JPS59106874A - 負荷電流の瞬時値制御方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は負荷電流の瞬時値制御方式の改良に関するもの
である。

第１図は従来の負荷電流瞬時値制御方式の一例を示す回
路図である。同図において、１は直流電源、２はスイッ
チ素子、３はフリーホイーリングダイオード、４はリア
クトル、５は直流電動機の如き逆起電力を発生する負荷
、６は負荷電ｂｋｒ検出器、７はコンパレータ、８は電
流指令値発生器、Ｒｉは入力抵抗、ｎｆは帰還抵抗、で
ある。

第１Ａ図は第１図において、発生器８から出力される電
流指令値ｉ＊を一定値に維持した場合における負荷電流
ｉの変化状況を示したタイミングチャートである。

第１図および第１Ａ図を参照して動作を説明する。第１
図において、直流電源１の出力電圧をＶＤＯとする。今
、スイッチ素子２がオンしたとすると、直流電源１から
スイッチ索子２、リアクトル４を介して負荷５に電流ｉ
が流れ、負荷５Ｆｉ逆起電力ＩＣを発生する。

電流指令値発生器８からに、負荷電流ｉの指令値ｉ＊を
出力するものとする。検出器６によって検出された負荷
電流の瞬時値（央際値）ｉは入方抵抗几ｉを介してコン
パレータ７の非反転久方端子（ト）に印加され、他方、
指令値ｉ＊は反転入力端子（ハ）に印加される。コンパ
レータ７では、両者を比較し、第１Ａ図に見られる如く
、瞬時値ｉが指令値ＦをΔｉだけ上まわってレベルＵに
達した時点で、その出力をそれまでのロウレベルからハ
イレベルに反転させる。その結果、スイッチ素子２がオ
フとなる。すると、負荷電流ｉは、負荷５→ダイオード
３→リアクトル４→負荷５の閉回路を環流し、減衰して
ゆく。そして負荷電流の瞬時値ｉが、第１Ａ図に見られ
る如く、指令値ｉ＊をΔ１だけ下まわッテレヘルＬに達
した時点で、コンパレータ７はその出力を、それまでの
ハイレベルからロウレベルに転じる。それによりスイッ
チ素子２がオンとなり、直流電源１から再び電流が負荷
５へ向けて流れ、負荷電ｂＩＩ、ＩｔＩ″ｉ増加しでゆ
く。

このように、スイッチ素子２０オン・オフによシ、負荷
１４Ｌ流ｉは指令値ｉ＊の土Δ１の範囲内で上昇。

下降を繰り返し安定に制御される。なお、上限レベルＵ
と下限レベルＬの範囲（±Δｉ）は帰還抵抗ＩＪＬｆと
入力抵抗Ｒｉの各抵抗（ｉ＆　Ｋ関連して定まるもので
あり、このことはすでに良く知らｔｌだ所である。

さて、かかる従来の瞬時値制御方式においては次のよう
な問題点があつｉｃｏずなわち、負荷電流　　　　゛の
瞬時値ｉが上限レベルＵと下限レベルＬの間で−り昇、
下降を繰り返す周期（換言すると、スイッチ素子２がオ
ン・オフをルαり返すスイッチ周波数）が、直流電源１
の直流電圧ｖｐｏと負荷５の逆起電力Ｅとの間の関係に
従って大幅に変化することである。以下、このことを弔
１シ易く説明する。

今、リアクトル４のインダクタンスをＬとすると、スイ
ッチ素子２のオン時における負荷電流ｉの微分値（時間
的変化の割合）旧／ｄ　ｔ　［次式で与えられる。

±””　（ＶＤＯ−Ｅ）　／Ｌ　　　　・・・・・・・
・・・・・（１）ｄ【 つまり上記（１）式から明らかなように、電源電圧■Ｄ
ｏが一定であっても、逆起電力Ｅの大きさが変化すると
、′面流瞬時値ｉが、上限レベルＵを目指して上昇する
ときの勾配（■）が変化する。

