JPS6098876A - 電流形インバ−タの制御装置 - Google Patents
電流形インバ−タの制御装置Info
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- JPS6098876A JPS6098876A JP58204673A JP20467383A JPS6098876A JP S6098876 A JPS6098876 A JP S6098876A JP 58204673 A JP58204673 A JP 58204673A JP 20467383 A JP20467383 A JP 20467383A JP S6098876 A JPS6098876 A JP S6098876A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/525—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency
- H02M7/527—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency by pulse width modulation
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は電流形インバータの制ｈ＋ｖ装９’ｉ、特に自
己消弧素子を用い／こパルス幅変調方式’［ｌＬ電流形
インバータ′１制御装置に関する。
己消弧素子を用い／こパルス幅変調方式’［ｌＬ電流形
インバータ′１制御装置に関する。
直Ｚ”ｉｌｉ； １Ｍ力を所望の周波数の交流’： Ｉ
］：力に変換するインバータＰ、Ｊ： ’Ｉ侃Ｅ形とｉ
、：流形に大別式れる。Ｗｉ正圧形は出力直流波形けは
ｌ・１正弦波となるが出力電圧波形は正弦波状に分布し
たパルス状である。−万、電流形では１カカ゛１わ：圧
波形はｉＥ弦波状であるが出力′電流波形は方形である
。
］：力に変換するインバータＰ、Ｊ： ’Ｉ侃Ｅ形とｉ
、：流形に大別式れる。Ｗｉ正圧形は出力直流波形けは
ｌ・１正弦波となるが出力電圧波形は正弦波状に分布し
たパルス状である。−万、電流形では１カカ゛１わ：圧
波形はｉＥ弦波状であるが出力′電流波形は方形である
。
このうチ、＝流形インバータについては、その電流波形
を改善するために、１１１圧形と同様パルス幅変１□Ｊ
、ｊ方式でインパークに’＋ｌｉ［御する方法が考案さ
れてはいるが、従来のザイリスタを用いたＪｊ：流形イ
ンバータでｉｌ、ｌ：素子信性上変調周波数に限界があ
り、パルス幅変調による波形改善はごく限られた周波数
領域に限定されていた。発明者らはこの点に鑑み、高周
波領域でも使用可能な自己消弧素子を利用しかつ簡単な
石ζ成で高周波領域吐でパルス幅変調可能な第１図に示
すような電流形インバータ装置を提案してきた（特願昭
５６年１８６８１５号）。
を改善するために、１１１圧形と同様パルス幅変１□Ｊ
、ｊ方式でインパークに’＋ｌｉ［御する方法が考案さ
れてはいるが、従来のザイリスタを用いたＪｊ：流形イ
ンバータでｉｌ、ｌ：素子信性上変調周波数に限界があ
り、パルス幅変調による波形改善はごく限られた周波数
領域に限定されていた。発明者らはこの点に鑑み、高周
波領域でも使用可能な自己消弧素子を利用しかつ簡単な
石ζ成で高周波領域吐でパルス幅変調可能な第１図に示
すような電流形インバータ装置を提案してきた（特願昭
５６年１８６８１５号）。
このような発明者等の提案による自己消弧素子を用いた
電流形インバータは高周波でパルス幅変調を行うことに
より従来形に比べより正弦波に近い一流波形を得ること
ができるが、更に波形のみならずその出力ｊ５−ｉ流値
をも制御しようとすると既知のパルスパターンを用いた
制御方式による限り極めて困雌であった。これは電流形
インバータは、電圧形と異なり直流電源が電流源である
ため回路を開放状！πとするｆｔｊｌＪ御法は過大直圧
の発生を招くため許されないという直流形特有の制限が
あるため、この制限内でパルス幅変調制御を行なわなけ
ればならないことに因る。
電流形インバータは高周波でパルス幅変調を行うことに
より従来形に比べより正弦波に近い一流波形を得ること
ができるが、更に波形のみならずその出力ｊ５−ｉ流値
をも制御しようとすると既知のパルスパターンを用いた
制御方式による限り極めて困雌であった。これは電流形
インバータは、電圧形と異なり直流電源が電流源である
ため回路を開放状！πとするｆｔｊｌＪ御法は過大直圧
の発生を招くため許されないという直流形特有の制限が
あるため、この制限内でパルス幅変調制御を行なわなけ
ればならないことに因る。
第２図は、第１図に例を示したような電流形インバータ
をパルス幅制御した場合の各素子ＳＬＩ。
をパルス幅制御した場合の各素子ＳＬＩ。
Ｓ Ｖ 、 ＳＷ ＨＳ Ｘ 、ＳＹ ｇ ＳＺへのゲ
ート信号Ｐ。
ート信号Ｐ。
Ｐｖ 、Ｐｗ 、Ｐｘ 、Ｐｙ 、Ｐｚと各相の出力電
流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの典型的な一例を示すものである。
