JPS6369465A - 電力変換器用のスイツチング信号発生方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は、インバータ、スイッチングレギュレータ等の
電力変換器内のスイッチング素子をパルス幅変調方式に
より制御するための信号を発生するようにした電力変換
器用のスイッチング信号発生ｈ′法に関する。

（従来の技術） 第１図には、電力変換器たる例えばインバータ１の基本
回路例が示されている。この第１図において、２，３は
直流電源、４．５はスイッチング素子たるトランジスタ
、６は負荷たる電動機である。斯様な第１図の構成にお
いて、トランジスタ４，５を交互にオンさせると、直流
電源２．３から電動機６に対しで、交互に異なる方向の
電流が供給されるようになり、以て電動機６が交流によ
り駆動されるようになる。このとき、電動機６に対する
印加電圧及びその周波数は、トランジスタ４．５のオン
オフタイミングにて決定されるものであるが、近年（ご
おいては」二：己オンオフタイミングをパルス幅変調方
式により制御することが広く行なわれている。即ち、例
えば正弦波パルス幅変調方式によって、トランジスタ４
，５を交互にオンさせるためのスイッチング信号Ｓ４及
びＳ。

を得る場合には、第１４図（Ａ）に示すように、出力基
準信号である正弦波信号ｅｏとパルス幅変調信号である
三角波信号ｅｐとを比較し、その比較結果の大小に応じ
て第１４図（Ｂ）に示すようなスイッチング信号Ｓａを
得ると共に、このスイッチング信号Ｓ４の位相を１８０
”反転させることにより、第１４図（Ｃ）に示すよ・う
なスイッチング信号ＳＳを得るようにしでいる。そして
、このようなスイッチング信号Ｓ４及びＳ、によりトラ
ンジスタ４及び５をスイッチングした場合には、インバ
ータ１の出力電圧Ｅｌ　　（ｉｓ電動機に対する印加電
圧）の波形は第１４図（Ｄ）に示すような波形となる。

そして、この場合に１つ記出力電圧Ｅｘｌ：含まれる高
調波成分のスペクトルは、正弦波信号ｅｏ及び三角波信
号ｅｐの各振幅及び周波数によって一義的に決まるもの
あてあり、第１５図に示すような分布状態となる。尚、
第１５図において、ｆｐは三角波信号ｅｐの周波数、ｆ
ｏは正弦波信号ｅｏの周波数である。

（発明が解決しようとする問題点） 上記従来構成では、第１５図に示されたように、インバ
ータ１の出力電圧Ｅ１に含まれる高調波成分のスペクト
ルのピークが、三角波信号ｅｐの周波１ｉ７ｆｐの整数
倍を中心に分布するようになるため、特に三角波信号ｅ
ｐの周波数（ｐが可聴周波数帯域にある場合には、高調
波成分に起因し。

た電動機６の振動により耳障りな騒音を発生する問題１
点がある。また、このような問題点に対処するための一
つの手段とし、て、三角波信号ｅｐの周波数ｆｐを通常
より大幅に高く設定することにより、上記騒音の周波数
が可聴周波数帯域から外れるように構成することが考え
らねている。しかしながら、このように設定ｊ５た場合
には、トランジスタ４．５のスイッチング周期が無闇に
早くなってスイッチングロスが増加１１、このためイン
バータ１の変換効率の低ドを招くことになる。しかも、
このように三角波信号ｅｐの周波数ｆｐが高く設定され
た場合には、トランジスタ４，５が同時にオンして短絡
状態になることを防止するために必要な所謂デッドタイ
ム（トランジスタ４，５が双方共オフされる時間）が存
在することの影響が増大し、これに起因してインバータ
１の出力電圧Ｅ１の波形歪みが大きくなるという新たな
問題点も惹起される。

本発明は」−記事情に鑑みてなされたものであり、その
目的は、パルス幅礎調方式によって電力変換器内のスイ
ッチング素子を制御する場合に、これに（ｆい発生する
高調波成分の影響による騒音を低減できると」（に、ス
イッチングロス並びにスイッチング出力波形の歪みを抑
制できる等の効果を奏する電力変換器用のスイッチング
信号発生方法を提供するにある。

［発明の構成］ （問題点を解決するための手段） 本発明は、電力変換器内のスイッチング素子をパルス幅
変調方式で制御するために、出力基準信号とパルス幅変
調信号とを比較することによって」二二己スイッチング
素子をスイッチングさせるための信号を発生するように
した電力変換器用のスイッチング信号発生方法において
、前記パルス幅変調信号の周波数を所定の周波数帯域内
でランダムに変化させるようにしたものである。

