ｗ間と接続点ｗ、ｕ間の波形は、前
記接続点ｕ、ｖ間の波形から２π／３，４ｘ／３遅れた
波形となる。こうして得られた交流出力には、基本波成
分、高調波成分およびキャリア信号のサイドバンドが含
まれるが、変調信号として変形台形波を用い、台形波に
対する方形波の重量比γを傾斜可変手段５−３によって
変化させると、特定の高調波成分を消去することができ
る。たとえば、ｒ ＝０．１８とすると、第５１１波を
消去することができる０本発明のような三相出力を得る
インバータ装置では、３の倍数調波は含まれず、しかも
第７．第１１、第１３・・・調波成分の振幅は小さいの
で、上記のようにγ−０，１８として第５１１波を消去
することによって顕著な波形改善効果が得られる。
また、スイッチング素子には動作の遅延時間ｔ４がある
ため、第２図（ａ）、 （ｃ）のように、重畳比γをγ
≧ｔ、／Ｔとなるように設定すると、遅延時間ｔ４によ
るスイッチング素子の動作の遅延を補償することができ
る。さらに、第３図（ｅ）、 （ｆ）、 （ｇ）のよう
に、スイッチング素子の動作を３分の２周期の間体止さ
せることができるので、スイッチング素子の損失による
発熱の影響を少なくすることができる。
ため、第２図（ａ）、 （ｃ）のように、重畳比γをγ
≧ｔ、／Ｔとなるように設定すると、遅延時間ｔ４によ
るスイッチング素子の動作の遅延を補償することができ
る。さらに、第３図（ｅ）、 （ｆ）、 （ｇ）のよう
に、スイッチング素子の動作を３分の２周期の間体止さ
せることができるので、スイッチング素子の損失による
発熱の影響を少なくすることができる。
発明の効果
上記したとおりであるから、本発明によれば、出力基本
波の振幅を直流電源電圧値に一致させることができ、交
流出力に含まれる高調波もきわめて小さくすることが゛
でき、無負荷転流損失も少なくできるので、高性能なイ
ンバータ装置を構成することができる。
波の振幅を直流電源電圧値に一致させることができ、交
流出力に含まれる高調波もきわめて小さくすることが゛
でき、無負荷転流損失も少なくできるので、高性能なイ
ンバータ装置を構成することができる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明のインバータ装置のブロック図、第２図
はパルス幅変調信号が作成される原理を示す図、第３図
は各部の動作波形図である。 ４・・・駆動回路 ５・・・制御回路５−１・・
・キャリア信号発生器 ５−２・・・変調信号発生器 ５−３・・・傾斜可変手段 ５−４１．５−４２．５−４３・・・比較器６・・・論
理回路 第１因 ’ｄ 第２図
はパルス幅変調信号が作成される原理を示す図、第３図
は各部の動作波形図である。 ４・・・駆動回路 ５・・・制御回路５−１・・
・キャリア信号発生器 ５−２・・・変調信号発生器 ５−３・・・傾斜可変手段 ５−４１．５−４２．５−４３・・・比較器６・・・論
理回路 第１因 ’ｄ 第２図
Claims (1)
- 直流電源と、この直流電源から三相交流電力を得る逆
変換部と、前記逆変換部を構成する６個のスイッチング
素子の駆動信号を作成する駆動回路と、この駆動回路に
入力される制御信号を発生させる制御回路とからなり、
前記制御回路が正負に振動する三角波のキャリア信号を
発生させるキャリア信号発生器と、三相交流の１周期に
対して、３分の１周期の負の最大電圧区間と６分の１周
期の電圧上昇区間と３分の１周期の正の最大電圧区間と
６分の１周期の電圧下降区間とからなる台形波の変調信
号を発生させる変調信号発生器とを有し、かつこの変調
信号発生器に台形波の電圧上昇区間と電圧下降区間とに
おける傾斜を変化させる傾斜可変手段を付加し、変調信
号としての台形波を変形台形波として出力させるととも
に、この変形台形波と前記三角波とを比較する比較器を
介してパルス幅変調信号を出力させることを特徴とする
インバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2281331A JP2618086B2 (ja) | 1990-10-18 | 1990-10-18 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2281331A JP2618086B2 (ja) | 1990-10-18 | 1990-10-18 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04156278A true JPH04156278A (ja) | 1992-05-28 |
| JP2618086B2 JP2618086B2 (ja) | 1997-06-11 |
Family
ID=17637616
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2281331A Expired - Lifetime JP2618086B2 (ja) | 1990-10-18 | 1990-10-18 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2618086B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN111682783A (zh) * | 2020-06-01 | 2020-09-18 | 新风光电子科技股份有限公司 | 一种采用梯形调制波的高压变频一体机及其控制方法 |
-
1990
- 1990-10-18 JP JP2281331A patent/JP2618086B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN111682783A (zh) * | 2020-06-01 | 2020-09-18 | 新风光电子科技股份有限公司 | 一种采用梯形调制波的高压变频一体机及其控制方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2618086B2 (ja) | 1997-06-11 |
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