流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの典型的な一例を示すものである。
この図に於て電流形インバータの出力電流Ｉｕ−ｗを制
御する方法としては、ゲート信号ＰＵ−ｗ。
御する方法としては、ゲート信号ＰＵ−ｗ。
Ｐｘ−ｙのパルス幅を変えることが最も簡単に考えられ
る方法である。しかしながら、前述のように、電流形イ
ンバータにあっては必ずブリッジアームの対になるもの
のいずれか一つが導通状態になっていなければならない
という制限があるため、この方法を適用することはでき
ない。すなわち、出力電流を小さくするために１つの相
のパルス幅を狭くすると、他の相のパルス幅を広くしな
ければならなくなる。これでは全く３相間のバランスが
とれなくなるばかりか、ＩＩｌ、原波形にあっても正弦
波ではないものになってしまい、所望の出力′電流は全
く得られないのである。
る方法である。しかしながら、前述のように、電流形イ
ンバータにあっては必ずブリッジアームの対になるもの
のいずれか一つが導通状態になっていなければならない
という制限があるため、この方法を適用することはでき
ない。すなわち、出力電流を小さくするために１つの相
のパルス幅を狭くすると、他の相のパルス幅を広くしな
ければならなくなる。これでは全く３相間のバランスが
とれなくなるばかりか、ＩＩｌ、原波形にあっても正弦
波ではないものになってしまい、所望の出力′電流は全
く得られないのである。
本発明の目的ハ、畠調波成分含有率の小さい正弦波状の
出力電圧＋ ？ＩＣ流が得られ、かつ出力電流を広範囲
に亙り可変制御することのできる電流形インバータの制
御装置を提供することである。
出力電圧＋ ？ＩＣ流が得られ、かつ出力電流を広範囲
に亙り可変制御することのできる電流形インバータの制
御装置を提供することである。
本発明は自己消弧素子をブリッジ結線してなるブリッジ
回路を有し、パルス幅変調信号により駆動される゛（（
飴）ＩＬ形インバータの制御装置において、ブリッジ回
路のうちパルス幅変調信号により点弧されている自己消
弧素子に直列接続され一対の関係にある他の自己消弧素
子に、出力電流のパルス幅分布が正弦波の波高値分布に
ｉｊＪ及的に近似するよう所定時間点弧パルスを印加す
るようにしたものであって特に他の自己消弧素子に印加
される点弧パルスのパルスパターンハ、パルス幅変調信
号と周期の一致した関数信号とインバータに要求される
交流出力電流の指令値とを比較することにより４４Ｉる
ようにしたものである。
回路を有し、パルス幅変調信号により駆動される゛（（
飴）ＩＬ形インバータの制御装置において、ブリッジ回
路のうちパルス幅変調信号により点弧されている自己消
弧素子に直列接続され一対の関係にある他の自己消弧素
子に、出力電流のパルス幅分布が正弦波の波高値分布に
ｉｊＪ及的に近似するよう所定時間点弧パルスを印加す
るようにしたものであって特に他の自己消弧素子に印加
される点弧パルスのパルスパターンハ、パルス幅変調信
号と周期の一致した関数信号とインバータに要求される
交流出力電流の指令値とを比較することにより４４Ｉる
ようにしたものである。
以下、本発明の実施例を図面に基づき詳説する。
第３図は本発明の制御装置の一実施例を示すブロック図
である。第３図において、インバータ周波数値指令値ｆ
１１に比例した周波数のクロック信号がクロック発生回
路７１から出力される。この出力イム号によって分周回
路７９、基準パターン発生回路７２及び不等周期三角波
発生回路７７でそれぞれ分配信号ＲＵ、Ｒ１ｚ＋ Ｐｖ
、Ｐｘ、Ｐｗ。
である。第３図において、インバータ周波数値指令値ｆ
１１に比例した周波数のクロック信号がクロック発生回
路７１から出力される。この出力イム号によって分周回
路７９、基準パターン発生回路７２及び不等周期三角波
発生回路７７でそれぞれ分配信号ＲＵ、Ｒ１ｚ＋ Ｐｖ
、Ｐｘ、Ｐｗ。
Ｐｙ、基準パターンＰ、基準パターンに同期した不等周
期の三角波Ｑを作る。三角波Ｑ、！：父流出力電流指令
値ＩＲ”を短絡パルス発生回路７８において比較するこ
とにより、インバータの正側と負側に接続されてｂる自
己消弧素子全同時にオンし、インバータを強制的に直流
短絡させるパルスＳ・（以後短絡パルスと記す）を作る
。緩漣愕囁１≠→−梃キ；グ鰻１計パ功召障烟→Ｈ〜／
Ｍパターン発生回路７３で基準パターンＰと短絡パルス
３ ｒ、もとにしたインバータ動作周期の１−８０度期
間のＰＷＭパターンの前半６０区のパ・ターンＰ ｐ
Ｘ後半６０ｆのバター７ Ｐ Ｒを作る。合成回路７４
では分配信号Ｒｕ、！％’Ｚ、 ）％ｖ、Ｐｘ、Ｐｗ、
Ｐｙ、ＰＷＭパターンＰｐ、Ｐａ、短絡パルスＳにより
インバータ動作の一周期のパターンを合成し各相へ分配
する。得られたゲート信号パターンＰ ｕ’、 Ｐ Ｚ
ＺＰ ｖ’、 Ｐ ｘ’、 Ｐ ｗ’、 Ｉ）ｙ’はド
ライブ回路７５を経て自己消弧高子Ｓ Ｕ 、ＳＺ １
Ｓｖ ｌ Ｓｘ ｌ ＳＷ ＊Ｓｙのゲート信号Ｐ
Ｕ Ｈ’Ｐ Ｚ ＨＰ Ｖ Ｉ Ｐ Ｘ ｒ ＰＷ ＋
Ｐｙとなる。第４図にＰＷＭパターン発生回路７３、合
成回路７４の詳馴構成図を示す。第５図に第３，４図の
回路７３，７４．７８における信号生成の過程を示す。
