JP4352937B2

JP4352937B2 - 電源回路、電気光学装置および電子機器

Info

Publication number: JP4352937B2
Application number: JP2004059301A
Authority: JP
Inventors: 総志木村; 聡矢田部; 憲一田尻
Original assignee: Seiko Epson Corp
Current assignee: Seiko Epson Corp
Priority date: 2004-03-03
Filing date: 2004-03-03
Publication date: 2009-10-28
Anticipated expiration: 2024-03-03
Also published as: KR100630799B1; CN100444219C; KR20060043317A; US7408543B2; CN1664887A; JP2005253181A; US20050195542A1

Description

本発明は、負荷に対し、低リップルの電圧を供給する技術に関する。

携帯可能な電子機器には、薄型化や軽量化などが要求されるので、電子機器に搭載され
る表示装置には、この要求に適した液晶素子や有機ＥＬ素子などの電気光学素子が用いら
れる。電気光学素子を駆動するために必要な電圧は、電子機器のロジックを動作させるた
めの電圧３〜５Ｖと比較して高いので、電子機器には、電池などの単一の直流電圧を昇圧
する電源回路が必要となる。
この種の電源回路には、様々なタイプがあるが、小型・簡素・低消費電力等が要求され
る携帯型電子機器にあっては、オンオフ（スイッチング）による発生電圧を出力段に設け
られたコンデンサ（保持素子）で保持するとともに、平滑化して負荷に供給する、という
構成が一般的である（例えば、特許文献１、２参照）。
特開２０００−２７８９３８号公報特開２００１−１１７６４９号公報

このように電源回路の出力段にはコンデンサが設けられるものの、コンデンサの両端電
圧は、スイッチングに伴って高くなる一方、負荷による電力消費に伴って徐々に減衰する
ので、多少なりともリップルを伴う。このリップルは、電気光学素子に印加される電圧実
効値を変動させ、表示品位に影響を与えるので、できるだけ小さくしたい、という事情が
ある。
本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、低リ
ップルの電圧を供給することが可能な電圧供給回路、電圧供給方法、電源回路、電気光学
装置および電子機器を提供することにある。

上記目的を達成するために、本発明に係る電圧供給回路は、一端および他端間で保持し
た電圧を負荷に供給する第１の保持素子と、一端が、前記第１の保持素子の一端に電気的
に接続された第２の保持素子と、前記第１または第２の保持素子による保持電圧に応じて
、前記第２の保持素子の他端における電位を、前記第１の保持素子の一端における電位方
向にシフトさせる電位調整回路とを具備することを特徴とする。この電圧供給回路によれ
ば、第１または第２の保持素子の両端による保持電圧に応じて、当該第２の保持素子の他
端が、第１の保持素子の一端における電位に近づく。このため、第２の保持素子から第１
の保持素子へと電荷が移動するので、第１の保持素子による保持電圧が一定に保たれて、
出力電圧の低リップル化が実現する。
本発明に係る電圧生成回路において、前記電位調整回路は、前記第１の保持素子による
保持電圧が予め定められた目標電圧に一致するように、前記第２の保持素子の他端におけ
る電位をシフトさせる構成が好ましい。この構成によれば、前記第１の保持素子による保
持電圧が目標電圧に一致するように、当該第２の保持素子の他端における電位がフィード
バック制御される。
この構成として、前記電位調整回路は、前記第１の保持素子による保持電圧に応じた電
圧と、前記目標電圧に対応するリファレンス電圧とを入力するオペアンプと、ソースおよ
びドレインが、所定の電位線と前記第１の保持素子との間に電気的に介挿されたトランジ
スタとを含む構成が好ましい。この構成によれば、前記第１の保持素子による保持電圧が
目標電圧に一致するようにトランジスタの抵抗が制御され、さらに、トランジスタに流れ
る電流（負荷に流れる電流）に応じて、第２の保持素子の他端における電位がシフトする
ので、結局のところ、第１の保持素子による保持電圧が目標電圧に一致するように、トラ
ンジスタの抵抗がフィードバック制御される。

また、上記目的を達成するために、本発明に係る電圧供給方法は、第１の保持素子の一
端および他端間で保持された電圧を負荷に供給する電圧供給方法であって、前記第１の保
持素子による保持電圧、または、一端が前記第１の保持素子の一端に電気的に接続された
第２の保持素子による保持電圧に応じて、前記第２の保持素子の他端における電位を、前
記第１の保持素子の一端における電位方向にシフトさせることを特徴とする。この電圧供
給方法によれば、第１または第２の保持素子の両端による保持電圧に応じて、当該第２の
保持素子の他端が、第１の保持素子の一端における電位に近づくので、第２の保持素子か
ら第１の保持素子へと電荷が移動する結果、第１の保持素子による保持電圧が一定に保た
れて、出力電圧の低リップル化が実現する。

ここで、上記第２の保持素子に他端における電位をシフトさせるにも、限界がある。そ
こで、本発明に係る電源回路は、一端および他端間で保持した電圧を負荷に供給する第１
の保持素子と、一端が、前記第１の保持素子の一端に電気的に接続された第２の保持素子
と、前記第２の保持素子の他端における電位が予め定められた閾値に達したか否かを判定
する閾値判定器と、第１のモードであって、前記閾値判定器によって前記閾値に達したと
判別されたとき、少なくとも１回オンオフするスイッチと、前記第１のモードでは、前記
第２の保持素子の他端を所定の電位とさせて、前記スイッチのオンオフにより発生した電
圧を前記第２の保持素子に保持させる一方、前記第１のモードと異なる第２のモードでは
、前記第１または第２の保持素子による保持電圧に応じて、前記第２の保持素子の他端に
おける電位を、前記第１の保持素子の一端における電位方向にシフトさせる電位調整回路
とを具備することを特徴とする。この電源回路によれば、第２の保持素子の他端における
電位が閾値に達すると、スイッチのオンオフにより発生した電圧が第２の保持素子に保持
されるので、再び、第１の保持素子による保持電圧を一定化することができる。なお、こ
こでいうスイッチとは、トランジスタのようなスイッチング素子や、インバータなどを含
む。
本発明に係る電源回路において、前記電位調整回路は、前記第１の保持素子による保持
電圧に応じた電圧と、前記目標電圧に対応するリファレンス電圧とを入力するオペアンプ
と、所定の電圧間において直列接続された第１および第２のトランジスタとを含み、前記
第１の保持素子の他端は、前記第１および第２のトランジスタのドレインに電気的に共通
接続され、前記第１のトランジスタのゲートには、前記オペアンプの出力信号が供給され
、前記第２のトランジスタは、前記第１のモードにおいてオンし、前記第２のモードにお
いてオフする構成が好ましい。
また、本発明に係る電源回路は、前記スイッチがオンすると、電力を蓄積する一方、前
記スイッチがオフすると、蓄積された電力を放出するインダクタを含み、前記保持素子が
、前記インダクタから電力が放出されたときの電圧を保持する構成としても良い。

