JP3425900B2 - スイッチングレギュレータ - Google Patents
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/125—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Transmitters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチングレギ
ュレータに関し、特に、携帯電話やノートパソコンなど
の携帯機器に適したスイッチングレギュレータに関す
る。
ュレータに関し、特に、携帯電話やノートパソコンなど
の携帯機器に適したスイッチングレギュレータに関す
る。
【０００２】
【従来の技術】携帯電話やノートパソコン，ＭＤなどの
分野では、電池を使用した携帯機器の小型・軽量化への
ニーズが高まってきている。この小型・軽量化のため
に、搭載する電池の数を減らして電源回路を構成する場
合、昇圧型スイッチングレギュレータがよく使用され
る。また、通常シリーズレギュレータを使用していた電
源回路に効率を重視して降圧型スイッチングレギュレー
タを使用する場合が多くなってきている。
分野では、電池を使用した携帯機器の小型・軽量化への
ニーズが高まってきている。この小型・軽量化のため
に、搭載する電池の数を減らして電源回路を構成する場
合、昇圧型スイッチングレギュレータがよく使用され
る。また、通常シリーズレギュレータを使用していた電
源回路に効率を重視して降圧型スイッチングレギュレー
タを使用する場合が多くなってきている。
【０００３】図６は従来例のスイッチングレギュレータ
の回路図であり、図７は図６の従来例の動作波形図を示
している。図６に示す方式はＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉ
ｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）と呼ばれる方式で、基
準電位と被比較電位とを単純に比較するのではなく、あ
る周波数で繰り返される三角波発生器１８の出力電圧
（ｈ点電位）と、基準電位と被比較電位の差電位を誤差
増幅器１９で増幅した電位（ｊ点電位）とをコンパレー
タ１２で比較してスイッチングトランジスタ（ＰｃｈＴ
ｒ１０およびＮｃｈＴｒ９）をＯＮ／ＯＦＦさせてい
る。
の回路図であり、図７は図６の従来例の動作波形図を示
している。図６に示す方式はＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉ
ｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）と呼ばれる方式で、基
準電位と被比較電位とを単純に比較するのではなく、あ
る周波数で繰り返される三角波発生器１８の出力電圧
（ｈ点電位）と、基準電位と被比較電位の差電位を誤差
増幅器１９で増幅した電位（ｊ点電位）とをコンパレー
タ１２で比較してスイッチングトランジスタ（ＰｃｈＴ
ｒ１０およびＮｃｈＴｒ９）をＯＮ／ＯＦＦさせてい
る。
【０００４】この回路は、出力用スイッチングトランジ
スタ１０，９の接続点ｋからコイル５を介して平滑コン
デンサ４に接続され、負荷３の接続された出力端子２に
出力される。その出力信号は、抵抗７，８により分割さ
れて分割点ｄの信号が基準電圧源１４の電圧（接続点
ｆ）と共に、誤差増幅器１９で増幅され、コンパレータ
１２で三角波発生器１８の出力電圧と比較される。
スタ１０，９の接続点ｋからコイル５を介して平滑コン
デンサ４に接続され、負荷３の接続された出力端子２に
出力される。その出力信号は、抵抗７，８により分割さ
れて分割点ｄの信号が基準電圧源１４の電圧（接続点
ｆ）と共に、誤差増幅器１９で増幅され、コンパレータ
１２で三角波発生器１８の出力電圧と比較される。
【０００５】すなわち、三角波発生回路１８の出力電圧
（ｈ点電位）と誤差増幅器１９の出力電圧（ｊ点電位）
とをコンパレータ１２で比較して出力点ｇの出力波形の
デューティ比を可変とする事により、細かい制御が可能