期の三角波Ｑを作る。三角波Ｑ、！：父流出力電流指令
値ＩＲ”を短絡パルス発生回路７８において比較するこ
とにより、インバータの正側と負側に接続されてｂる自
己消弧素子全同時にオンし、インバータを強制的に直流
短絡させるパルスＳ・（以後短絡パルスと記す）を作る
。緩漣愕囁１≠→−梃キ；グ鰻１計パ功召障烟→Ｈ〜／
Ｍパターン発生回路７３で基準パターンＰと短絡パルス
３ ｒ、もとにしたインバータ動作周期の１−８０度期
間のＰＷＭパターンの前半６０区のパ・ターンＰ ｐ
Ｘ後半６０ｆのバター７ Ｐ Ｒを作る。合成回路７４
では分配信号Ｒｕ、！％’Ｚ、 ）％ｖ、Ｐｘ、Ｐｗ、
Ｐｙ、ＰＷＭパターンＰｐ、Ｐａ、短絡パルスＳにより
インバータ動作の一周期のパターンを合成し各相へ分配
する。得られたゲート信号パターンＰ ｕ’、 Ｐ Ｚ
ＺＰ ｖ’、 Ｐ ｘ’、 Ｐ ｗ’、 Ｉ）ｙ’はド
ライブ回路７５を経て自己消弧高子Ｓ Ｕ 、ＳＺ １
Ｓｖ ｌ Ｓｘ ｌ ＳＷ ＊Ｓｙのゲート信号Ｐ
Ｕ Ｈ’Ｐ Ｚ ＨＰ Ｖ Ｉ Ｐ Ｘ ｒ ＰＷ ＋
Ｐｙとなる。第４図にＰＷＭパターン発生回路７３、合
成回路７４の詳馴構成図を示す。第５図に第３，４図の
回路７３，７４．７８における信号生成の過程を示す。
第３図の分配信号ＲＵ。
Ｒｚ 、 ＲＶ 、 Ｒ，ｘ 、 Ｒｗ 、 Ｒｙは第
５図に示すようにインバータ動作周期の６０度に相当す
る幅１分有し、位相が各々６０度ずれた信号である。信
号Ｑ ｉｉ ＆準パターンＰの立上りの時点に頂点を有
する最大値Ｉ ＲＭＡＸの三角波である。この三角波Ｑ
の周期は基準パターンＰの各パルスの幅により決まるた
め一様ではないので以下不等周期の三角波と１呼ぶこと
にする。反流出力電流指令値ＩＲ”と不等周期の三角波
Ｑを比較し短絡パルス列Ｓを作る。次に第５図７３１，
７３４のＮＯＴ回路で基準パターンＰと短絡パルスＳの
反転信号Ｐ、Ｓを作り、７３３，７３２のＡＮＤ回路で
ＰとＳ、Ｐと８の論理積をとると第６図に示すような信
号ＰＦ、ＰＲが得られる。合成回路７４内のＡＮＤ回路
７４１，７４２及び７４３でそれぞれＰＦとＲＹＸＰＲ
とＨ，ｚＸＳとＢｙの論理積をとり得られた信号Ｐ Ｆ
’ｌ Ｐ Ｒ’＋ ８ ’と几Ｕの論理利金７４４のＯ
Ｒ回路でとることにより第６図Ｐｖ’ＩＣ示す自己消弧
素子Ｓｔ＋のゲート信号パターンを得ることができる。
５図に示すようにインバータ動作周期の６０度に相当す
る幅１分有し、位相が各々６０度ずれた信号である。信
号Ｑ ｉｉ ＆準パターンＰの立上りの時点に頂点を有
する最大値Ｉ ＲＭＡＸの三角波である。この三角波Ｑ
の周期は基準パターンＰの各パルスの幅により決まるた
め一様ではないので以下不等周期の三角波と１呼ぶこと
にする。反流出力電流指令値ＩＲ”と不等周期の三角波
Ｑを比較し短絡パルス列Ｓを作る。次に第５図７３１，
７３４のＮＯＴ回路で基準パターンＰと短絡パルスＳの
反転信号Ｐ、Ｓを作り、７３３，７３２のＡＮＤ回路で
ＰとＳ、Ｐと８の論理積をとると第６図に示すような信
号ＰＦ、ＰＲが得られる。合成回路７４内のＡＮＤ回路
７４１，７４２及び７４３でそれぞれＰＦとＲＹＸＰＲ
とＨ，ｚＸＳとＢｙの論理積をとり得られた信号Ｐ Ｆ
’ｌ Ｐ Ｒ’＋ ８ ’と几Ｕの論理利金７４４のＯ
Ｒ回路でとることにより第６図Ｐｖ’ＩＣ示す自己消弧
素子Ｓｔ＋のゲート信号パターンを得ることができる。
全く同様にして１１０の自己消弧索子Ｓｚ。
Ｓ ｖ ＋ Ｓ Ｘ ＋ Ｓ ｗｒ Ｓ Ｙのゲート信
号パターンＰｚ’、ＰｖＺ ＰＷ’＋ ｐＹ／をイＡ’
ることができる。ゲート１言号パターンＰＵ 、Ｐ、ｚ
、 Ｐｖ 、 Ｐｘ ｒ Ｐｗ＋Ｐｙｌ’こよって↑
ｆＴＩＪ御するインバータ動作の一周期の出力電流波形
は第５図７３１ Ｉｖ ＋ Ｉｗに示すように３６０度
にわたってパルス幅変調された電流となる。
号パターンＰｚ’、ＰｖＺ ＰＷ’＋ ｐＹ／をイＡ’
ることができる。ゲート１言号パターンＰＵ 、Ｐ、ｚ
、 Ｐｖ 、 Ｐｘ ｒ Ｐｗ＋Ｐｙｌ’こよって↑
ｆＴＩＪ御するインバータ動作の一周期の出力電流波形
は第５図７３１ Ｉｖ ＋ Ｉｗに示すように３６０度
にわたってパルス幅変調された電流となる。
第６図は、第５図に示したインバータ動作期間ｌにおけ
る三角波Ｑ１ゲート情号パターンＰ 、ＺＰ ｚ’＋
Ｐ ｖＺ Ｐ ｘ′、Ｐｗ’、 Ｐ Ｙ’＼出力電流Ｉ
ＵＩＩｖ、Ｉｗの拡大図である。
る三角波Ｑ１ゲート情号パターンＰ 、ＺＰ ｚ’＋
Ｐ ｖＺ Ｐ ｘ′、Ｐｗ’、 Ｐ Ｙ’＼出力電流Ｉ
ＵＩＩｖ、Ｉｗの拡大図である。
ＱとＩＲ＊の比較により得られる短絡パルス列Ｓけ、こ
の期ｆ樹では１〕ｖ′に相当する。この短絡期間では出
力電流が０となることを第７図を用いて説明し、次に父
流出力Ｉｕ流指令ｆ回′Ｉｔを変えることにより出力電
流■。ｒ Ｉｖ、ＩＷの大きさをｊｆｉｌＪ御できるこ
とをｉｉ／’ｌ明する。第７図は第６図のゲート信号Ｖ
２の前後の回路動作を示している。第７図のＩｗの立上
り、あるいは立下り時点を各々”Ｏｒ’Ｉ＋ １２＋
ｔｚとするとｔＯ−ｔｚの各期間の回路状態は第８図（
ａ） 、 （ｂ） 、 （ｃ）のようになる。（ａ）と
（Ｃ）に示した期間、ｉｏ ＜ｔ＜ｔ＋ 、ｔｚ Ｓ：