（作用） パルス幅変調信号の周波数が所定の周波数帯域内でラン
ダムに変化されると、スイッチング出力波形に含まれる
高調波成分も上記所定の周波数帯域の整数倍の範囲に広
く分散して分布するようになる。この結果、上記高調波
成分に起因した振動が平均して発生するようになり、以
て騒音が低減される。

（実施例） 以下、本発明の第１乃至第３の実施例について説明する
に、まず、本発明を電力変換器たるインバータに適用し
た第１の実施例について、前記第１図の他に第２図乃至
第４図を参照しながら説明する。

第２図（Ａ）において、Ｅｏｌは出力基準信号たる例え
ば正弦波信号で、これは例えば正弦波信号発生器から出
力されるようになっている。また、Ｅｐｌはパルス幅変
調信号たる三角波信号で、これは例えば出力周波数をａ
ｆｉｉｌｊ可能に構成された三角波発生器から出力され
るようになっている。このとき、上記三角波信号Ｅｐｌ
の周波数を刻々変化させるものであり、具体的には、第
３図に示すように基本周波数ｆｐｌを中心として所定の
幅ｆｂｌを有する同波数帯域（ｆ　Ｉ）ｌ土（１’ｂｌ
／　２　）　）内でランダムに変化さゼる。そして、上
記正弦波信号Ｅｏｌと三角波信号Ｅｐｌとを比較し、そ
の比較結果の大小に応じて第２図（Ｂ）に示すようなス
イッチング信号Ｓａを得ると共に、このスイッチング信
号Ｓａの位相を１８０ｈ反転させることにより、第２図
（Ｃ）に示すようなスイッチング信号ｓｂを得るように
している。

しかして、このように得たスイッチング信号Ｓａ及びｓ
ｂによりトランジスタ４及び５をスイッチング１．た場
合には、インバータ１から第２図（Ｄ）に示すような波
形の電圧Ｅｏｕｔｌが出力される。この場合、上記出力
電圧Ｅｏｕｔｌには、三角波信号Ｅｐｌの周波数ｆｐｌ
の整数倍周波数を有しｌ：高調波成分が含まれるもので
あるが、上記実施例では、三角波信号Ｅｐｌの周波＆ｉ
！ｆ　ｐｉは、所定の周波数帯域（ｆ　ｐｉ±（ｆ’ｂ
ｌ／　２　）　）内でランダムに変化されているから、
出力電圧Ｅｏｕｔｌに含まれる高調波成分も、第４図に
示すように、上記所定の周波数帯域（ｆ　ｐｉ±（ｆｂ
ｌ／　２　）　）の整数倍の範囲に広く分散して分布す
るようになる。このため、電動機６において上記高調波
成分に起因して発生する振動も広い周波数帯域で平均し
て発生するようになり、以て騒音が低減されるようにな
る。しかも、この場合には、三角波信号Ｅｐｌの周波数
ｆｐｌを従来のように大幅に高める必要がないため、ト
ランジスタ４，５のスイッチング周期が無闇に早くなる
ことがなくて、スイッチングロスの増加ひいてはインバ
ータ１の変換効率の低下を招く虞がないものである。さ
らに、このようにトランジスタ４゜５のスイッチング周
期が無闇に早くなることがないから、トランジスタ４．
５が同時にオンして短絡状態になることを防止するため
に必要な所謂デッドタイムの影響を抑制し、得て、イン
バータ１の出力電圧Ｅｏｕｔｌの波形歪みの発生ひいて
は低次高調波の発生を抑制できるものである。尚、この
場合、正弦波信号Ｅｏｌの振幅と周波数を変化させれば
、インバータ１の出力電圧Ｅｏｕｔｌもこれに伴って振
幅及び周波数が変化する。また、上記実施例では、三角
波信号Ｅｐｌの周波数変化を、三角波発生器の出力周波
数を変えることにより行なうようになっているが、これ
に限らないことは勿論である。