同様に、スイッチ索子２がオフ時に、電流瞬時値ｉが下
限レベルＬを目指して下降するときの勾配（これｔよ、
上記（１）式において、ＶＤＯを零と置くことにより与
えられる）も、逆起電力Ｅの大きさが変化すると、やは
り変化する。このことは、とシもなおさず、逆起電力Ｅ
の大きさによりスイッチ素子２のスイッチ周波数が変化
することを意味する。

スイッチ索子２のオン・オフは他の機器に対するノイズ
を発生させる。スイッチ素子のスイッチ周波数が一定で
あれば、発生するノイズの周波数も一定となり、当該周
波数のフィルタを用意するなどして、その対策も容易で
あるが、スイッチ周波数が変化し、ノイズの周波数もそ
れに従って変化するような場合には、ノイズ対策が困難
になる。

かかる問題点を改善するために、負荷電流の瞬時値制御
方式において、負荷電流瞬時値とＩ’ｉ　’ｔｚ：ｆ、
指令値の何れか一方に、成る一定の繰り返し周波数をも
つパルス列から成るタフトノくルスを重畳してコンパレ
ータに入力するようにし、それによりスイッチ素子のス
イッチ周波数を上記タフトノ（ルスの繰り返し周波数に
引き込んで回期させるようにした制御力式を本発明者等
は先に提案（Ｉ＋！ｆ願昭５７−１８４６７７号）した
。

次にこの提案櫃要を説明する。

１１２図乃至第４図はそれぞれ！ｒ’４’、　？ｉｒ、
’ｉｉ妃ね２電圧ＶＤＯと負荷による逆起電力Ｅとの大
小Ｈ係がスイッチ周波数に及ぼす影響を示した説明図で
ある。

第２図（イ）において、直流電源電圧ＶＤａが大きく逆
起電力Ｅがその７より小さいときにｔよ、電流ｉの上昇
勾配は■に見られる如（大きく、下降勾配はＦに県ら第
１る如く小さい。従って電流ｉが、指令値ｉ＊を中心と
して上限Ｕと下１５Ｌの間で上昇。

下降を繰返す様子は第２図（ロ）に示す如くなり、スイ
ッチ周波数は小さくなる傾向にあることが理解されるで
あろう。

第３図は、第２図と同様な直間図であるが、この場合は
、第３図（イ）に見られる如く、逆起電力Ｅが直流電源
′１１Ｌ圧ＶＤＯのはＮ２となっておシ、このため電流
ｉの上昇勾配Ｒと下降勾配Ｆが同じになっている。この
ときは、第３図（ロ）に見られるように、電流ｉが上限
Ｕと下限りの間で上昇、下降を繰り返す周波数（スイッ
チ周波数）は最大となる。

第４図は、（イ）に見られる如く、逆起電力Ｅが直流電
源電圧ＶＤＯのｉよシ大きい場合で、電流ｉの上昇勾配
Ｒは小さく、下降勾配Ｆが太き（なる。

従って、電流ｉが上限Ｕと下限りの間で上昇、下降を繰
り返す様子は（ロ）に見られる如くになり、この場合も
、スイッチ周波数は第２図の場合と同じく、小さくなる
。

さて、以上により、直流電源電圧ＶＤＯが一定であって
も、逆起電力Ｅの大きさが変動すれば、それに応じてス
イッチ周波数が変化することが理解されたであろう。次
に第５図、第６図を参照［７て既提案にかかる瞬時値制
御方式の動作原理を底切するＯ 第５図（（）Ｆｉ、第２図（ロ）に示した波形をそのま
ま拡大して示した波形図、換言すれば逆起電力Ｅが直流
電？＃、電圧ＶＤＯの７以下であるときの電流ｉの変化
を示す波形図である。第５図（ロ）は、既提案の原理に
従って、第５図（イ）に示した電流ｉの波形に重畳すべ
きパルス列（タクトパルス）を示した波形図である。タ
クトパルスとしては、一定周期の正極性のパルスＰ１〜
Ｐ３と負極性のパルスＮｌ〜Ｎ３から成っていることが
判るであろう。