ｔＳ；：ｔ３ｉ’ｊ：通常のスイッチング動作であるが
、（ｂ〕に示すｔｚく１ｎｔ３ではゲート信号■２即ち
短絡パルスにより自己消弧索子Ｓｖがオンし、直流回路
がＳ Ｖ 、 Ｓ Ｙで短絡され直流電流Ｉｎはインバ
ータを直流短絡した状態で流れる。この時、負荷側Ｕ相
、■相、Ｗ相には電流が流れない。ところで、第７図に
おいて交流出力正流指令値Ｉ＋＋＊ｆｆ１Ｏから最大値
１ｎＭｈｘ’ｔで変えると、出力１ｄ流Ｉｕの短絡期間
ｄ８□、ｄ６□＋ｄＢ３はそれぞれ、ｄＩ ＋ ｄ２
Ｈ４Ｓから０迄 という関係を保ちながら変わる。
の期ｆ樹では１〕ｖ′に相当する。この短絡期間では出
力電流が０となることを第７図を用いて説明し、次に父
流出力Ｉｕ流指令ｆ回′Ｉｔを変えることにより出力電
流■。ｒ Ｉｖ、ＩＷの大きさをｊｆｉｌＪ御できるこ
とをｉｉ／’ｌ明する。第７図は第６図のゲート信号Ｖ
２の前後の回路動作を示している。第７図のＩｗの立上
り、あるいは立下り時点を各々”Ｏｒ’Ｉ＋ １２＋
ｔｚとするとｔＯ−ｔｚの各期間の回路状態は第８図（
ａ） 、 （ｂ） 、 （ｃ）のようになる。（ａ）と
（Ｃ）に示した期間、ｉｏ ＜ｔ＜ｔ＋ 、ｔｚ Ｓ：
ｔＳ；：ｔ３ｉ’ｊ：通常のスイッチング動作であるが
、（ｂ〕に示すｔｚく１ｎｔ３ではゲート信号■２即ち
短絡パルスにより自己消弧索子Ｓｖがオンし、直流回路
がＳ Ｖ 、 Ｓ Ｙで短絡され直流電流Ｉｎはインバ
ータを直流短絡した状態で流れる。この時、負荷側Ｕ相
、■相、Ｗ相には電流が流れない。ところで、第７図に
おいて交流出力正流指令値Ｉ＋＋＊ｆｆ１Ｏから最大値
１ｎＭｈｘ’ｔで変えると、出力１ｄ流Ｉｕの短絡期間
ｄ８□、ｄ６□＋ｄＢ３はそれぞれ、ｄＩ ＋ ｄ２
Ｈ４Ｓから０迄 という関係を保ちながら変わる。
Ｉｗも全く同様にして制御される。ｒｖにおいても、
・・・・・・・・・・・・（２）
の関係を保ちながら変わる。この時の実効電流ＩＲＭ８
は次式のようになる。
は次式のようになる。
・・・・・・・・・・・・・・・（３）Ｉｎ””０の時
全期間短絡状態でＩＲＭ８＝Ｏとなり、ＩＲ”： ＩＲ
ＭＡＸの時＼ となる。
全期間短絡状態でＩＲＭ８＝Ｏとなり、ＩＲ”： ＩＲ
ＭＡＸの時＼ となる。
ＩＤ 、 ＩＲＭＡＸＩ ｄｏ ＝ｄｓは一定であるが
らＩＲＭ８はＶ了７「に比例して変化する。
らＩＲＭ８はＶ了７「に比例して変化する。
この実施例においては、中央の６０度期間も第５図１ｕ
、Ｉｖ、Ｉｗに示すように変調されるため、出力電流の
高調波成分含有率が低減できる。
、Ｉｖ、Ｉｗに示すように変調されるため、出力電流の
高調波成分含有率が低減できる。
しかも、出力電流がＯからＰＷＭ基準パターンＰで決ま
る（４）式で示す最犬社流まで広範囲な制御が可能とな
る。また、インバータ自身での出力電流制御が可能とな
るため、同時に組合わさｎるコンバータは電流′例御機
能を持たないダイオードブリッジでよい。をらにインバ
ータ自身で［１ｉ６ｆｔ、リアクトル３と無関係に出力
を制御できるので制御の応答性が良くなる。
る（４）式で示す最犬社流まで広範囲な制御が可能とな
る。また、インバータ自身での出力電流制御が可能とな
るため、同時に組合わさｎるコンバータは電流′例御機
能を持たないダイオードブリッジでよい。をらにインバ
ータ自身で［１ｉ６ｆｔ、リアクトル３と無関係に出力
を制御できるので制御の応答性が良くなる。
前記実施例では第５図に示すように短絡パルスをＰＷＭ
パターンが存在しない１８０度期間の中央の６０度に設
けていた。例えばＰＵ’おける動作期間Ｖに相当する。
パターンが存在しない１８０度期間の中央の６０度に設
けていた。例えばＰＵ’おける動作期間Ｖに相当する。
しかし、この短絡パルスをＰＷＭパターンが存在しない
１８０度期間の中央を除いた１２０度期間即ちＰυ′で
は動作期間■と■に設はてもよい。この場合の制御回路
ブロック図を編８図に示す。第３図の実施例と異なるの
はＰＷＭパターン発生回路７３の出力に５ＩＩＳ２が付
加されている点と合成回路７４の構成が違っている点で
、この部分と合成回路７４の詳細な回路構成を第９図に
、信号生成過程を第１０図に示す。三角波Ｑと交流出力
電流指令値■１を比較し短路パルス列Ｓを作る。次に第
９図７３１．７４．７のＮＯＴ回路でＰとＳを作り、７
３２，７３３のＡＮＤ回路でＰと５ＸＩ）と８の論理積
をとると第１０図に示すように８２ とＳＬが得られる
。次にけ成回路７４内の７４１．７４２，７４３，７４
４゜７４５のＡＮＤ回路でそれぞれ、ＰＰ （＝Ｐ）と
Ｂｙ、ＳとＲｕ、ＰＲ（＝Ｐ）とＲｚ、ＳＬとＲＶＸＳ
２ とＲｗの論理積をとり得られた信号ＰＦ’、Ｓ’
、Ｐｎ’、ＳＩＺ Ｓ２’ の論理和を７４６のＯＲ回
路でとることによりＪｌ ０図Ｐｕ’に示した自己消弧
素子ＳＵのゲート信号パターンを得ることができる。全
く同様にして他の自己消弧素子のゲート信号を侑ること
かできる。この結果、インバータｄｌｊ）作−周期の出
力電流波形に第１０図Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに示すように３
６０度にわたってパルス幅変調された電流となる。第１