となり出力端子２にリップルの小さな電圧出力が得られ
る事になる。
（ｈ点電位）と誤差増幅器１９の出力電圧（ｊ点電位）
とをコンパレータ１２で比較して出力点ｇの出力波形の
デューティ比を可変とする事により、細かい制御が可能
となり出力端子２にリップルの小さな電圧出力が得られ
る事になる。
【０００６】また、この他の従来例として、図８の昇圧
型スイッチングレギュレータのＰＷＭ方式や図９の昇圧
型スイッチングレギュレータのＰＦＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｆ
ｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式の回路
図に示すものもある。図８では、出力スイッチングトラ
ンジスタとして１個のＮｃｈＴｒ９を用い、入力端子１
からコイル５を介してＮｃｈＴｒ９と接続点ｋで接続
し、この接続点ｋからダイオード６を介して、負荷３と
接続される出力端子２に接続している。そして三角波発
生器１８の出力電圧と誤差増幅器１９の出力電圧とがコ
ンパレータ１２で比較されてＮｃｈＴｒ９のゲートに供
給される。
型スイッチングレギュレータのＰＷＭ方式や図９の昇圧
型スイッチングレギュレータのＰＦＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｆ
ｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式の回路
図に示すものもある。図８では、出力スイッチングトラ
ンジスタとして１個のＮｃｈＴｒ９を用い、入力端子１
からコイル５を介してＮｃｈＴｒ９と接続点ｋで接続
し、この接続点ｋからダイオード６を介して、負荷３と
接続される出力端子２に接続している。そして三角波発
生器１８の出力電圧と誤差増幅器１９の出力電圧とがコ
ンパレータ１２で比較されてＮｃｈＴｒ９のゲートに供
給される。
【０００７】図９ではＰＦＭ方式による昇圧型スイッチ
ングレギュレータであるため、回路が簡単化されてい
る。この回路は、図８と同様に出力スイッチングトラン
ジスタとして１個のＮｃｈＴｒ９とコイル５との接続点
ｋからダイオード６を介して出力されるが、図８の誤差
増幅器１９を削除し、ＡＮＤ回路１１が追加され、また
三角波発生器１８の代りに発振器１３が用いられ、この
発振器１３の出力とコンパレータ１２の出力とを入力
し、その出力パルス数を制御して出力電圧を制御してい
る。
ングレギュレータであるため、回路が簡単化されてい
る。この回路は、図８と同様に出力スイッチングトラン
ジスタとして１個のＮｃｈＴｒ９とコイル５との接続点
ｋからダイオード６を介して出力されるが、図８の誤差
増幅器１９を削除し、ＡＮＤ回路１１が追加され、また
三角波発生器１８の代りに発振器１３が用いられ、この
発振器１３の出力とコンパレータ１２の出力とを入力
し、その出力パルス数を制御して出力電圧を制御してい
る。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかし、図６のＰＷＭ
方式では、三角波発生器１８や誤差増幅器１９が必要と
なり、かつｈ点電位とｇ点電位が比較範囲外となったと
きの保護回路などが必要となるため、出力電圧のつリッ
プルの少ない（約１ｍＶ）が、回路規模が大きくかつ複
雑になり、また、消費電流も大きくなるため電源回路と
しての変換効率も悪くなるという欠点があった。また、
図８の回路でも同様の問題がある。
方式では、三角波発生器１８や誤差増幅器１９が必要と
なり、かつｈ点電位とｇ点電位が比較範囲外となったと
きの保護回路などが必要となるため、出力電圧のつリッ
プルの少ない（約１ｍＶ）が、回路規模が大きくかつ複
雑になり、また、消費電流も大きくなるため電源回路と
しての変換効率も悪くなるという欠点があった。また、
図８の回路でも同様の問題がある。
【０００９】また、図９のＰＦＭ方式では、パルス数で
制御されるため、回路が簡単で比較的効率も良いが、出
力電圧の制御がＰＷＭ方式に比べて粗くなり、出力電圧