また、本発明に係る電気光学装置は、上記電源回路のいずれかと、複数の走査線と複数
のデータ線との交差に対応して設けられた画素と、前記走査線を順番に選択して、選択し
た走査線に、前記第１の保持素子に保持された電圧を選択電圧として印加する走査線駆動
回路と、選択電圧が印加された走査線に対応する画素にデータ信号を、データ線を介して
供給するデータ線駆動回路とを有することを特徴とする。この電気光学装置によれば、電
源回路における第１の保持素子に保持された低リップルの電圧が、走査線への選択電圧と
して用いられるので、表示品位の低下を抑えることができる。
ところで、上記電源回路では、スイッチがオンオフすると、その発生電圧が第２の保持
素子に保持されるので、電位シフトが機能しない（第１のモード）。このため、電気光学
装置において、前記第１の保持素子に保持された電圧を選択電圧として印加する期間、前
記電源回路が前記第２のモードに固定して、第１のモードに移行することを禁止する構成
が好ましい。
また、本発明に係る電子機器は、上記電気光学装置を有するので、リップルによる表示
品位の低下を抑えることができる。

以下、本発明を実施するための最良の形態について図面を参照して説明する。

＜第１実施形態＞
まず、本発明の第１実施形態に係る電源回路について説明する。図１は、この電源回路
の構成を示す図である。この電源回路４０は、二次電池などによる電圧（Ｖin−Ｇｎｄ）
を昇圧して、電圧Ｖ_Ｈを生成するスイッチング・レギュレータである。
図１において、コンデンサ（第１の保持素子）４０２は、その一端が端子Ｏｕｔに接続
される一方、他端が電位Ｇｎｄに接地されて、両端子間で保持された電圧Ｖ_Ｈを負荷に供
給する。コンデンサ（第２の保持素子）４０４の一端は、順方向に接続されたダイオード
４０６を介してコンデンサ４０２の一端（端子Ｏｕｔ）に接続されている。
なお、本実施形態では、特に断りのない限り、電圧については接地電位Ｇｎｄを基準と
して説明する。また、説明の便宜上、コンデンサ４０４の一端における電圧をＨ_ＣＢＫと
表記し、他端における電圧をＨ_ＤＢＫと表記する。

抵抗値がＲ１である抵抗４１２および抵抗値がＲ２である抵抗４１４は、コンデンサ４
０２の一端（端子Ｏｕｔ）と接地電位Ｇｎｄとの間において直列接続されて、両者の接続
点がオペアンプ４２０の正入力端に接続されている。オペアンプの正入力端に供給される
電圧は、出力電圧Ｖ_Ｈを抵抗４１２、４１４によって分圧した電圧となるので、この分圧
電圧をｋ・Ｖ_Ｈ（０＜ｋ＜１）と表記する。また、オペアンプ４２０の負入力端には、リ
ファレンス電圧Ｖrefが供給されている。ここで、本実施形態において、出力電圧Ｖ_Ｈを
目標電圧Ｖ_Ａとする場合、リファレンス電圧Ｖrefは、Ｖ_Ａ・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）とな
るように設定される。
オペアンプ４２０の出力は、Ｐチャネル型トランジスタ（第１のトランジスタ）４２２
のゲートに接続されている。トランジスタ４２２のソースは、電圧Ｖinの給電線に接続さ
れる一方、トランジスタ４２２のドレインは、コンデンサ４０４の他端と、コンパレータ
（閾値判定器）４２６の正入力端と、Ｎチャネル型トランジスタ（第２のトランジスタ）
４３４のドレインとに、それぞれ接続されている。

一方、基準電圧源４２４の正極端子は、電圧Ｖinの給電線に接続され、その負極端子は
、コンパレータ４２６の負入力端に接続されている。ここで、基準電圧源４２４の出力電
圧をＶ_ｄｅｆとすると、コンパレータ４２６の出力信号は、正入力端に印加されたトラン
ジスタ４２２のドレイン電圧（すなわち、電圧Ｈ_ＤＢＫ）が負入力端に印加された電圧（
Ｖin−Ｖ_ｄｅｆ）に達すると、Ｈレベルに変化する。
制御回路４３０は、後述する信号ＣeがＨレベルとなっている期間において、コンパレ
ータ４２６の出力信号がＨレベルになったとき、正パルスの幅が期間Ｔw1であるパルス信
号Ｔon、および、正パルス幅が期間Ｔw2のパルス信号Ｃpを出力する。ここで、期間Ｔw1
、Ｔw2は、Ｔw1＜Ｔw2となる関係にある。なお、制御回路４３０は、信号ＣeがＬレベル
となっている期間では、コンパレータ４２６の出力信号にかかわらず、信号Ｔon、Ｃpを
Ｌレベルに固定して、正パルスの出力を禁止する。

制御回路４３０から出力される信号のうち、信号Ｔonは、Ｎチャネル型のトランジスタ
（スイッチ）４３２のゲートに供給される。トランジスタ４３２のソースは電位Ｇｎｄに
接地され、そのドレインはインダクタ４３５の他端と、順方向に接続されたダイオード４
３６を介してコンデンサ４０４の一端とに、それぞれ接続されている。なお、インダクタ
４３５の一端は、電圧Ｖinの給電線に接続されている。また、インダクタ４３５の他端に
おける電圧をＬ_Ｘと表記する。
一方、信号Ｃpは、トランジスタ４３４のゲートとオペアンプ４２０とに、それぞれ供
給される。トランジスタ４３４のソースは電位Ｇｎｄに接地されている。また、信号Ｃp
がＨレベルである場合には、オペアンプ４２０は出力信号を強制的にＨレベルとして、ト
ランジスタ４２２をオフとさせる。

＜第１実施形態の動作＞
次に、電源回路４０の動作について図２を参照して説明する。図２は、電源回路４０の
各部における電圧波形を示す図である。
なお、制御回路４３０は電圧（Ｖin−Ｇｎｄ）を電源とするので、信号Ｔon、Ｃpの振
幅レベルは、Ｈレベル側がほぼＶinとなり、Ｌレベル側がほぼＧｎｄとなる。このため、
図２において、信号Ｔon、Ｃpの振幅縮尺は、他の波形の振幅縮尺と比較して相違してい
る点に留意されたい。