１図は第１０図に示したインバータ動作期間■における
三角波Ｑ１ゲート信号パターンＰ ＩＪ’＋ Ｐ ｚ’
ｌ Ｐ ｖ’＋Ｐ ｘ’、 Ｐ ｗ’、 Ｐ ｙ’、出
力？：Ｊ、流１：Ｕ、ＩＶ、Ｉｔｖの拡大図である。Ｑ
とＩｎ”の比較により得られる短絡パルス列Ｓは、この
期間では、Ｐｚ′とＰｘ’に分割されている。第１２図
は、第１１図のｔ＝ｔ。
１８０度期間の中央を除いた１２０度期間即ちＰυ′で
は動作期間■と■に設はてもよい。この場合の制御回路
ブロック図を編８図に示す。第３図の実施例と異なるの
はＰＷＭパターン発生回路７３の出力に５ＩＩＳ２が付
加されている点と合成回路７４の構成が違っている点で
、この部分と合成回路７４の詳細な回路構成を第９図に
、信号生成過程を第１０図に示す。三角波Ｑと交流出力
電流指令値■１を比較し短路パルス列Ｓを作る。次に第
９図７３１．７４．７のＮＯＴ回路でＰとＳを作り、７
３２，７３３のＡＮＤ回路でＰと５ＸＩ）と８の論理積
をとると第１０図に示すように８２ とＳＬが得られる
。次にけ成回路７４内の７４１．７４２，７４３，７４
４゜７４５のＡＮＤ回路でそれぞれ、ＰＰ （＝Ｐ）と
Ｂｙ、ＳとＲｕ、ＰＲ（＝Ｐ）とＲｚ、ＳＬとＲＶＸＳ
２ とＲｗの論理積をとり得られた信号ＰＦ’、Ｓ’
、Ｐｎ’、ＳＩＺ Ｓ２’ の論理和を７４６のＯＲ回
路でとることによりＪｌ ０図Ｐｕ’に示した自己消弧
素子ＳＵのゲート信号パターンを得ることができる。全
く同様にして他の自己消弧素子のゲート信号を侑ること
かできる。この結果、インバータｄｌｊ）作−周期の出
力電流波形に第１０図Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに示すように３
６０度にわたってパルス幅変調された電流となる。第１
１図は第１０図に示したインバータ動作期間■における
三角波Ｑ１ゲート信号パターンＰ ＩＪ’＋ Ｐ ｚ’
ｌ Ｐ ｖ’＋Ｐ ｘ’、 Ｐ ｗ’、 Ｐ ｙ’、出
力？：Ｊ、流１：Ｕ、ＩＶ、Ｉｔｖの拡大図である。Ｑ
とＩｎ”の比較により得られる短絡パルス列Ｓは、この
期間では、Ｐｚ′とＰｘ’に分割されている。第１２図
は、第１１図のｔ＝ｔ。
から１＝１．の期間の回路状態を示している。第３図の
実施例の回路状態を示す第７図と異なるのはｔ（くｔく
ｔ２の期間即ち直流短絡期間がＶ相で生じているのに対
し、Ｗ相とＴＪ相に分割されている点で、出力ｆＪＴ、
流の制御方法は鮮３図の実施例と同様である。
実施例の回路状態を示す第７図と異なるのはｔ（くｔく
ｔ２の期間即ち直流短絡期間がＶ相で生じているのに対
し、Ｗ相とＴＪ相に分割されている点で、出力ｆＪＴ、
流の制御方法は鮮３図の実施例と同様である。
′、Ｅ３図及び第８図の実施例の回路状態説明図第７図
、第１２図かられかるように、両実施例を組合せ、直流
短絡状態をＷ相、■相、 ＴＩ相と３期間に分割して設
けても全く同様の効果が得られる。
、第１２図かられかるように、両実施例を組合せ、直流
短絡状態をＷ相、■相、 ＴＩ相と３期間に分割して設
けても全く同様の効果が得られる。
この場合、短絡パルス列は、ＰＷＭパターンが存在しな
い全ての期間１８０度に設けることになる。
い全ての期間１８０度に設けることになる。
［１０図ＰＵ’を例にとるとインバータ動作期間■〜■
に相当する。） 以上の実施例では、三角波Ｑと交流出力′１１．．流指
令値Ｉａ”を比較することにより短絡パルス列Ｓを作っ
ていたが、この三角波Ｑを頂点を境界として三方した２
通りの不等周期鋸歯状波としても全く同様の効果が得ら
ノ］、る。−例とし第３図の実施例で、不等周期の三角
波発生回路７７より三角波Ｑを得ていたのに対し４５１
３図に示すように不等周期の鋸歯状波４′ｈ生回路７７
より鋸歯状波Ｑ＋。
に相当する。） 以上の実施例では、三角波Ｑと交流出力′１１．．流指
令値Ｉａ”を比較することにより短絡パルス列Ｓを作っ
ていたが、この三角波Ｑを頂点を境界として三方した２
通りの不等周期鋸歯状波としても全く同様の効果が得ら
ノ］、る。−例とし第３図の実施例で、不等周期の三角
波発生回路７７より三角波Ｑを得ていたのに対し４５１
３図に示すように不等周期の鋸歯状波４′ｈ生回路７７
より鋸歯状波Ｑ＋。
Ｑ２を作り、第１４図に示すようにＱｔ とＱ２をＩＲ
＊と比較することにより短絡パルス列ｓ１と８２を得る
。さらにこの８１と８２の論理和を０几回路７８１でと
ることにより第５図の短絡パルス列Ｓと全く同様のパル
ス列が得られる。
＊と比較することにより短絡パルス列ｓ１と８２を得る
。さらにこの８１と８２の論理和を０几回路７８１でと
ることにより第５図の短絡パルス列Ｓと全く同様のパル
ス列が得られる。
短絡パルス列３ ｆもとに自己消弧素子のゲート信号を
形成する第４図の場合と同様であり、出力電流成形も全
く同じである。また出力斌流の大きさも同様に変えるこ
とができる。
形成する第４図の場合と同様であり、出力電流成形も全
く同じである。また出力斌流の大きさも同様に変えるこ
とができる。
前記実施例第３図あるいは第４図においてＰｕＶＭパタ
ーンの前半のパターンＰ Ｆ ′ｆｆ：＆ 準バター７
Ｐ。
ーンの前半のパターンＰ Ｆ ′ｆｆ：＆ 準バター７