のリップルが多いという問題がある。
制御されるため、回路が簡単で比較的効率も良いが、出
力電圧の制御がＰＷＭ方式に比べて粗くなり、出力電圧
のリップルが多いという問題がある。
【００１０】本発明の目的は、ＰＷＭ方式と同等のリッ
プルでＰＦＭ方式と同等の電力変換効率を有する、変換
効率が高く且つ出力電圧のリップルの少ない高効率・高
性能なスイッチングレギュレータを提供する事にある。
プルでＰＦＭ方式と同等の電力変換効率を有する、変換
効率が高く且つ出力電圧のリップルの少ない高効率・高
性能なスイッチングレギュレータを提供する事にある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明の構成は、入力電
圧を制御信号によりスイッチングするスイッチング素子
と、このスイッチング素子の出力を平滑化して出力端子
から出力電圧として出力する平滑回路と、前記出力電圧
を帰還させた被比較電圧と基準電圧とを比較して前記制
御信号を出力するコンパレータと、前記スイッチング素
子に所定スイッチングクロックを供給する発振器とを含
むスイッチングレギュレータにおいて、前記コンパレー
タの入力端子のうちの一方の入力端子に、前記スイッチ
ングクロックに対応する信号を第１の容量を介して供給
し、この第１の容量と負荷抵抗との時定数で充放電する
リップルを与えるリップル供給回路を設け、このリップ
ル供給回路を、任意のクロック信号と基準電圧入力また
は被比較電圧入力との間に前記第１の容量を接続して、
容量カップリングにより前記リップルを与えると共に、
前記コンパレータの出力を用いて前記スイッチングクロ
ックのパルス幅を可変するようにしたことを特徴とす
る。本発明において、リップル供給回路は、所定周波数
の発振器と、この発振器の出力を第１の容量を介して出
力する回路としたり、また所定周波数の発振器と、この
発振器の出力と前記コンパレータの出力との論理積をと
る第１の回路と、この第１の回路の出力を第１の容量を
介して前記コンパレータの入力に接続する回路とするこ
とが出来る。
圧を制御信号によりスイッチングするスイッチング素子
と、このスイッチング素子の出力を平滑化して出力端子
から出力電圧として出力する平滑回路と、前記出力電圧
を帰還させた被比較電圧と基準電圧とを比較して前記制
御信号を出力するコンパレータと、前記スイッチング素
子に所定スイッチングクロックを供給する発振器とを含
むスイッチングレギュレータにおいて、前記コンパレー
タの入力端子のうちの一方の入力端子に、前記スイッチ
ングクロックに対応する信号を第１の容量を介して供給
し、この第１の容量と負荷抵抗との時定数で充放電する
リップルを与えるリップル供給回路を設け、このリップ
ル供給回路を、任意のクロック信号と基準電圧入力また
は被比較電圧入力との間に前記第１の容量を接続して、
容量カップリングにより前記リップルを与えると共に、
前記コンパレータの出力を用いて前記スイッチングクロ
ックのパルス幅を可変するようにしたことを特徴とす
る。本発明において、リップル供給回路は、所定周波数
の発振器と、この発振器の出力を第１の容量を介して出
力する回路としたり、また所定周波数の発振器と、この
発振器の出力と前記コンパレータの出力との論理積をと
る第１の回路と、この第１の回路の出力を第１の容量を
介して前記コンパレータの入力に接続する回路とするこ
とが出来る。
【００１２】
【００１３】本発明の構成によれば、容易な回路構成で
擬似的にＰＷＭ方式と同等な動作が得られ、出力電圧の
リップルが小さくてき、また、従来例のような三角波発
生回路や誤差増幅器などを使用しないので、ＰＦＭ方式
とほぼ同規模の回路構成で実現できるため、軽負荷時で
も高効率という特徴もある。
擬似的にＰＷＭ方式と同等な動作が得られ、出力電圧の
リップルが小さくてき、また、従来例のような三角波発
生回路や誤差増幅器などを使用しないので、ＰＦＭ方式
とほぼ同規模の回路構成で実現できるため、軽負荷時で
も高効率という特徴もある。
【００１４】
【発明の実施の形態】図１は本発明の第１の実施形態の
回路図、図２は図１の動作を説明する波形図を示す。本