第５図（ハ）は、第５図（イ）に示した電流ｉの波形に
、第５図（ロ）のタクトパルスを重畳したときに、電流
ｉが反転する様子を示した波形図である。

第５図（ハ）において、電流ｉは、下降過程をたどって
いるときに、時刻ｔ１において、負極性パルスＮ１をＭ
畳されることによシ、電流レベルが下限りを突破するの
で、直ちに反転する。反転した後、電流ｉのレベルは上
昇を続け、時刻ｔ２において上限Ｕに一致するので再び
反転し下降過程に入る。

そして時刻ｔ３では、正極性パルスＰｌを重畳されるが
、このときは下降過程にあるので、正極性パルスＰ１の
重畳によシミ流しベルが上限Ｕを突破しても、反転が生
じるようなことはない。

次に、時刻ｔ４において、負極性パルスＮ２を重畳され
ると、電流ｉのレベルが下限りを突破するので電流ｉは
反転する。以下同様にして、電流ｉの波形は、あたかも
、上限Ｕにへばりついたかのよプな形で反転を繰シ返し
てゆく。この反転の縁り返し周期が負極性パルスＮ１−
Ｎ３の繰シ返し周期に同期したものであることは容易に
理解されるであろう。

第６図Ｆｉ第５図と同様な波形図であるが、第６図（イ
）は、第４図（ロ）に示した波形をそのまま拡大して示
した波形図、換言すれば逆起電力Ｅが直流型源寛圧ｖＤ
ｏの７以上であるときの電流ｉの変化を示す波形図であ
る。第６図（イ）に示す波形に第６図（ロ）に示したタ
クトパルスを重畳したときにおける電流ｉの反転状況を
第６図（ハ）を参照して直間する。

第６図（ハ）において、上昇過程にある電流ｉに、時刻
ｔ１において、正極性パルスＰ１が重畳されると、その
ことによシミ流しベルが上限Ｕを突破するので電流ｉは
直ちに反転し下降過程に入る。次に時刻ｔ２において電
流量のレベルは下限りに達するので、再び反転し上昇過
程に入る。時刻ｔ３において負極性パルスＮ１が重畳さ
れ、電流レベルは下限レベルを突破するが、電流は上昇
過程にあるので反転することはない。次に時刻ｔ３にお
いて、正極性パルスＰ２が重畳されると電流レベルは上
限Ｕを突破するので、上昇過程にあった電流ｉは直ちに
反転して下降過程に入る。以下、−」様にして電流ｉの
波形に、あたかも下限りにへばりついたかのような形で
反転を繰シ返してゆく。この反転の繰シ返し周期が正極
性パルスＰ１〜Ｐ３の繰シ返し周期に同期したものであ
ることは容易に理解されるであろう。

以上、ωル明したように、逆起電力Ｅの大きさがクトバ
ルスが有効に作用し、７以上であるときは正極性のタク
トパルスが有効に作用する。またタクトパルスの周波数
は、タクトパルスを印加しないときの成シ行きで形成さ
れるスイッチ周波数（第５図（イ）または第６図（イ）
を参照）の予想される最大値より少し太き目に設定する
のがよい。

第７図は上述の原理に基づく既提案の瞬時値制御方式を
示す回路図である。同図において、第１図に示した従来
の回路構成と異なる点は、コンパレータ７の非反転入力
端子（ｌ−）に、タクトパルス発生器９から入力抵抗用
を介してタクトパルスを入力し、検出器６によシ検出さ
れた電流瞬時値Ｉに重畳させるようにした点である。他
に相違点はない。

その回路動作は、もはや説明の必妾がないであろう。な
お、タクトパルス発生器９からのタクトパルスは、コン
パレータ７の非反転入力端子（イ）ではなく、反転入力
端子（へ）の方につまり電流指令値１＊の方に重畳させ
ても同じ結果が得られる。