＜電圧一定モードの動作＞
まず便宜上、信号ＣpがＬレベルとなる電圧一定モード（第２のモード）の動作につい
て説明する。信号ＣpがＬレベルであると、トランジスタ４３４がオフする一方、信号Ｔo
nがＨレベルにならないので、トランジスタ４３２がスイッチング（オンオフ）しない。
このため、図１の回路は、図３に示される簡易回路と等価となる。

図３において、トランジスタ４２２のオン抵抗は、オペアンプ４２０の出力電圧によっ
て定められ、トランジスタ４２２のオン抵抗が定められると、コンデンサ４０４の他端に
おける電圧Ｈ_ＤＢＫが決定される。この電圧Ｈ_ＤＢＫに、コンデンサの保持電圧を加算し
た値（すなわち、電圧Ｖ_Ｈ）の分圧電圧ｋ・Ｖ_Ｈが、オペアンプ４２０に帰還されている
。ここで、分圧電圧ｋ・Ｖ_Ｈがリファレンス電圧Ｖrefよりも低くなると、オペアンプ４
２０の出力電圧も低くなるが、当該出力電圧が低くなると、トランジスタ４２２のソース
／ドレイン間の抵抗値が、電圧Ｖinの給電線からトランジスタ４２２および負荷を介して
流れる電流値に応じて低下し、コンデンサ４０４の他端における電圧Ｈ_ＤＢＫは逆に上昇
する。電圧Ｈ_ＤＢＫが上昇することによって、電圧Ｈ_ＤＢＫに、コンデンサ４０４による
保持電圧を加算した電圧（すなわち、コンデンサ４０４の一端における電圧Ｈ_ＣＢＫ）が
、コンデンサ４０２による保持電圧Ｖ_Ｈ（厳密にいえば、この保持電圧Ｖ_Ｈにダイオード
４０６の電圧降下分を加算した電圧）以上になると、コンデンサ４０４からコンデンサ４
０２に電荷が移動して、電圧Ｖ_Ｈが上昇することになる。

すなわち、オペアンプ４２０およびトランジスタ４２２は、負荷の消費によって電圧Ｖ
_Ｈが低下しても、互いに仮想短絡の関係にある分圧電圧ｋ・Ｖ_Ｈとリファレンス電圧Ｖre
fとが一致するように、電圧Ｖ_Ｈを上昇させる方向に制御する。分圧電圧ｋ・Ｖ_Ｈは、Ｖ
_Ｈ・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）であり、リファレンス電圧Ｖrefも、上述したように、Ｖ_Ａ・
Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）であるので、結局、オペアンプ４２０およびトランジスタ４２２は
、電圧Ｖ_Ｈが目標電圧Ｖ_Ａに一致するように、コンデンサ４０４の他端における電圧（電
位）Ｈ_ＤＢＫを負帰還制御することになる。
このように、オペアンプ４２０およびトランジスタ４２２の両者によって、電位調整回
路の一部を構成することになる。

次に、コンデンサ４０４からコンデンサ４０２に電荷が移動することによる電圧Ｖ_Ｈの
一定化について説明を補足する。図４（ａ）から図４（ｄ）までの各々は、それぞれコン
デンサ４０２、４０４における電荷の移動を説明するための図である。なお、これらの図
において、コンデンサ４０２、４０４の各容量をＣ１、Ｃ２とする。
まず、図４（ａ）に示されるように、コンデンサ４０２の両端電圧Ｖ_Ｈが目標電圧Ｖ_Ａ
に一致している場合、コンデンサ４０４の他端における電圧Ｈ_ＤＢＫがＨ１であったとす
ると、コンデンサ４０２、４０４の蓄積された総電荷は、Ｃ１・Ｖ_Ａ＋Ｃ２（Ｖ_Ａ−Ｈ１
）で示される。
続いて、図４（ｂ）に示されるように、負荷の消費によって、コンデンサ４０２の両端
電圧Ｖ_ＨがΔＶ１だけ減少したとする。コンデンサ４０４の一端は、端子Ｏｕｔにダイオ
ード４０６を介し電気的に接続されているので、コンデンサ４０４の一端における電圧も
ΔＶ１だけ減少する。消費された電荷は（Ｃ１＋Ｃ２）ΔＶ１であるので、この時点で、
コンデンサ４０２、４０４の残存電荷は、Ｃ１（Ｖ_Ａ−ΔＶ１）＋Ｃ２（Ｖ_Ａ−Ｈ１−Δ
Ｖ１）となる。

本実施形態では、電圧Ｖ_Ｈが低下すると、オペアンプ４２０およびトランジスタ４２２
による負帰還制御によって、コンデンサ４０４の他端における電圧Ｈ_ＤＢＫが、図４（ｃ
）に示されるようにΔＶ２だけ持ち上がったとする。
この持ち上がりによって、電荷は、コンデンサ４０４からコンデンサ４０２に移動する
ので、図４（ｄ）に示されるように、コンデンサ４０２の両端電圧Ｖ_Ｈは、再び目標電圧
Ｖ_Ａとなる。
このとき、コンデンサ４０２、４０４の残存電荷は、Ｃ１・Ｖ_Ａ＋Ｃ２（Ｖ_Ａ−Ｈ１−
ΔＶ２）であり、これは、図４（ｂ）の残存電荷と等しいので、両者の残存電荷を等号で
結んで、ΔＶ２について解くと、
ΔＶ２＝ΔＶ１・（Ｃ１＋Ｃ２）／Ｃ２……(1)
となる。
したがって、本実施形態では、端子Ｏｕｔの電圧がΔＶ１だけ減少したとき、コンデン
サ４０４の他端を、その減少分ΔＶ１に対して（Ｃ１＋Ｃ２）／Ｃ２だけ持ち上げるよう
に、トランジスタ４２２のオン抵抗がオペアンプ４２０によって制御される。

実際には、オペアンプ４２０は、トランジスタ４２２のオン抵抗を連続的に制御するの
で、端子Ｏｕｔの電圧Ｖ_Ｈは、図４（ｂ）、図４（ｃ）のように段階的にはならず、上述
したように目標電圧Ｖ_Ａに連続的に一定化されることになる。
なお、上記(1)式から判るように、コンデンサ４０２の容量Ｃ１が、コンデンサ４０４
の容量Ｃ２に対し大きいと、負荷による電荷の消費量に対してコンデンサ４０４の持ち上
げ量が多くなる。一方、コンデンサ４０２の容量Ｃ１が絶対的に小さいと、後述するＳＷ
モードにおいて電圧Ｖ_Ｈの減衰が激しくなる。コンデンサ４０２、４０４の容量比、およ
び、コンデンサ４０２の容量については、このような事情を考慮して決定されることにな
る。
また、電荷がコンデンサ４０４からコンデンサ４０２に移動するためには、実際には、
コンデンサ４０４の他端における電圧Ｈ_ＣＢＫが、電圧Ｖ_Ｈにダイオード４０６で発生す
る電圧降下Ｖfを加算した電圧（Ｖ_Ｈ＋Ｖf）以上になることが必要であるが、図４の説明
では、これを無視している。