実施形態では、ＰＦＭ方式に近い回路構成で、従来例の
三角波発生器１８や誤差増幅器１９を必要とせず、通常
の発振器１３と、コンデンサ１６，１７によるリップル
供給回路により、図６のＰＷＭ方式と同じようにパルス
幅を変えて、変換効率が高くかつ出力端子にリップルの
小さな電圧出力が得られる回路としている。
回路図、図２は図１の動作を説明する波形図を示す。本
実施形態では、ＰＦＭ方式に近い回路構成で、従来例の
三角波発生器１８や誤差増幅器１９を必要とせず、通常
の発振器１３と、コンデンサ１６，１７によるリップル
供給回路により、図６のＰＷＭ方式と同じようにパルス
幅を変えて、変換効率が高くかつ出力端子にリップルの
小さな電圧出力が得られる回路としている。
【００１５】この図１のスイッチングレギュレータは、
一方の入力端子に基準電圧源１４の基準電圧を接続点ｆ
から印加し他方の入力端子に被比較電圧を接続点ｐから
入力するコンパレータ１２と、このコンパレータ１２の
入力のどちらか一方にＣＲで充放電するリップルを与え
る回路と、コンパレータ１２の出力を用いてスイッチン
グ素子（ＰｃｈＴｒ１０およびＮｃｈＴｒ９）をＯＮ／
ＯＦＦし、このスイッチング素子９，１０に接続された
コイル５と平滑コンデンサ４を介して、負荷３と接続さ
れる出力端子２に出力している。
一方の入力端子に基準電圧源１４の基準電圧を接続点ｆ
から印加し他方の入力端子に被比較電圧を接続点ｐから
入力するコンパレータ１２と、このコンパレータ１２の
入力のどちらか一方にＣＲで充放電するリップルを与え
る回路と、コンパレータ１２の出力を用いてスイッチン
グ素子（ＰｃｈＴｒ１０およびＮｃｈＴｒ９）をＯＮ／
ＯＦＦし、このスイッチング素子９，１０に接続された
コイル５と平滑コンデンサ４を介して、負荷３と接続さ
れる出力端子２に出力している。
【００１６】入力端子１は電池など外部より与えられる
電源が接続され、入力端子１と接地ＧＮＤ間にスイッチ
ング素子としてＰチャネル型電界効果トランジスタ１０
及びＮチャネル型電界効果トランジスタ９が縦列接続さ
れ、このＰチャネル型電界効果トランジスタ１０及びＮ
チャネル型電界効果トランジスタ９のドレイン（ｋ点）
にエネルギ蓄積用のコイル５の一方の端子が接続され
る。このコイル５の他方の端子と平滑コンデンサ４と出
力端子２とが接続され、出力端子２とＧＮＤ間には負荷
３と被比較電圧作成用分割抵抗７，８が縦列接続され
る。分割抵抗の７，８の共通接続点（ｄ点）から抵抗１
５を介して接続点ｐと接続される。
電源が接続され、入力端子１と接地ＧＮＤ間にスイッチ
ング素子としてＰチャネル型電界効果トランジスタ１０
及びＮチャネル型電界効果トランジスタ９が縦列接続さ
れ、このＰチャネル型電界効果トランジスタ１０及びＮ
チャネル型電界効果トランジスタ９のドレイン（ｋ点）
にエネルギ蓄積用のコイル５の一方の端子が接続され
る。このコイル５の他方の端子と平滑コンデンサ４と出
力端子２とが接続され、出力端子２とＧＮＤ間には負荷
３と被比較電圧作成用分割抵抗７，８が縦列接続され
る。分割抵抗の７，８の共通接続点（ｄ点）から抵抗１
５を介して接続点ｐと接続される。
【００１７】この抵抗１５の接続点ｐは、コンデンサ１
６，１７の一方の端子と接続され、コンパレータ１２の
一方の入力端子に接続される。またコンデンサ１７の他
方の端子はＧＮＤに接続され、コンデンサ１６の他方の
端子は発振器１３の出力（ｍ点）に接続される。またコ
ンパレータ１２の他方の入力端子は基準電圧源１４に接
続され、コンパレータ１２の出力（ａ点）とＰチャネル
型電界効果トランジスタ１０及びＮチャネル型電界効果
トランジスタ９のゲートとが接続される。
６，１７の一方の端子と接続され、コンパレータ１２の
一方の入力端子に接続される。またコンデンサ１７の他
方の端子はＧＮＤに接続され、コンデンサ１６の他方の
端子は発振器１３の出力（ｍ点）に接続される。またコ
ンパレータ１２の他方の入力端子は基準電圧源１４に接
続され、コンパレータ１２の出力（ａ点）とＰチャネル
型電界効果トランジスタ１０及びＮチャネル型電界効果
トランジスタ９のゲートとが接続される。