しかして、以下においては、上記のような第１の実施例
の構成によって騒音低減されることを示す具体的な実験
例について、第５図乃至第７図を参照しながら説明する
。尚、この実験では、インバータとして容９１．５ｋＶ
Ａのものを用いると共に、そのインバータのキャリア周
波数（スイッチング周波数）を約２Ｋ）（ｚ、インバー
タ出力周波数を２　（ｌＨｚとり７、負荷として出力０
．７５ＫＷ、極数４の標準形誘導電動機を適用した。ま
ず、第５図は負荷電流と騒音との関係を示すものであり
、この図から明らかなように負荷電流のピークがそのま
ま騒音レベルのピークとなって出現するものである。ま
た、第６図は、第１４図に示されたスイッチング信号Ｓ
、、Ｓ、をインバータのスイッチング信号として利用す
る従来方式におけるキャリア周波数成分の分布を示す図
、第７図は、第２図に示されたスイッチング信号Ｓａ、
Ｓｔ＋をインバータのスイッチング信号として利用する
第１の実施例の方式におけるギヤリア周波数成分の分布
を示す図である。しかして、従来方式と本実施例方式を
採用した各場合の騒音レベルを測定した結果、従来方式
では騒音レベルが５８ｄＢに達したのに対して、本実施
例方式では騒音レベルが５５ｄＢｉこ１１−とまった＠ 第８図乃至第１０図には本発明を電力変換器たる直流チ
ョッパ回路に適用した第２の実施例が示されており、以
下、これについて説明する。

第８図において、直流電源７の両端にリアクトル８．ス
イッチング素子たるトランジスタ９及びコンデンサ１０
を直列に接続することによって、直流チョッパ回路１１
が構成されており、コンデンサ１０の両端に負荷１２が
接続される。そして、上記トランジスタ９をスイッチン
グ信号Ｓｃによりパルス幅変調方式にてスイッチングす
ることにより、負荷１２に対する印加電圧Ｅ　ｏｕｔ２
　（第９図（Ｂ）参照）が制御される。しかして、」−
記スイッチング信号Ｓｅは、第９図（Ａ）に示す出力基
準信号たる直流信号Ｅｏ２とパルス幅変調信号たる三角
波信号Ｅｐ２との比較によって得られるものであるが、
この場合、上記三角波信号Ｅｐ２を、前記第１の実施例
における三角波信号Ｅｐｌと同様に、基本周波ｉ　ｆ　
ｐ２を中心として所定の幅ｆｂ２を有する周波数帯域（
ｆ　ｐ２±（ｆｂ２／　２　）　）内でランダムに変化
させる。

このように構成１．た本実施例においても、出力電圧Ｅ
ｏｕｔ２には、三角波１５号Ｅｐ２の周波数ｆ　ｐ２の
整数倍周波数を有１．た高調波成分が含まれるものであ
るか、この場合、三角波信号Ｅｐ２の周波数ｆｐ２１．
ｔ、所Ｔ＝　ノ周波数帯域（ｆ　ｐ２：ｔ　（ｆ’ｂ２
／　２　）　）内でランダムに変化されているから、出
力電圧Ｅｏｕｔ２に含まれる高、凋洩成分も、第１０図
に示すように、１−記所定の周波数帯域（ｆ　ｐ２．ｔ
　（（’ｈ２／　２　）　）の整数倍の範囲に広く分散
して分布するようになる。このため、本実施例において
も第１の実施例と同様の効果を奏することができる。

第１１図乃至第１３図には本発明を電力変換器たる無効
電力補償装置に適用した第３の実施例が示されており、
以下、これについて説明する。

第１１図において、１３は交流電源、１４は交流電源１
３の出力をリアクトル１５を介して受ける余波整流器、
１６は交流電源１３の負（、Ｉ　ｆａ流を検出する質流
器等から成る電流検出器である。１７は全波整流器１４
の出力をダイオ−ド１８を介して受けるコンデンサで、
その両端に負荷１９が接続される。２０は全波整流器１
４の両出力端子間に接続されたスイッチング素子たるト
ランジスタ、２１は電流検出器１６の出力を受ける出力
電圧設定回路で、この出力電圧設定回路２１及び前記電
流検出器１６．トランジスタ２０によって無効電力補償
装置２２が構成される。そして、上記出力電圧設定回路
２１からのスイッチング信号Ｓｄによりトランジスタ２
０をパルス幅変調方式にてスイッチングすることにより
、負荷１９に対する印加電圧Ｅｏｕｔ３（第１２図（Ｂ
）参照）が制御される。しかして、」−記スイツチング
信号Ｓｄは、第１２図（Ａ）に示す出力基準信号たる正
弦波仝波整流信号Ｅｏ３とパルス幅変調信号たる三角波
信号Ｅｐ３との比較によって得られるものであるが、こ
の場合、Ｌ記三角波信号Ｅｐ３を、前記第１の実施例に
おける三角波信号Ｅｐｌと同様に、基本周波数ｆｐ３を
中心として所定の幅ｆ１）３を存する周波数帯域（ｆ　
ｐａ±（［’ｂ３／　２　’）　）内でランダムに変化
させる。