＜ＳＷモードの動作＞
このように電圧一定モードでは、コンデンサ４０４の他端における電圧Ｈ_ＤＢＫを持ち
上げて、電圧Ｖ_Ｈが目標電圧Ｖ_Ａで一定化するように制御されるが、この制御の前提は、
電圧Ｈ_ＤＢＫが電圧Ｖinに達していないことである。その理由は、電源回路４０の入力電
圧がＶinであるので、これ以上の電圧で持ち上げることができないからである。また、実
際には、ダイオード４０６において順方向に発生する電圧降下Ｖfを考慮する必要がある
。
そこで、本実施形態では、ダイオード４０６の電圧降下Ｖfを基準電圧源４２４による
電圧Ｖ_ｄｅｆで模擬するとともに、コンデンサ４０４の他端における電圧Ｈ_ＤＢＫが、入
力電圧Ｖinからダイオード４０６の電圧降下Ｖfに相当する電圧Ｖ_ｄｅｆを差し引いた電
圧（Ｖin−Ｖ_ｄｅｆ）に達したとき、ＳＷモード（第１のモード）に移行して、電圧Ｈ_Ｄ
_ＢＫを引き下げるとともに、コンデンサ４０４に電荷を再蓄積させる動作を実行する。

コンデンサ４０４の他端における電圧Ｈ_ＤＢＫが電圧（Ｖin−Ｖ_ｄｅｆ）に達すると、
コンパレータ４２６の出力信号がＨレベルになるので、制御回路４３０は、信号ＣeがＨ
レベルであることを条件に、信号Ｔonを期間Ｔw1だけＨレベルにするとともに、信号Ｃp
を期間Ｔw2だけＨレベルにする。信号ＣpがＨレベルであると、トランジスタ４３４がオ
ンする一方、オペアンプ４２０の出力信号が強制的にＨレベルとされるので、トランジス
タ４２２がオフする。このため、コンデンサ４０４の他端は電位Ｇｎｄに接地されるので
、その他端の電圧Ｈ_ＤＢＫは、電圧（Ｖin−Ｖ_ｄｅｆ）だけ下降する一方、コンデンサ４
０４の一端における電圧Ｈ_ＣＢＫも、一定に保たれていた目標電圧Ｖ_Ａから電圧（Ｖin−
Ｖ_ｄｅｆ）だけ下降する。

一方、信号ＴonがＨレベルである期間では、トランジスタ４３２がオンするので、イン
ダクタ４３５にはオン電流ｉonが電圧Ｖinの給電線から接地方向に流れて、エネルギーが
蓄積される。
この後、信号ＴonがＬレベルになると、トランジスタ４３２がオフして、オフ電流ｉof
fが流れる。このときに流れるオフ電流ｉoffは、トランジスタ４３２のオン期間に蓄積さ
れたエネルギーがダイオード４３６の順方向を介してコンデンサ４０４の一端側に流れ、
かつ、電圧Ｖinを基準に直列に加算した形となる。このため、インダクタ４３５の他端に
おける電圧Ｌ_Ｘは、図２に示されるように、一時的に高電圧となった後、電圧Ｖinに収束
する。この電圧Ｌ_Ｘのうち、コンデンサ４０４の一端における電圧Ｈ_ＣＢＫを超える成分
がコンデンサ４０４に蓄積されるので、電圧Ｈ_ＣＢＫは上昇することになる。
なお、電圧Ｌ_Ｘが電圧Ｈ_ＣＢＫを下回ると、ダイオード４３６が逆バイアスとなるので
、コンデンサ４０４の一端における電圧Ｈ_ＣＢＫが電圧Ｖin側には逆流しない。
また、信号ＣpがＨレベルであるＳＷモードでは、電圧Ｈ_ＤＢＫの持ち上げによる電圧
Ｖ_Ｈの一定化が機能しないので、電圧Ｖ_Ｈは、負荷の消費によって徐々に減衰する。

コンデンサ４０４の他端における電圧Ｈ_ＤＢＫが電圧（Ｖin−Ｖ_ｄｅｆ）に達してから
、期間Ｔw2だけ経過すると、信号Ｃpが再びＬレベルになって電圧一定モードに移行する
。そして、電圧一定モードにおいては、電荷が蓄積されたコンデンサ４０４に対し、その
他端における電圧Ｈ_ＤＢＫを持ち上げることによって、電圧Ｖ_Ｈが目標電圧Ｖ_Ａで一定化
する制御が再び実行されることになる。
なお、負荷が大きいと、電圧Ｈ_ＤＢＫの持ち上げ速度が高まるので、図２に示されるよ
うに、電圧一定モードとなる期間は低負荷時と比較して短くなるが、この電圧一定モード
において電圧Ｖ_Ｈが目標電圧Ｖ_Ａで一定化される点に変わりはない。

この電源回路４０によれば、電圧一定モードにおいて、コンデンサ４０４からコンデン
サ４０２への電荷移動によって、出力電圧Ｖ_Ｈが目標電圧Ｖ_Ａとなるように一定化される
一方、ＳＷモードにおいて、出力電圧Ｖ_Ｈにスイッチング動作による影響が現れず、一定
に保たれていた目標電圧Ｖ_Ａから若干減衰するのみなので、出力電圧Ｖ_Ｈを極めて低リッ
プル化することが可能となるだけでなく、スイッチング等の設定に制約を受けないという
利点もある。
この利点について詳述すると、従来の電源回路においてスイッチングをすると、インダ
クタに蓄積されたエネルギー量に応じて電圧が上昇する。低リップル化の観点からみれば
スイッチング一回当たりのエネルギー量を減らしたいが、このエネルギー量が少ないと、
必要な昇圧電圧を得る為のスイッチング回数が増加する。これは消費電力の面からは不利
である。このため、スイッチングや、その回数設定等に制約を受ける。これに対し、本実
施形態に係る電源回路４０では、スイッチング時における電圧変動は、コンデンサ４０４
のみに及び、負荷に電圧を供給するコンデンサ４０２には及ばないので、上記のような制
約を受けにくいのである。