【００１８】通常スイッチングレギュレータには、昇圧
型と降圧型があるが、図１は降圧型の例を示す。図１の
スイッチングレギュレータの動作は、コンパレータ１２
の入力であるｆ点の基準電位とｐ点の被比較電位（ ｄ
点電位）とを比較し、コンパレータ１２の出力を用いて
スイッチングトランジスタ（ＰｃｈＴｒ１０，ＮｃｈＴ
ｒ９）をＯＮ／ＯＦＦさせ、インダクタンス素子（エネ
ルギ蓄積用のコイル５）に加えられる入力電圧を断続制
御し、コイル５に蓄積されたエネルギを平滑用コンデン
サ４で安定した直流出力電圧として出力端子２に供給す
る。
型と降圧型があるが、図１は降圧型の例を示す。図１の
スイッチングレギュレータの動作は、コンパレータ１２
の入力であるｆ点の基準電位とｐ点の被比較電位（ ｄ
点電位）とを比較し、コンパレータ１２の出力を用いて
スイッチングトランジスタ（ＰｃｈＴｒ１０，ＮｃｈＴ
ｒ９）をＯＮ／ＯＦＦさせ、インダクタンス素子（エネ
ルギ蓄積用のコイル５）に加えられる入力電圧を断続制
御し、コイル５に蓄積されたエネルギを平滑用コンデン
サ４で安定した直流出力電圧として出力端子２に供給す
る。
【００１９】次に、図１の回路動作を、図２の動作波形
と合わせて説明する。図１のスイッチングレギュレータ
は降圧型であり、出力端子２に期待される出力電圧（＝
Ｖ１とする）は入力端子１に入力される電源電圧より低
い電圧となる。従って、出力電圧ＶＯＵＴが期待される
出力電圧Ｖ１よりも低い電圧の場合は、ａ点の電位がｌ
ｏｗレベルとなり、Ｐｃｈトランジスタ１０がＯＮとな
り、コイル５を介して出力端子２の電圧ＶＯＵＴを上昇
させ期待される出力電圧Ｖ１に近づいていく。逆に、出
力電圧ＶＯＵＴが期待される出力電圧Ｖ１よりも高い電
圧の場合は、ａ点の電位がｈｉｇｈレベルとなりＮｃｈ
トランジスタ９がＯＮしてコイル５を介して出力端子２
の電圧ＶＯＵＴを下降させ期待される出力電圧Ｖ１に近
づいていき、出力端子２の出力電圧ＶＯＵＴは期待され
る出力電圧Ｖ１に近づいていく。
と合わせて説明する。図１のスイッチングレギュレータ
は降圧型であり、出力端子２に期待される出力電圧（＝
Ｖ１とする）は入力端子１に入力される電源電圧より低
い電圧となる。従って、出力電圧ＶＯＵＴが期待される
出力電圧Ｖ１よりも低い電圧の場合は、ａ点の電位がｌ
ｏｗレベルとなり、Ｐｃｈトランジスタ１０がＯＮとな
り、コイル５を介して出力端子２の電圧ＶＯＵＴを上昇
させ期待される出力電圧Ｖ１に近づいていく。逆に、出
力電圧ＶＯＵＴが期待される出力電圧Ｖ１よりも高い電
圧の場合は、ａ点の電位がｈｉｇｈレベルとなりＮｃｈ
トランジスタ９がＯＮしてコイル５を介して出力端子２
の電圧ＶＯＵＴを下降させ期待される出力電圧Ｖ１に近
づいていき、出力端子２の出力電圧ＶＯＵＴは期待され
る出力電圧Ｖ１に近づいていく。
【００２０】次に，出力端子２の出力電圧ＶＯＵＴ Ｖ
１となったときの動作を説明する。図１の発振器１３の
出力のｍ点は任意の発振周波数（例えば１００ｋＨｚ）
で出力されているクロックである。次に、コンデンサ１
６とコンデンサ１７の容量比を十分に大きく取り（例え
ばコンデンサ１６を０．２ｐＦ、コンデンサ１７を１０
ｐＦとする）、かつこのｍ点のクロックの変化点におい
てｐ点の変動が数〜数十ｍＶとなるような容量比を選択
するとともに、抵抗１５，７，８とコンデンサ１６，１
７との時定数が発振器１３の発振周波数ｆの逆数（１／
ｆ）の０．１〜数倍程度となるような値に設定する。
１となったときの動作を説明する。図１の発振器１３の
出力のｍ点は任意の発振周波数（例えば１００ｋＨｚ）
で出力されているクロックである。次に、コンデンサ１
６とコンデンサ１７の容量比を十分に大きく取り（例え
ばコンデンサ１６を０．２ｐＦ、コンデンサ１７を１０
ｐＦとする）、かつこのｍ点のクロックの変化点におい
てｐ点の変動が数〜数十ｍＶとなるような容量比を選択
するとともに、抵抗１５，７，８とコンデンサ１６，１
７との時定数が発振器１３の発振周波数ｆの逆数（１／
ｆ）の０．１〜数倍程度となるような値に設定する。
【００２１】前述のように周波数・コンデンサおよび抵