さて、上述した如き既提案にがかる閥時値制御方式は、
負荷による逆起電力Ｅの大きさが、電源スイッチ周波数
がタクトパルスの周波数に引き込３図（イ）、（ロ）に
見られるように、負荷電流ｉの上昇勾配と下降勾配がは
ｙ同じときには、電流ｉけ上限Ｕと下限りのどちらか特
定の一万にへばりつくという傾向にないので、結果とし
てどちらにもへばりつかないことがあり、スイッチ周波
数がタクトパルスのそれに同期しないととがある。そし
て上限Ｕと下限りの間の幅を広く数多すぎると、電流指
令値ｉ＊が変化しても電流瞬時値ｉがそれに追随しない
という不感帯が発生し制御応答が悪くなるという問題を
生じる。

反面、上限Ｕと下限りの間の幅を小さくしすぎると、タ
クト周波数を超える不規則な周波数でスイッチ素子がオ
ン・オフすることになる。

には、既提案にかかる瞬時値制御方式でＩ：［、スイッ
チ周波数をタクトパルスのそれに引き込みにくいという
欠点があった。

本発明は、上述の如き従来技術の欠点を解決するために
なされたものであり、従って本発明の目りトパルスのそ
れに容易に引き込むことのできる負荷電流の瞬時値制御
方式を提供することにある。

本発明の構成の要点は、タクトパルスとして、一定周期
で繰シ返す鋸歯状波を少なくも含むタクト信号を用いる
ようにした点にある。

次に図を参照して本発明の動作原理を尚明する。

第８図は本発明の動作原理直明図でちる。同図（イ）は
、菌３図（ロ）と同じ波形図、換言すると、逆起電力Ｅ
Ｊ＝、（直流電源電圧Ｖｐａ）であるときの１貧流ｉの
変化を示す波形図、第８図（ロ）は本発明の原理に従っ
て用いられるタクト信号ｔａｃｔの波形図、第８図（ハ
）は、タクト信号ｔａｃｔを電流指令値ｉ＊に重畳した
場合における上限Ｕ＝　（ｉ＊−１−ｔａｃｔ＋Δｉ）
と下限Ｌ　＝　（ｉ＊−）−ｔａｃｔ−Δｌ）の波形を
示す波形図である。

第８図（ハ）において、電流ｉはｋ１点で上昇から下降
に反転し、ｋ２点で下降から上昇に反転し、以下、１（
３、ｋ４・・・・・・の各点で同様な反転を縁り返すこ
とが判るであろう。つまシミ流ｉは、下限りにへばりつ
く形で反転を繰り返しており、従ってスイッチ周波数は
タクト信号ｔａｃｔの周波数に同期することになる。

第９図は本発明の一実施例を示す回路図である。

同図に示す回路４１４成が第７図に示した既提案にかか
る方式と相違する点は、タクトパルス発生器９Ａから出
力されるタクト信号の波形が相違する点と、タクト信号
を電流指令値ｉ＊にＩＪｎ算している点であり、他に変
わる所にない。

本実施例の回路動作はもはや説明するまでもないであろ
う。

第１０図は本発明の他の実施例を示すＵ路間である。−
」図は本発明を直流機（逆起電力負荷５）の４象限運転
の如く、可逆回生可能な負荷回路に適用した実施例を示
している。

同図において２Ａ〜２Ｄはそれぞれスイッチ素子、７Ａ
、７Ｂ／ｌｉそれぞれコンパレータ、１３Ａ〜１３Ｄは
それぞれスイッチ素子駆動回路、１４は不感帯δの設定
器、１５は符号反転器、１６〜１９ｒｃｉそれぞれ加算
器、である。