Ｐ。
後半のパターンＰｒ（ｉ−Ｐとしてもよい。即ちＰ〜■
１パターン発生回路７３′（ｆ−第１５図に示すこと〈
ＮＯＴ回路７３１．１闘で構成する。この時のインバー
タ動作期間工（第５図参照）におけるゲート信号パター
ン及び出力電流波形を第１６図に示す。第３図の実施例
の動作を示した第６図と異なるのは、例えば、期間１．
＜１≦１２でＶ２＝ＩＩ Ｉ（＃となって因る時、Ｗ２
がｔ夏くｔ≦ｔ、／の期間で、Ｕ２が（、／≦Ｌ ＜：
ｔ ２の期間でパ■（”になっている点である。第３
図の実施例の回路動作状状態を示した第７図で（ａ）か
ら（ｂ）に移る場合、自己消弧素子Ｓｗのゲート信号を
オンの′８１：ま自己消弧末子Ｓｖをオンし次にｔ：＝
ｔ、’の時点で、ｓｖをオンのまま５Ｕ（ｉ７オンして
いる。その後１＝＝ １２の時点でＳｖがオフし、回路
状態は（ｂ）から（Ｃ）へ移ることになる。負荷となる
電動機等の回生運転時には（ａ）から（ｂ）に移る場合
、Ｓｗがオンし続けていると、たとえＳｖにオンゲート
信号を印加しても、Ｗ相よりＶ相の方が電圧が高くなっ
ているのでＳ ｙはオンせず所望の動作が行われないこ
とになる。従ってこの実施例はＰｗＭパターン発生回路
７３の回路構成を簡単にすることができるが、回生時所
望の動作が行なゎｆ′Ｌをｂので負荷が静止負荷、回生
運転を考えない場合に／ｄ前記実例と同様に有効である
。また、この実施例は、不等周期の鋸歯状波を用いた場
合にも有効である。
１パターン発生回路７３′（ｆ−第１５図に示すこと〈
ＮＯＴ回路７３１．１闘で構成する。この時のインバー
タ動作期間工（第５図参照）におけるゲート信号パター
ン及び出力電流波形を第１６図に示す。第３図の実施例
の動作を示した第６図と異なるのは、例えば、期間１．
＜１≦１２でＶ２＝ＩＩ Ｉ（＃となって因る時、Ｗ２
がｔ夏くｔ≦ｔ、／の期間で、Ｕ２が（、／≦Ｌ ＜：
ｔ ２の期間でパ■（”になっている点である。第３
図の実施例の回路動作状状態を示した第７図で（ａ）か
ら（ｂ）に移る場合、自己消弧素子Ｓｗのゲート信号を
オンの′８１：ま自己消弧末子Ｓｖをオンし次にｔ：＝
ｔ、’の時点で、ｓｖをオンのまま５Ｕ（ｉ７オンして
いる。その後１＝＝ １２の時点でＳｖがオフし、回路
状態は（ｂ）から（Ｃ）へ移ることになる。負荷となる
電動機等の回生運転時には（ａ）から（ｂ）に移る場合
、Ｓｗがオンし続けていると、たとえＳｖにオンゲート
信号を印加しても、Ｗ相よりＶ相の方が電圧が高くなっ
ているのでＳ ｙはオンせず所望の動作が行われないこ
とになる。従ってこの実施例はＰｗＭパターン発生回路
７３の回路構成を簡単にすることができるが、回生時所
望の動作が行なゎｆ′Ｌをｂので負荷が静止負荷、回生
運転を考えない場合に／ｄ前記実例と同様に有効である
。また、この実施例は、不等周期の鋸歯状波を用いた場
合にも有効である。
以上説明したように本４１″、明によれば、出力電流の
高調波成分含有率を低く抑制したまま広範囲に出力制御
が可能となる。負荷が電動機である場合には騒音を低く
抑制でき、また効率を高くすること、ができる。さらに
回路構成をｆｉｌ］単化することができ、応答性が良く
なるという効果がある。
高調波成分含有率を低く抑制したまま広範囲に出力制御
が可能となる。負荷が電動機である場合には騒音を低く
抑制でき、また効率を高くすること、ができる。さらに
回路構成をｆｉｌ］単化することができ、応答性が良く
なるという効果がある。
第１図は本発明の適用可能々インバータの主回路構成図
、第２図ｉｌ：第１区の動作全説明するための各部動作
波形図、第３図は本発明の一実施例を示す１■す御回路
ブロック図、第４図は第３図の詳細回路図、第５図は第
：；図と第４図を１況明するだめの各部動作波形図、犯
６図ケま第５図の拡大波形図、第７図は第８図の信号状
１１甜における回路動作説明図、第８図は他の実施例の
制イ卸回路ブロック図、第９図は第８図の肝イ１１１回
路図、笥１０図Ｉ′ｉ第８図。 第９図説明のための各部動作波形図％４１１図は第１０
図の拡大波形図、第１２図Ｕ＃！１１図の信号状態にお
ける回路動作説明図、第１３図は本発明の他の実施例を
示すもので、本発明の一実施例全示しｆｃ第３図の変更
１馴ヅｊ（Ｄみを示した’ｄｆｌＪ御ブロック図、第１
４図は第゛１３図の実施例における各部動作波形図、第
１５図は第３番目の他の実施例を示すもので、本発明の
実施例を示した第３図あるいは第４図の変更個所のみを
示した１ｂ１」御ブロック図、第１６図は第１５図の実
施例１ｃおける動作の拡大波形図である。 １・・・交流市原、２・・・コンバータ、３・・・直流
リアクトル、４・・・インバータ、５・・・ＵＬ６・・
・コンバータ１：ｊ’制御回路、７・・・インバータ制
御回路、８・・・出力Ｊａコンデンサ、７１・・・クロ
ック発生回路、７２・・・ジよ準パターン発生回路、７
３・・・ＰｗＭパターン発生回路、７４・・・合成回路
、７５・・・ドライブ回路、７６・・・パターン選択信
号発生回路１．７７・・・不等周期三角波発生回路、７
８・・・短絡パルス発生回路、７９・・・分周回路、Ｉ
ｎ”・・・直流電流指令値、ｆ＊・・・インバータ周波
数指令値、ＩＤ・・・直流’＝を流値、Ｉｕ 、Ｉｖ