抗値を選択することによって、数十ｍＶ程度（例えば４
０ｍＶ）の振幅と充放電カーブをもった、図２に示すｐ
点電位のような波形が得られる。この場合の振幅は、コ
ンパレータ１２が十分に反応し、出力電圧の立ち上がり
（立ち下がり）がずれないような振幅とする。
抗値を選択することによって、数十ｍＶ程度（例えば４
０ｍＶ）の振幅と充放電カーブをもった、図２に示すｐ
点電位のような波形が得られる。この場合の振幅は、コ
ンパレータ１２が十分に反応し、出力電圧の立ち上がり
（立ち下がり）がずれないような振幅とする。
【００２２】このとき出力端子２の出力電圧ＶＯＵＴは
期待される出力電圧Ｖ１に近い、すなわち、基準電圧の
ｆ点電位とｐ点電位がほぼ同電位付近で動作しているた
めに、充放電カーブをもったｐ点電位と基準電圧のｆ点
電位とがクロスしてコンパレータ１２の出力が反転す
る。図２からも分かるように、コンパレータ１２のａ点
出力は、ｐ点電位が充放電カーブをもってｆ点電位とク
ロスするためにデューティ比が変調され、図６の従来例
の三角波でデューディ比を変調するのと同じ効果が得ら
れることがわかる。
期待される出力電圧Ｖ１に近い、すなわち、基準電圧の
ｆ点電位とｐ点電位がほぼ同電位付近で動作しているた
めに、充放電カーブをもったｐ点電位と基準電圧のｆ点
電位とがクロスしてコンパレータ１２の出力が反転す
る。図２からも分かるように、コンパレータ１２のａ点
出力は、ｐ点電位が充放電カーブをもってｆ点電位とク
ロスするためにデューティ比が変調され、図６の従来例
の三角波でデューディ比を変調するのと同じ効果が得ら
れることがわかる。
【００２３】前述したように、出力端子２の出力電圧Ｖ
ＯＵＴ Ｖ１となったときの動作は、図１のに示す発振
器１３の任意の発振周波数で出力されているクロック
と、任意に設定したコンデンサ１６とコンデンサ１７お
よび抵抗１５，７，８の値によって、クロック変化時の
ｐ点の変動が数〜数十ｍＶで、かつそこから充放電カー
ブを描くような波形が得られ、充放電カーブをもったｐ
点電位と基準電圧のｆ点電位とがクロスし、この点をコ
ンパレータ１２の出力が反転しスイッチングトランジス
タ（ＰｃｈＴｒ１０およびＮｃｈＴｒ９）をＯＮ／ＯＦ
Ｆさせ、インダクタンス素子（エネルギ蓄積用のコイル
５）に加えられる入力電圧を断続制御し、コイル５に蓄
積されたエネルギを平滑用コンデンサ４で安定した直流
出力電圧として出力端子２に供給する。
ＯＵＴ Ｖ１となったときの動作は、図１のに示す発振
器１３の任意の発振周波数で出力されているクロック
と、任意に設定したコンデンサ１６とコンデンサ１７お
よび抵抗１５，７，８の値によって、クロック変化時の
ｐ点の変動が数〜数十ｍＶで、かつそこから充放電カー
ブを描くような波形が得られ、充放電カーブをもったｐ
点電位と基準電圧のｆ点電位とがクロスし、この点をコ
ンパレータ１２の出力が反転しスイッチングトランジス
タ（ＰｃｈＴｒ１０およびＮｃｈＴｒ９）をＯＮ／ＯＦ
Ｆさせ、インダクタンス素子（エネルギ蓄積用のコイル
５）に加えられる入力電圧を断続制御し、コイル５に蓄
積されたエネルギを平滑用コンデンサ４で安定した直流
出力電圧として出力端子２に供給する。
【００２４】このとき、図２からもわかるように、コン
パレータ１２のａ点出力波形は、ｐ点電位が充放電カー
ブをもってｆ点電位とクロスするためにデューティ比が
変調され、従来例の三角波でデューティ比を変調するの
と同じ効果が得られる。
パレータ１２のａ点出力波形は、ｐ点電位が充放電カー
ブをもってｆ点電位とクロスするためにデューティ比が
変調され、従来例の三角波でデューティ比を変調するの
と同じ効果が得られる。
【００２５】また、出力端子２の出力電圧ＶＯＵＴ Ｖ
１であり且つコンデンサ１６とコンデンサ１７の容量比
によってｐ点の電位の変動も十分に小さく設定してある
事により、ほとんど基本的動作には影響を与える事無
く、ＰＦＭ方式とほぼ同等の回路規模および消費電流
で、ＰＷＭ方式と同等の１ｍＶ程度の低リップル電圧の
出力電圧が得られる。
１であり且つコンデンサ１６とコンデンサ１７の容量比