４つのスィッチ素子２Ａ〜２Ｄｏ動作を簡単に説明する
。例えば負荷５を正転させたいときは、右下のスイッチ
索子２Ｄをオンして負荷５の負極を直流電源ｌの負極に
接続しておき、左上下のスイッチ索子２Ａ、２Ｂすなわ
ち左アームをスイッチングして第８図（ハ）に示す様な
スイッチング制御を行うものである。従って負荷５を逆
転させたいときは左アームの下のスイッチ２Ｂがオンし
ていて、右アーム２Ｃ，２Ｄが上下にスイッチングして
電流を制御することになる。このように正転と逆転で制
御を受持つアームが決まっている方が、左右アームが同
時にスイッチング制御するよりも判シやすいし、制御を
円滑に出来る。

ところが正転でも逆転でもない速度が零付近ではどちら
のアームがスイッチングすべきか問題である。これを媚
整するのが不感帯δの設定器１４の役割りである。不感
帯δを正に大ぎくすると、加算器１９．１７．１８を通
してコンパレータ７Ａ。

７Ｂの入力には不感帯δとしてのバイアスが与えられて
電流指令値ｉ＊と電流実際値ｉがある程度一致（近けれ
ば）していれはふたつのコンパレータ７Ａ、７Ｂは共に
作動しない。すなわちスイッチ２Ａ〜２ＤＵ左アームも
右アームも休止した状態にな）やすくなる。逆に不感帯
δを負にすると、ふたつのコンパレーク７Ａ、７Ｂは共
に作動状態となシ左右のスイッチ２八〜２Ｄは常にスイ
ッチング状態となることによシ制御上の不感帯はなくな
り制御性能は向上するが、余分なスイッチングによυ損
失、＠音等が増加してしまうことになる。このような不
感帯δに関することは当シ前とも考−えられるが、ヒス
テリシス幅Δｉの設定しかなかった瞬時値制御に対し、
タクト信号の波形に関する事項とヒステリシス幅Δｉが
相互に関係して（るようになると、それらの誤差を不感
帯δで調整、吸収することが可能になるので、この意味
で比較的重要な事項であると云える。

第１０Ａ図は第１０図における要部の変形実施例を示す
回路図である。すなわち半周期ずれたタクト信号の発生
器９Ｂを９Ａのほかに設け、タフＨｉｄ号を電気角で１
８０°ずらせて二つにして左アーム用と右アーム用とに
割当てた例である。

この様にすると上記意味あいで不感帯をなくすか少し負
にして二つのコンパレータ７Ａ、７Ｂを共に動作状態に
することにより、それぞれのアームのスイッチング周期
Ｔｕ変わらずに制御上の修正動作としては’Ｉ’／２毎
に行われるため系の応答速度は約２倍に上るという利点
が生じる。すなわち第１０図の実施例に、第１０Ａ図に
見られる如く第２のタクト信号発生器９Ｂを追加して設
けることにより、より円滑で速い制御が可能と彦る。

第１１図は本発明の更に他の実施例を示す回路図である
。すなわち、本発明を三相交流電動機のような三相負荷
の三相電流の瞬時値制御に適用した実施例である。同図
において、５八〜５０は三相逆起電力負荷、４Ａ〜４Ｃ
／ｒｉ三相リアクトル、２八〜２Ｆは三相用スイッチ素
子群、１３Ａ〜１３Ｆ’は三相用駆動回路群、７Ａ〜７
Ｃは三相用コンパレータ群、１９〜２２はそれぞれ加算
器、である。

従来の三相電流の瞬時値制御では他のアームのスイッチ
ングの影響を強く受けることと、もともとスイッチング
周波Ｖがランダムであるという理由で円滑な制御が望め
なかった。【７かしタクト信号の効果によりスイッチン
グ周波ＫＭ　ＬＬ一定、不感帯δの効果により３アーム
のうちひとつ又をゴふたつは積砂的に休止するという有
利な条件により、比較的安定でＦ行町な制御が出来るよ
うに斤った。

第１１Ａ図に第１１図における要部の変形実施例を示す
回路図である。すなわち、タフＨぽ号発生器として、１
周期ずつずれたタクト１８号を発生する発生器９Ａ、９
Ｉ３，９Ｃを設け、それぞれ各相電流に割当てている。