このように構成し、た本実施例においても、出力電圧Ｉ
；ｏｕｔ３には、三角波信号Ｅｐ３の周波数ｆ　ｐａの
整数倍周波数を有した高調波成分が含まれるものである
か、この場合、三角波信号Ｅｐ３の周波数ｆｐ３は、所
定の周波数帯域（ｆ　ｐＳ±（ｆｂ８／　２　））内で
ランダムに変化されているから、出力電圧Ｅｏｕｔ３に
含まれる高調波成分も、第１３図に示すように、上記所
定の周波数帯域（ｆ　ｐ３：ｉ：　ｃｒｂａ／２　）　
）の整数イΔの範囲に広く分散して分布するようになる
。このため、本実施例においても第１の実施例と同様の
効果を奏することができる。

尚、上記各実施例では、パルス幅変調（７号として夫々
三角波信号Ｅ　ｐｉ、　　Ｅ　ｐ２．　　Ｅ　ｐａを例
にしたが、これに代えて鋸歯信号を用い１も良く、また
、スイッチング素子としてはトランジスタに限らずＦＥ
Ｔ、ＧＴＯ等を用いても良いものである。

その他、本発明は上記し１１．つ図面に示した各実施例
に限定されるものではなく、例えばｌｉｔ純なスイッチ
ング回路より成る電力変換器或はサイクロコンバータ等
のような他の電力変換器全般に広く適用できる等、その
要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施することがで
きるものである。

［発明の効果］ 本発明によれば以上の説明によって明らかなように、電
力変換器内のスイッチング素子をパルス幅変調方式によ
り制御するためのスイッチング信号を発生するための方
法において、スイッチング素子のスイッチングに伴い発
生する高調波成分の影響による騒音を低減できると共に
、スイッチングロス並びにスイッチング出力波形の歪み
を抑制できる等の優れた効果を奏するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図乃至第４図は本発明の第１の実施例を示すもので
、第１図はインバー・−夕を原理的に示す回路図、第２
図は電圧波形図、第３図はパルス幅変調信号の周波数分
布を示す図、第４図は高調波成分の周波数分布を示す図
である。また、第５図乃至第７図は上記第１実施例の構
成よる効果を説明するだめの実験結果を示すもので、第
５図は負荷電流と騒音レベルの関係を示す図、第６図は
従来方式におけるキャリア周波数の分布を示す図、第７
図は第１の実施例の方式におけるキャリア周波数の分布
を示す図である。第８図乃至第１０図は本発明の第２の
実施例を示すもので、第８図は直流チョッパ回路を原理
的に示す回路図、第９図は第２図相当図、第１０図は第
４図相当図である。 第１１図乃至第１３図は本発明の第３の実施例を示すも
ので、第１１図は無効電力補償装置を原理的に示す回路
図、第１２図は第２図相当図、第１３図は第４図相当図
である。さらに、第１４図及び第１５図は従来例を説明
するためのもので、第１４図は第２図相当図、第１５図
は高調波成分のスペクトル図である。 図中、１はインバータ（電力変換器）、４．５はトラン
ジスタ（スイッチング素子）、６は電動機、９はトラン
ジスタ（スイッチング素子）、１１は直流チョッパ回路
（電力変換器）、１２は負荷、１９は負荷、２０はトラ
ンジスタ（スイッチング素子）、２２は無効電力補償装
置（電力変換器）を示す。 出願人　　株式会社　　東　　　芝 −な龍 第１　図 第２図 ｆａｔ　　　　　　　　　　　　　　　周遥数篇３図 ｆｐ１ｆ屹　　　　ｆｐ３　　　　　周彼数第４図 第５図 第６図 周波数 第７図 第８図 第９図 第１０図 第１１図 第１２図 ｆｐ３２ｆｐ３３ｆｐ３　　　　周波数第１３図 ρｎ 第１４図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、出力基準信号とパルス幅変調信号とを比較すること
   によって電力変換器内のスイッチング素子をスイッチン
   グさせるための信号を発生する方法において、前記パル
   ス幅変調信号の周波数を所定の周波数帯域内でランダム
   に変化させるようにしたことを特徴とする電力変換器用
   のスイッチング信号発生方法。