によってｐ点の電位の変動も十分に小さく設定してある
事により、ほとんど基本的動作には影響を与える事無
く、ＰＦＭ方式とほぼ同等の回路規模および消費電流
で、ＰＷＭ方式と同等の１ｍＶ程度の低リップル電圧の
出力電圧が得られる。
【００２６】なお、ここで抵抗１５とコンデンサ１６，
１７を用いずに、被比較電位としてｄ点電位を直接コン
パレータ１２の一方の入力端子に接続し、コンパレータ
出力でスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦしても出力端子
に電圧出力は得られるが、ＯＮ／ＯＦＦの断続制御が粗
くなり大きなリップルとなって出力されてしまい実用的
な出力電圧は得られない。このような欠点を補うため、
従来は図に示すようなスイッチングレギュレータを用い
ていた。
１７を用いずに、被比較電位としてｄ点電位を直接コン
パレータ１２の一方の入力端子に接続し、コンパレータ
出力でスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦしても出力端子
に電圧出力は得られるが、ＯＮ／ＯＦＦの断続制御が粗
くなり大きなリップルとなって出力されてしまい実用的
な出力電圧は得られない。このような欠点を補うため、
従来は図に示すようなスイッチングレギュレータを用い
ていた。
【００２７】図３は本発明の第２の実施形態の回路図で
ある。この回路は、図１の実施形態とほぼ同等の動作を
するが、違いはコンパレータ１２の入力端子の一方に意
図的に与えるリップルを、図１では被比較電圧入力側に
あたえていたものを、ここでは基準電圧入力側に与える
ようにしたものである。すなわち、発振器１３の出力点
ｍの出力が、コンデンサ１６，１７の容量比で分割され
て、基準電圧源１４の出力点ｆからの出力を抵抗１５を
会して入力するコンパレータ１２の入力端ｅに接続さ
れ、出力信号の抵抗７，６で分割した信号と比較され
る。
ある。この回路は、図１の実施形態とほぼ同等の動作を
するが、違いはコンパレータ１２の入力端子の一方に意
図的に与えるリップルを、図１では被比較電圧入力側に
あたえていたものを、ここでは基準電圧入力側に与える
ようにしたものである。すなわち、発振器１３の出力点
ｍの出力が、コンデンサ１６，１７の容量比で分割され
て、基準電圧源１４の出力点ｆからの出力を抵抗１５を
会して入力するコンパレータ１２の入力端ｅに接続さ
れ、出力信号の抵抗７，６で分割した信号と比較され
る。
【００２８】図１，図３は降圧型のスイッチングレギュ
レータであるが、図４は本発明の第３の実施形態の昇圧
型のスイッチングレギュレータを示す回路図であり、図
５は図４の動作波形図を示す。回路としては、図９の回
路に対してＡＮＤ回路１１の出力点ａからの帰還信号を
コンデンサ１６，１７で分圧してコンパレータ１２の入
力端ｅに入力している。この回路は、図３の降圧型スイ
ッチングレギュレータと同様に、コンパレータ１２のい
ずれか一方の入力端子に意図的にＣＲで充放電するリッ
プルを与え、そのコンパレータ１２の出力を用いてスイ
ッチングクロックのパルス幅を可変としている。
レータであるが、図４は本発明の第３の実施形態の昇圧
型のスイッチングレギュレータを示す回路図であり、図
５は図４の動作波形図を示す。回路としては、図９の回
路に対してＡＮＤ回路１１の出力点ａからの帰還信号を
コンデンサ１６，１７で分圧してコンパレータ１２の入
力端ｅに入力している。この回路は、図３の降圧型スイ
ッチングレギュレータと同様に、コンパレータ１２のい
ずれか一方の入力端子に意図的にＣＲで充放電するリッ
プルを与え、そのコンパレータ１２の出力を用いてスイ
ッチングクロックのパルス幅を可変としている。
【００２９】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、コンパレ
ータの出力波形は、その帰還点の電位が充放電カーブを
もって基準電位とクロスするためにデューティ比が変調
され、従来例の三角波でデューティ比を変調するのと同
じ効果が得られ、また出力端子の出力電圧ＶOUT が期待