これにより主回路スイッチング索子の性能を変えないで
、システムの制御性能を向上することができる。すなわ
ち米質的に制御局ル」はＴ／３に短縮され応答は速くな
り制御は円滑になる。

以上説明したように、本シロ明によれば、負荷による逆
起電力Ｅと電源電圧ＶＤＯ，との関係が、Ｅキ７ＶＤＯ
の関係にある場合でも、スイッチ周波数をタクトパルス
のそれに容易に引き込んで同期化させることのできる負
荷電流瞬時値制御方式を提供できるという利点がある。

本発明は電圧積分形瞬時値制御方式などにも適用可能で
あることは云うまでもない。

【図面の簡単な説明】

嬉１図は従来の負荷電流瞬時値制御方式を示す回路図、
第１Ａ図は第１図の回路における負荷電流の変化状況の
一例を示すタイミングチャート、第２図乃至第４図はそ
れぞれ直流電源電圧ＶＤＯと負荷による逆起電力Ｅとの
大小関係がスイッチ周波数に及ぼす影響を示した直間図
、第５図および第６図はそれぞれ既提案Ｋかかる瞬時値
制御方式の動作原理睨明図、第７図は既提案の瞬時値制
御方式を示す回路図、第８図は本発明の詳細な説明図、
第９図は本発明の一実施例を示す回路図、第１０図は本
発明の他の実施例を示す回路図、第１０Ａ図は第１０図
における要部の変形実施例を示す回路図、第１１図は本
発明の更に他の実施例を示す回路図、第１１Ａ図Ｉ／′
１ａｉ１図における要符号綿明 １・・・・・・直流電源、２・・・・・・スイッチ素子
、３・・・・・・フリーホイーリングダイオード、４・
・・・・・リアクトル、訃・・・・・逆起電力負荷、６
・・・・・・電流検出器、７・・・・−・コンパレーク
、８−・・・・・電流指令値発生器、９・・・・・・タ
クトパルス発生器、１０・・・・・・積分器、１１・・
・・・・平滑コンデンサ、１２・・・・・−電圧指令値
発生器、１３・・・・・・スイッチ素子駆動回路、１４
・・・・・・不感帯δの設定器、１５・・・・・・符号
反転器、１６〜２２・・・・・・加算器 代理人　弁理士　並　木　昭　夫 代理人　弁理士　松　崎　　　清 第　１　図 第１Ａ図　　　　　　　　　　　　　　　（イ）３７０
− 第２図 ｃ′０） ム 第３図 （ｏ） ム 拵４　図 （ロ） 第７囚 ｖＸ９図 第８図 ♂＋ズ４．ｔ−Ｍ＝Ｌ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）％１．源と負荷との間に介在するスイッチング手段
   と、負荷電流の瞬時値を検出する手段と、検出された負
   荷電流瞬時値と電流指令値を比較し両者間の大小関係に
   より第１の論理レベルまたは第２の論理レベルの信号を
   出力するコンパレータと、該第１または第２の論理レベ
   ルの信号によυｉｉ＋ｔｌ記スイッチング手段をオン・
   オフ駆動する手段とから成る負荷電流の瞬時値制御方式
   において、負荷電流瞬時値と電流指令値の何れか一刀に
   、一定周期で繰り返す鋸歯状波を少なくも含むタクト信
   号を重畳してコンパレータに入力する手段を備え、それ
   により　’ｒｒｉｉ記スイッナスイツチング手段オフ周
   期を前記タクト信号の繰り返し周期に引き込んで同期さ
   せるようにしたことを特徴とする負荷電流の瞬時値制御
   方式。 ２、特許請求の範囲第１項に記載の瞬時値制御方式にお
   いて、前記負荷がｎ相負荷（但しｎは正の整数）であり
   、前記タクト信号が相互に１周期の１ずつ位相のずれた
   ｎ個のタクト信号から成つ工１ ていることを特徴とする負荷電流の瞬時値制御方式。