なお、第１実施形態では、トランジスタ４２２のソース（および基準電圧源４２４の正
極端子）に接続された給電線の電圧と、インダクタ４３５の一端に接続された給電線の電
圧とを、電圧Ｖinで兼用したが、異なる電圧としても良い。
また、第１実施形態では、出力電圧Ｖ_Ｈ（コンデンサ４０２による保持電圧）が目標電
圧Ｖ_Ａで一定となるように、コンデンサ４０４の他端における電圧Ｈ_ＤＢＫを負帰還制御
したが、コンデンサ４０４の保持電圧（Ｈ_ＣＢＫ−Ｈ_ＤＢＫ）と電圧Ｈ_ＤＢＫの持ち上げ
量とは互いに比例関係にあるので、コンデンサ４０４の保持電圧（Ｈ_ＣＢＫ−Ｈ_ＤＢＫ）
に応じて、電圧Ｈ_ＤＢＫの持ち上げ量をフィードフォワード制御する構成としても良い。

さらに、第１実施形態では、コンデンサ４０２、４０４を用いて、出力電圧Ｖ_Ｈを一定
化する構成としたが、コンデンサ４０２、４０４は、保持素子の例示に過ぎない。このた
め、コンデンサ４０２、４０４の各々を、同等の電圧保持機能を有する素子、例えば、充
電可能な電池にそれぞれ置き換えても良い。このようにコンデンサ４０２、４０４を、同
等の電圧保持機能を有する素子にそれぞれ置き換えた構成において、当該素子の電圧保持
性能が高ければ、ＳＷモードに移行する必要性が乏しい場合がある。このような場合には
、ＳＷモードに移行することなく、電圧一定モードにおける出力電圧の一定化制御だけを
実行する構成としても良い。

また、電源回路４０は、負荷に対し、正極性の電圧Ｖ_Ｈを供給する構成としたが、負極
性の電圧を供給する構成としても良い。負極性の電圧を供給する場合、コンデンサ４０２
の一端における負極性の出力電圧が一定となるように、コンデンサ４０４の他端を引き下
げる制御となる。なお、負極性の電圧を供給する場合であっても、コンデンサ４０４の他
端を、コンデンサ４０２の一端における電位方向にシフトさせる点においては、正極性電
圧を負荷に供給する場合と変わりはない。

＜第２実施形態＞
次に、本発明の第２実施形態に係る電気光学装置について説明する。この電気光学装置
では、上述した電源回路４０を含む電源回路３０の供給電圧によって電気光学パネルが駆
動される構成となっている。

図５は、この電気光学装置１０の全体構成を示すブロック図である。
この図に示されるように、電気光学装置１０は、上位回路２０、電源回路３０および電
気光学パネル１００を有する。
このうち、上位回路２０は、表示すべき内容に応じたデータや、各種の制御信号等を、
電源回路３０や電気光学パネル１００に供給するものである。また、電源回路３０は、二
次電池３１の電圧（Ｖin−Ｇｎｄ）から電圧Ｖ_Ｈを生成する上記電源回路３０と、この電
圧Ｖ_Ｈを極性反転するチャージポンプ回路とを有するものである。

電気光学パネル１００は、複数本のデータ線２１２が列（Ｙ）方向に延在して形成され
た素子基板と、複数本の走査線３１２が行（Ｘ）方向に延在して形成された対向基板とが
、互いに電極形成面が対向するように一定の間隙をもって貼り合わせられるとともに、こ
の間隙に、例えばＴＮ（Twisted Nematic）型の液晶を封止した構成となっている。
画素１１６は、データ線２１２と走査線３１２との各交差部分に対応して設けられてい
る。画素１１６は、さらに、液晶層１１８と、薄膜ダイオード（Thin Film Diode：以下
、単にＴＦＤと称する）２２０との直列接続からなる。ここで説明の便宜上、走査線３１
２の総数を３２０本とし、データ線２１２の総数を２４０本とすると、画素１１６は、縦
３２０行×横２４０列のマトリクス型に配列することになる。なお、この電気光学パネル
１００を、この画素配列に限定する趣旨ではない。

また、ＴＦＤ２２０の一端はデータ線２１２に接続され、ＴＦＤ２２０の他端は、スト
ライプ電極たる走査線３１２と対向するように設けられた矩形状の画素電極（図示省略）
に接続されている。
このため、液晶層１１８は、ストライプ電極としての走査線３１２と矩形状の画素電極
との両電極間に液晶が挟持される構成となっている。また、両基板の非対向面には、それ
ぞれ図示しない偏光子が設けられて、液晶層１１８を通過する光量が、両電極間の電圧実
効値に応じて変化する構成となっている。
一方、ＴＦＤ２２０は、導電体／絶縁体／導電体のサンドイッチ構造を採って、電流−
電圧特性が正負双方向にわたって非線形となるダイオードスイッチング特性を有する。こ
のため、ＴＦＤ２２０は、その両端電圧が閾値以上となれば導通（オン）状態となり、閾
値より小さければ非導通（オフ）状態となる。

走査線駆動回路３５０は、後述するように、１〜３２０行目の走査線３１２の各々に対
し、それぞれ走査信号Ｙ１〜Ｙ３２０を供給するものである。また、データ線駆動回路２
５０は、後述するように、１〜２４０列目のデータ線２１２の各々に対し、それぞれ表示
内容に応じたデータ信号Ｘ１〜Ｘ２４０を供給するものである。

次に、電気光学パネル１００に供給される駆動信号の電圧波形について、図６を参照し
て説明する。
この図に示されるように、走査線駆動回路３５０は、１垂直走査期間（１Ｆ）の最初か
ら１水平走査線（１Ｈ）毎に、走査線３１２を順番に１本ずつ選択するとともに、その選
択期間の後半期間において選択電圧Ｖ_ＨまたはＶ_Ｌを印加する一方、それ以外の期間にお
いては非選択（保持）電圧Ｖ_ＤまたはＧｎｄを印加する。
ここで、非選択電圧Ｖ_Ｄ、Ｇｎｄとは、この電圧が走査線３１２に印加されたとき、デ
ータ線２１２に供給されるデータ信号の電圧とは無関係に、ＴＦＤ２２０が非導通状態と
なる電圧である。また、選択電圧Ｖ_Ｈ、Ｖ_Ｌとは、この電圧が走査線３１２に印加された
とき、データ線２１２に供給されるデータ信号の電圧とは無関係に、ＴＦＤ２２０が導通
状態となる電圧である。そして、選択電圧Ｖ_Ｈ、Ｖ_Ｌは、非選択電圧Ｖ_Ｄ、Ｇｎｄの仮想
的な中間電位Ｖ_Ｃを基準として対称であって、電圧Ｖ_Ｈが高位、電圧Ｖ_Ｌが低位となる関
係にある。ここで、電気光学装置１０において、駆動電圧の極性は、接地電位Ｇｎｄでは
なく、電位Ｖ_Ｃを基準にして高位側を正極性とし、低位側を負極性とする。