、Ｉｗ・”インバータ制御電流、ＩＩＩＬＩＩＶＬ、
Ｉｗｘ、・・・インバータ出力＞ｈ ｆｆｉ ％ Ｉ
ｎ”・・・インバータ出力１住流指令値、ＳＩＴ ＋
Ｓｖ 、 ｓｗ 、 Ｓｘ ＋ＳＹ、 ＳＺ・・・自己
消弧素子、１）・・・基準パターン、Ｑ・・・不等周期
三角７１ｕ、ＱＩ、Ｑ２川不等周Ｍ鋸歯状波、Ｓ、Ｓｔ
、Ｓｚ・・・短絡パルスタリ、Ｐｐ。 Ｐ！１・・・ＰＷＭパターン、ｎｕ ｌ ｌ（、ｚ ｌ
ＦＬｖ ｒ ＲＸ ＊Ｒｗ 、 Ｒｙ ・”分周信号
、Ｐ ＋＋’ｌ Ｐ ｚ’＊ Ｐ ｖ’＊ Ｐ ｘ’＋
Ｐ ｗ’、Ｐ ｙ ′用ゲート信号パターン、Ｐｔ＋
、Ｐｚ 。 第 ４ 図 第 ５ 図 第 ６ 図 第 ７ 図 第 ９ 閉 第 １０ 図 第 ／／ 図 鳴 茅 １２ 口
、第２図ｉｌ：第１区の動作全説明するための各部動作
波形図、第３図は本発明の一実施例を示す１■す御回路
ブロック図、第４図は第３図の詳細回路図、第５図は第
：；図と第４図を１況明するだめの各部動作波形図、犯
６図ケま第５図の拡大波形図、第７図は第８図の信号状
１１甜における回路動作説明図、第８図は他の実施例の
制イ卸回路ブロック図、第９図は第８図の肝イ１１１回
路図、笥１０図Ｉ′ｉ第８図。 第９図説明のための各部動作波形図％４１１図は第１０
図の拡大波形図、第１２図Ｕ＃！１１図の信号状態にお
ける回路動作説明図、第１３図は本発明の他の実施例を
示すもので、本発明の一実施例全示しｆｃ第３図の変更
１馴ヅｊ（Ｄみを示した’ｄｆｌＪ御ブロック図、第１
４図は第゛１３図の実施例における各部動作波形図、第
１５図は第３番目の他の実施例を示すもので、本発明の
実施例を示した第３図あるいは第４図の変更個所のみを
示した１ｂ１」御ブロック図、第１６図は第１５図の実
施例１ｃおける動作の拡大波形図である。 １・・・交流市原、２・・・コンバータ、３・・・直流
リアクトル、４・・・インバータ、５・・・ＵＬ６・・
・コンバータ１：ｊ’制御回路、７・・・インバータ制
御回路、８・・・出力Ｊａコンデンサ、７１・・・クロ
ック発生回路、７２・・・ジよ準パターン発生回路、７
３・・・ＰｗＭパターン発生回路、７４・・・合成回路
、７５・・・ドライブ回路、７６・・・パターン選択信
号発生回路１．７７・・・不等周期三角波発生回路、７
８・・・短絡パルス発生回路、７９・・・分周回路、Ｉ
ｎ”・・・直流電流指令値、ｆ＊・・・インバータ周波
数指令値、ＩＤ・・・直流’＝を流値、Ｉｕ 、Ｉｖ
、Ｉｗ・”インバータ制御電流、ＩＩＩＬＩＩＶＬ、
Ｉｗｘ、・・・インバータ出力＞ｈ ｆｆｉ ％ Ｉ
ｎ”・・・インバータ出力１住流指令値、ＳＩＴ ＋
Ｓｖ 、 ｓｗ 、 Ｓｘ ＋ＳＹ、 ＳＺ・・・自己
消弧素子、１）・・・基準パターン、Ｑ・・・不等周期
三角７１ｕ、ＱＩ、Ｑ２川不等周Ｍ鋸歯状波、Ｓ、Ｓｔ
、Ｓｚ・・・短絡パルスタリ、Ｐｐ。 Ｐ！１・・・ＰＷＭパターン、ｎｕ ｌ ｌ（、ｚ ｌ
ＦＬｖ ｒ ＲＸ ＊Ｒｗ 、 Ｒｙ ・”分周信号
、Ｐ ＋＋’ｌ Ｐ ｚ’＊ Ｐ ｖ’＊ Ｐ ｘ’＋
Ｐ ｗ’、Ｐ ｙ ′用ゲート信号パターン、Ｐｔ＋
、Ｐｚ 。 第 ４ 図 第 ５ 図 第 ６ 図 第 ７ 図 第 ９ 閉 第 １０ 図 第 ／／ 図 鳴 茅 １２ 口
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 ｌ、自己消弧素子をブリッジ結線してなるブリッジ回路
を・Ｈし、パルス幅変調信号により原動されるｃｌを流
形インバータの市ＩＪ御装置ＩＴにおいて、前記ブリッ
ジ回路のうちパルス幅変調信号にまり点弧されている自
己消弧素子に直夕ＩＩ筬続され一対の関係にある他の自
己消弧素子に、出力電流のパルスｌ原分布が正弦波の波
高煩労＄に口ｆ人的に近似するよう／７１：定１＝ｌ：
ｌｉ’ｄ点弧パルスを印加するようにした電流形インバ
ータのｆ町卸装置。 ２、易σ′１−１、請求の範囲第１項において、前記他
の自己消弧索子に印加される点弧パルスのパルスパター
ンは、パルス幅変調信号と周期の一致した関数信号と前
記インバータに要求される交流出力′４を流の指令値と
を比較することにより得るようにした電流形インバータ
の制御装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58204673A JPH0732606B2 (ja) | 1983-11-02 | 1983-11-02 | 電流形インバ−タの制御装置 |
| GB08409404A GB2140987B (en) | 1983-04-15 | 1984-04-11 | Control apparatus for current type inverter |
| DE19843414102 DE3414102A1 (de) | 1983-04-15 | 1984-04-13 | Steuergeraet fuer einen stromwechselrichter |
| US06/600,902 US4581693A (en) | 1983-04-15 | 1984-04-16 | Apparatus for repeatedly applying short-circuit pulses to a current type inverter for output current control |