される出力Ｖ１であり且つコンデンサの容量比によって
帰還点の電位の変動も十分に小さく設定してある事によ
り、ほとんど基本的動作には影響を与える事無く、ＰＦ
Ｍ方式とほぼ同等の回路規模および消費電流で、ＰＷＭ
方式と同等の低リップル電圧の出力電圧が得られるとい
う効果がある。すなわち、簡単な回路構成で擬似的にＰ
ＷＭ方式と同等な動作が得られ、出力電圧のリップルが
小さいという効果があり、また、三角波発生回路や誤差
増幅器などを使用しないＰＦＭ方式とほぼ同規模の回路
構成で実現できるため、軽負荷時でも高効率であるとい
う効果がある。
ータの出力波形は、その帰還点の電位が充放電カーブを
もって基準電位とクロスするためにデューティ比が変調
され、従来例の三角波でデューティ比を変調するのと同
じ効果が得られ、また出力端子の出力電圧ＶOUT が期待
される出力Ｖ１であり且つコンデンサの容量比によって
帰還点の電位の変動も十分に小さく設定してある事によ
り、ほとんど基本的動作には影響を与える事無く、ＰＦ
Ｍ方式とほぼ同等の回路規模および消費電流で、ＰＷＭ
方式と同等の低リップル電圧の出力電圧が得られるとい
う効果がある。すなわち、簡単な回路構成で擬似的にＰ
ＷＭ方式と同等な動作が得られ、出力電圧のリップルが
小さいという効果があり、また、三角波発生回路や誤差
増幅器などを使用しないＰＦＭ方式とほぼ同規模の回路
構成で実現できるため、軽負荷時でも高効率であるとい
う効果がある。
【図１】本発明の第１の実施形態の回路図である。
【図２】図１の動作を説明するの動作波形図である。
【図３】本発明の第２の実施形態の回路図である。
【図４】本発明の第３の実施形態の回路図である。
【図５】図４の動作を説明するの動作波形図である。
【図６】従来例の第１のスイッチングレギュレータの回
路図である。
路図である。
【図７】図６の動作を説明するの動作波形図である。
【図８】従来例の第２のスイッチングレギュレータの回
路図である。
路図である。
【図９】従来例の第３のスイッチングレギュレータの回
路図である。
路図である。
１ 入力端子
２ 出力端子
３ 負荷
４ 平滑コンデンサ
５ コイル
６ ダイオード
７、８，１５ 抵抗
９ Ｎｃｈトランジスタ
１０ Ｐｃｈトランジスタ
１１ ＡＮＤ回路
１２ コンパレータ
１３ 発振器
１４ 基準電圧源
１６、１７ コンデンサ
１８ 三角波発生回路
１９ 誤差増幅器
Claims (3)
- 【請求項１】 入力電圧を制御信号によりスイッチング
するスイッチング素子と、このスイッチング素子の出力
を平滑化して出力端子から出力電圧として出力する平滑
回路と、前記出力電圧を帰還させた被比較電圧と基準電
圧とを比較して前記制御信号を出力するコンパレータ
と、前記スイッチング素子に所定スイッチングクロック
を供給する発振器とを含むスイッチングレギュレータに
おいて、前記コンパレータの入力端子のうちの一方の入
力端子に、前記スイッチングクロックに対応する信号を
第１の容量を介して供給し、この第１の容量と負荷抵抗
との時定数で充放電するリップルを与えるリップル供給
回路を設け、このリップル供給回路を、任意のクロック
信号と基準電圧入力または被比較電圧入力との間に前記
第１の容量を接続して、容量カップリングにより前記リ
ップルを与えると共に、前記コンパレータの出力を用い
て前記スイッチングクロックのパルス幅を可変するよう
にしたことを特徴とするスイッチングレギュレータ。 - 【請求項２】 前記リップル供給回路は、所定周波数の
発振器と、この発振器の出力と前記コンパレータの出力
との論理積をとる第１の回路と、この第１の回路の出力
を第１の容量を介して前記コンパレータの入力に接続す
る回路とからなる請求項１記載のスイッチングレギュレ
ータ。 - 【請求項３】 前記リップル供給回路のリップルの振幅
は、主に前記第１の容量と基準電圧入力または被比較電
圧入力と電源または接地間に接続される第２の容量との
容量比で決定される請求項１記載のスイッチングレギュ
レータ。
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