走査信号Ｙ１〜Ｙ３２０の各電圧は、対応する走査線３１２の選択状態にしたがって定
まる。そこで、走査信号Ｙ１〜Ｙ３２０について、図５において上から数えてｉ（ｉは、
１≦ｉ≦３２０を満たす整数）行目の走査線３１２に供給される走査信号Ｙｉで一般化し
て説明すると、走査信号Ｙｉは、第１に、ｉ行目の走査線３１２が選択される１水平走査
期間（１Ｈ）を２分割した後半期間において、選択電圧Ｖ_Ｈが印加されたとき、この後、
非選択電圧Ｖ_Ｄを保持し、第２に、選択電圧Ｖ_Ｈが印加されてから１垂直走査期間（１Ｆ
）経過して、当該ｉ行目の走査線３１２が再び選択されると、その水平走査期間の後半期
間において、今度は、選択電圧Ｖ_Ｌとなり、この後、非選択電圧Ｇｎｄとなる、というサ
イクルの繰り返しとなる。
また、ｉ行目の次の（ｉ＋１）行目の走査線３１２に供給される走査信号Ｙ（ｉ＋１）
は、走査信号Ｙｉとして選択電圧Ｖ_Ｈが印加された直後では、逆極性の選択電圧Ｖ_Ｌをと
り、同様に、走査信号Ｙｉとして選択電圧Ｖ_Ｌが印加された直後では、逆極性の選択電圧
Ｖ_Ｈをとる。すなわち、走査信号Ｙ１〜Ｙ３２０では、選択電圧Ｖ_Ｈ、Ｖ_Ｌが１水平走査
期間毎に交互に選択される。

一方、データ線駆動回路２５０は、走査線駆動回路３５０によって選択された走査線３
１２に対応する１行分の画素１１６に対し、データ電圧Ｖ_ＤまたはＧｎｄのいずれかを、
当該画素の表示内容に応じて配分して、データ信号としてデータ線２１２を介して供給す
る。
なお、本実施形態では、データ電圧Ｖ_Ｄ、Ｇｎｄは、電源回路４０において昇圧の基礎
となる電圧Ｖin、Ｇｎｄがそのまま用いられる。さらに、データ電圧Ｖ_Ｄ、Ｇｎｄは、走
査信号の非選択電圧と兼用されるが、データ電圧または走査信号の非選択電圧を別途生成
して、互いに異なる電圧としても良い。

データ信号Ｘ１〜Ｘ２４０について、図５において左から数えてｊ（ｊは、１≦ｊ≦２
４０を満たす整数）列目のデータ線２１２に供給されるデータ信号をＸｊと表記して一般
化して説明する。なお、ここでは、ｉ行目の走査線３１２が選択される一方、液晶層１１
８が、電圧無印加状態で通過光量が最大となるノーマリーホワイトモードである場合を想
定する。

この場合に、データ信号Ｘｊは、走査信号Ｙｉに対応して、次の通りとなる。すなわち
、選択されているｉ行目の走査線３１２とｊ列目のデータ線２１２との交差部分に対応す
るｉ行ｊ列の画素１１６の表示内容をオフ表示（最高輝度の白色表示）とするとき、ｉ行
目の走査線３１２が選択される水平走査期間の後半期間に走査信号Ｙｉが高位側の選択電
圧Ｖ_Ｈであれば、データ信号Ｘｊは、当該水平走査期間（１Ｈ）の前半期間においては低
位側の電圧Ｇｎｄとなり、その後半期間においては、選択電圧と同極性低位側の電圧Ｖ_Ｄ
となる一方、ｉ行目の走査線３１２が選択される水平走査期間の後半期間に走査信号Ｙｉ
が低位側の選択電圧Ｖ_Ｌであれば、データ信号Ｘｊは、当該水平走査期間（１Ｈ）の前半
期間においては高位側の電圧Ｖ_Ｄとなり、その後半期間においては、選択電圧と同極性低
位側の電圧Ｇｎｄとなる。
また、ｉ行ｊ列の画素１１６の表示内容をオン表示（最低輝度の黒色表示）とするとき
、ｉ行目の走査線３１２が選択される水平走査期間の後半期間に走査信号Ｙｉが高位側の
選択電圧Ｖ_Ｈであれば、データ信号Ｘｊは、当該水平走査期間（１Ｈ）の前半期間におい
ては高位側の電圧Ｖ_Ｄとなり、その後半期間においては、選択電圧とは逆極性低位側の電
圧Ｇｎｄとなる一方、ｉ行目の走査線３１２が選択される水平走査期間の後半期間に走査
信号Ｙｉが低位側の選択電圧Ｖ_Ｌであれば、データ信号Ｘｊは、当該水平走査期間（１Ｈ
）の前半期間においては低位側の電圧Ｇｎｄとなり、その後半期間においては、選択電圧
とは逆極性高位側の電圧Ｖ_Ｄとなる。
なお、両者の中間表示を行う場合には、特に図示はしないが、白色から黒色側となるに
つれて、選択電圧が印加される後半期間において、当該選択電圧とは逆極性の電圧となる
期間が長くなるように設定され、その前半期間では、予め後半期間とは逆極性の電圧とな
る。

そして、画素１１６では、選択期間の後半期間において選択電圧が印加されたときに、
ＴＦＤ２２０がオンして、液晶層１１８に、表示内容に応じた電圧が書き込まれるととも
に、それ以外の期間では、ＴＦＤ２２０がオフして、書き込まれた電圧が保持されること
となる。
また、液晶層１１８に印加される電圧は、１垂直走査期間毎に、仮想的な中間電位Ｖ_Ｃ
を基準にした極性が入れ換えられる交流駆動となるので、液晶の劣化が防止される。

このように走査信号Ｙｉに対し、選択電圧を１水平走査期間ではなく、半分の１／２の
水平走査期間（１／２Ｈ）で印加するとともに、この２つの期間に分けてデータ信号Ｘｉ
を印加すると、１水平走査期間（１Ｈ）において、データ信号Ｘｊが高位側電圧Ｖ_Ｄと低
電位側電圧Ｇｎｄとなる期間が、表示パターンに依存することなく、互いに半分ずつとな
る。このため、非選択期間において、ＴＦＤ２２０に印加される電圧実効値が表示内容に
よらず一定となる結果、非選択期間でのＴＦＤ２２０でのオフリーク量が、すべての画素
１１６にわたって一定となるので、いわゆる糸引きの発生が防止されることとなる。