| SG1052/87A SG105287G (en) | 1983-04-15 | 1987-11-26 | Apparatus for repeatedly applying shortcircuit pulses to a current type inverter for output current control |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58204673A JPH0732606B2 (ja) | 1983-11-02 | 1983-11-02 | 電流形インバ−タの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6098876A true JPS6098876A (ja) | 1985-06-01 |
| JPH0732606B2 JPH0732606B2 (ja) | 1995-04-10 |
Family
ID=16494395
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58204673A Expired - Lifetime JPH0732606B2 (ja) | 1983-04-15 | 1983-11-02 | 電流形インバ−タの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0732606B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008312367A (ja) * | 2007-06-15 | 2008-12-25 | Yanmar Co Ltd | 三相電流形電力変換器のスイッチング制御構成 |
| JP2010206896A (ja) * | 2009-03-02 | 2010-09-16 | Seiko Epson Corp | Ｐｗｍ駆動回路及び電気機械装置 |
| JP2011199956A (ja) * | 2010-03-17 | 2011-10-06 | Fuji Electric Co Ltd | 電流形電力変換器の制御装置 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56148182A (en) * | 1980-04-18 | 1981-11-17 | Norio Onishi | Controlling method of pwm switching for three-phase bridge current type inverter/converter |
| JPS59191483A (ja) * | 1983-04-15 | 1984-10-30 | Hitachi Ltd | 電流形インバータの制御装置 |
| JPS59204470A (ja) * | 1983-05-04 | 1984-11-19 | Hitachi Ltd | 電流形インバ−タの制御装置 |
-
1983
- 1983-11-02 JP JP58204673A patent/JPH0732606B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56148182A (en) * | 1980-04-18 | 1981-11-17 | Norio Onishi | Controlling method of pwm switching for three-phase bridge current type inverter/converter |
| JPS59191483A (ja) * | 1983-04-15 | 1984-10-30 | Hitachi Ltd | 電流形インバータの制御装置 |
| JPS59204470A (ja) * | 1983-05-04 | 1984-11-19 | Hitachi Ltd | 電流形インバ−タの制御装置 |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008312367A (ja) * | 2007-06-15 | 2008-12-25 | Yanmar Co Ltd | 三相電流形電力変換器のスイッチング制御構成 |
| JP2010206896A (ja) * | 2009-03-02 | 2010-09-16 | Seiko Epson Corp | Ｐｗｍ駆動回路及び電気機械装置 |
| JP2011199956A (ja) * | 2010-03-17 | 2011-10-06 | Fuji Electric Co Ltd | 電流形電力変換器の制御装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0732606B2 (ja) | 1995-04-10 |
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