さて、本発明は、駆動波形自体を問題とするものではないので、これ以上の説明は避け
ることとするが、ここで、言及したいことは、走査線駆動回路３５０が電源回路４０によ
る電圧を選択電圧として用いて、走査信号Ｙ１〜Ｙ３２０をそれぞれ生成する、という第
１の点と、走査信号として選択電圧Ｖ_Ｈが用いられる期間は、一部の期間に限られる、と
いう第２の点とである。

このうち、第１の点について換言すれば、上述した電源回路４０は、電圧Ｖ_Ｈのみを生
成するが、電気光学パネル１００では、液晶の交流駆動のために電圧Ｖ_Ｌも必要である、
ということである。このため、電気光学パネル１００に適用される電源回路３０（図５）
は、電源回路４０にチャージポンプ回路を付加した構成となっている。
このチャージポンプ回路は、双投スイッチ３３、３４およびコンデンサ３５、３６を備
えて、次のように構成されている。すなわち、この双投スイッチ３３、３４は、選択端子
の一方または他方を、一定時間毎に交互に連動して選択するものである。このうち、双投
スイッチ３３の選択端子の一方は、電圧Ｖ_Ｈの供給線に接続され、同選択端子の他方は電
圧Ｖinの供給線に接続され、さらに、共通端子はコンデンサ３５の一方の端子に接続され
ている。また、双投スイッチ３４の選択端子の一方は電位Ｇｎｄに接地され、同選択端子
の他方は電圧Ｖ_Ｌの供給線に接続され、さらに、共通端子はコンデンサ３５の他方の端子
に接続されている。さらに、コンデンサ３６が、接地電位Ｇｎｄと電圧Ｖ_Ｌの供給線との
間に介挿されている。

ここで、双投スイッチ３３、３４が、図５において実線で示されるように選択端子の一
方をそれぞれ選択していると、コンデンサ３５は、電圧Ｖ_Ｈを高位側とし、接地電位Ｇｎ
ｄを低位側として充電される。
次に、双投スイッチ３３、３４が、図５において破線で示されるように選択端子の他方
をそれぞれ選択すると、コンデンサ３５における高位側が電圧Ｖinになるので、低位側の
電位は、接地電位Ｇｎｄから、高位側の変動分（Ｖ_Ｈ−Ｖin）だけ引き下げられる。した
がって、コンデンサ３５の低位側に接続された供給線の電位は、電位Ｖ_Ｃを基準にして選
択電圧Ｖ_Ｈを反転させた負極性選択電圧Ｖ_Ｌとなる。
そして、再び、双投スイッチ３３、３４が選択端子の一方をそれぞれ選択すると、コン
デンサ３５が、電圧Ｖ_Ｈを高位側とし、接地電位Ｇｎｄを低位側として充電され、以後、
同様な動作が繰り返し実行されることとなる。なお、双投スイッチ３３、３４が選択端子
の一方を選択している期間では、選択電圧Ｖ_Ｌは、コンデンサ３６によって保持される。
このチャージポンプ回路によって、選択電圧Ｖ_Ｈのみならず、Ｖ_Ｌについても、二次電池
３１の電圧（Ｖin−Ｇｎｄ）から生成されることになる。

次に、上述した第２の点について検討すると、本実施形態では、１水平走査期間毎に選
択電圧Ｖ_Ｈ、Ｖ_Ｌが交互に用いられ、さらに、選択電圧Ｖ_Ｈ、Ｖ_Ｌが走査線３１２に印加
される期間は、１水平走査期間の全体ではなく、後半期間（１／２Ｈ）である。したがっ
て、電源回路３０によって供給される電圧Ｖ_Ｈが、実際に、いずれかの走査線３１２に印
加される期間は、全体の１／４に過ぎない。ただし、電圧Ｖ_Ｈが変動してしまうと、ＴＦ
Ｄ２２０がオンしたときに液晶層１１８で保持される電圧も変動してしまうので、画素毎
に電圧実効値が異なって、表示品位の低下を招く。
そこで、第２実施形態では、走査線３１２への選択電圧として電圧Ｖ_Ｈを用いる期間を
、上記電圧一定モードとなるように設定して、電源回路３０の出力電圧Ｖ_Ｈを一定化する
一方、走査線３１２への選択電圧として電圧Ｖ_Ｈを用いない期間を、上記ＳＷモードに設
定して、電源回路３０においてコンデンサ４０４に電荷を蓄積するためのスイッチングを
許可する構成とした。

具体的には、上位回路２０は、選択電圧としてＶ_Ｈが用いられる期間と、当該期間の開
始タイミングの手前で連続する期間であって、スイッチングに要する期間Ｔw2とではＬレ
ベルとなり、それ以外の期間ではＨレベルとなる信号Ｃeを電源回路４０に供給する（図
６参照）。なお、選択電圧としてＶ_Ｈが用いられる期間と比較して、期間Ｔw2は短いので
、図６では、スケールの関係上、信号ＣeのＬレベル期間は、選択電圧Ｖ_Ｈの使用期間と
一致しているように示されているが、実際には、選択電圧としてＶ_Ｈが用いられる期間の
開始タイミングよりも期間Ｔw2分だけ手前のタイミングにて、信号ＣeはＬレベルとなっ
ている。
また、コンデンサ４０４に必要な電荷量が確保できるように最大負荷に応じて、Ｖ_ｄｅ
_ｆを低めに設定するのが望ましい。
上述したように、電源回路４０において、制御回路４３０は、コンデンサ４０４の他端
における電圧Ｈ_ＤＢＫが電圧（Ｖin−Ｖ_ｄｅｆ）に達した場合に、信号ＣeがＨレベルで
あるときに限り、信号Ｔon、ＣpをＨレベルとする。このため、走査線３１２への選択電
圧として電圧Ｖ_Ｈが用いられる期間にかからないように、電源回路３０は上記ＳＷモード
に移行して、コンデンサ４０４に電荷を蓄積するためのスイッチングを実行する。一方、
走査線３１２への選択電圧として電圧Ｖ_Ｈが用いられる期間では、電源回路３０は、上記
電圧一定モードに固定され、出力電圧Ｖ_Ｈを目標電圧Ｖ_Ａで一定化する制御を実行する。

したがって、本実施形態によれば、選択電圧として電圧Ｖ_Ｈが用いられる期間では、電
圧Ｖ_Ｈが目標電圧Ｖ_Ａで一定化されるので、電圧変動による表示品位の低下が未然に防止
される。
また、チャージポンプは負荷と考えられるので、選択電圧として電圧Ｖ_Ｈが用いられる
期間では、双投スイッチ３３、３４のスイッチングを禁止する構成としても良い。

なお、第２実施形態では、電源回路３０が、正極性の選択電圧Ｖ_Ｈを生成したが、負極
性の選択電圧Ｖ_Ｌを生成して、これをチャージポンプ回路によって、反転させて電圧Ｖ_Ｈ
を生成する構成としても良い。
また、図６に示した駆動波形では、１水平走査期間（１Ｈ）を前半および後半期間に分
け、このうち、後半期間に選択電圧を印加する構成としたが、前半期間に印加する構成と
しても良いし、１水平走査期間（１Ｈ）を前半および後半期間に分けることなく、当該１
水平走査期間にわたって選択電圧を印加する構成としても良い。これらの構成においても
信号Ｃeによってモードの移行が適切に決定される。
また、実施形態の電気光学パネル１００では、電圧無印加状態において白色を表示する
ノーマリーホワイトモードであるとしたが、電圧無印加状態において黒色を表示するノー
マリーブラックモードとしても良い。

電気光学パネル１００は透過型に限られず、反射型や、両者の中間的な半透過半反射型
であっても良い。また、電気光学パネル１００において、ＴＦＤ２２０は、データ線２１
２の側に接続され、液晶層１１８が走査線３１２の側に接続されているが、これとは逆に
、ＴＦＤ２２０が走査線３１２の側に、液晶層１１８がデータ線２１２の側にそれぞれ接
続される構成でも良い。
さらに、ＴＦＤ２２０は、二端子型スイッチング素子の一例であり、他に、ＺｎＯ（酸
化亜鉛）バリスタや、ＭＳＩ（Metal Semi-Insulator）などを用いた素子のほか、これら
素子を２つ逆向きに直列接続または並列接続したものなどを、二端子型スイッチング素子
として用いることが可能である。
また、実施形態では、能動素子として、ＴＦＤ２２０のような二端子型スイッチング素
子を用いたが、このほかにも、ＴＦＴ（Thin Film Transistor：薄膜トランジスタ）のよ
うな三端子型スイッチング素子を用いることもできる。

また、実施形態では、液晶としてＴＮ型を適用して説明したが、ＳＴＮ型や、分子の長
軸方向と短軸方向とで可視光の吸収に異方性を有する染料（ゲスト）を一定の分子配列の
液晶（ホスト）に溶解して、染料分子を液晶分子と平行に配列させたゲストホスト型など
の液晶を用いても良い。くわえて、電圧無印加時には液晶分子が両基板に対して垂直方向
に配列する一方、電圧印加時には液晶分子が両基板に対して水平方向に配列する、という
垂直配向（ホメオトロピック配向）の構成としても良いし、電圧無印加時には液晶分子が
両基板に対して水平方向に配列する一方、電圧印加時には液晶分子が両基板に対して垂直
方向に配列する、という平行（水平）配向（ホモジニアス配向）の構成としても良い。こ
のように、本発明の駆動方法に適合するものであれば、液晶や配向方式として、種々のも
のを用いることが可能である。
さらには、これらの液晶装置のほかに、有機ＥＬ（エレクトロルミネッセンス）装置や
、蛍光表示管、電気詠動装置、プラズマディスプレイなどの電気光学装置にも適用可能で
ある。

また、画素１１６を、Ｒ（赤）、Ｇ（緑）、Ｂ（青）の原色に対応させて配置させると
ともに、これらの３画素で１ドットを表現することによってカラー表示を行う構成として
も良い。

次に、上述した実施形態に係る電気光学装置１０を表示装置として有する電子機器につ
いて説明する。図７は、実施形態に係る電気光学装置１０を用いた携帯電話機１２００の
構成を示す斜視部である。
この図に示されるように、携帯電話機１２００は、複数の操作ボタン１２０２のほか、
受話口１２０４、送話口１２０６とともに、上述した電気光学パネル１００を備えるもの
である。なお、電気光学装置１０のうち、電気光学パネル１００以外の構成要素について
は電話器に内蔵されるので、外観としては現れない。
このように携帯電話機１２００の表示部として電気光学パネル１００が適用されると、
選択電圧の変動が防止されるので、高品位な表示が可能となる。

なお、電気光学装置１０が適用される電子機器としては、図７に示される携帯電話機１
２００の他にも、デジタルスチルカメラや、ノートパソコン、液晶テレビ、ビューファイ
ンダ型（またはモニタ直視型）のビデオレコーダ、カーナビゲーション装置、ページャ、
電子手帳、電卓、ワードプロセッサ、ワークステーション、テレビ電話、ＰＯＳ端末、タ
ッチパネルを備えた機器等などが挙げられる。そして、これらの各種電子機器の表示装置
として、上述した電気光学装置１０が適用可能であることは言うまでもない。そして、い
ずれの電子機器においても、消費される電力を低く抑えることが可能となる。

本発明の第１実施形態に係る電源回路の構成を示す図である。同電源回路の動作を説明するための各部の電圧波形図である。同電源回路の電圧一定モードにおける等価回路図である。同電源回路の電圧一定モードにおける動作説明図である。本発明の第２実施形態に係る電気光学装置の構成を示す図である。同電気光学装置の動作を説明するための電圧波形図である。同電気光学装置を適用した携帯電話機を示す図である。

符号の説明

１０…電気光学装置、２０…上位回路、３０、４０…電源回路、１００…電気光学パネ
ル、１１６…画素、２１２…データ線、２５０…データ線駆動回路、３１２…走査線、３
５０…走査線駆動回路、４０２、４０４…コンデンサ、４０６、４３６…ダイオード、４
２０…オペアンプ、４２２、４３２、４３４…トランジスタ、４２６…コンパレータ、４
３０…制御回路、４３５…インダクタ、１２００…携帯電話機

Claims

一端および他端間で保持した電圧を負荷に供給する第１の保持素子と、
一端が、前記第１の保持素子の一端に電気的に接続された第２の保持素子と、
前記第２の保持素子の他端における電位が予め定められた閾値に達したか否かを判定する閾値判定器と、
第１のモードであって、前記閾値判定器によって前記閾値に達したと判別されたとき、
少なくとも１回オンオフするスイッチと、
前記第１のモードでは、前記第２の保持素子の他端を所定の電位とさせて、前記スイッチのオンオフにより発生した電圧を前記第２の保持素子に保持させる一方、
前記第１のモードと異なる第２のモードでは、前記第１または第２の保持素子による保持電圧に応じて、前記第２の保持素子の他端における電位を、前記第１の保持素子の一端における電位方向にシフトさせる電位調整回路と
を具備することを特徴とする電源回路。
前記電位調整回路は、
前記第１の保持素子による保持電圧に応じた電圧と、前記目標電圧に対応するリファレンス電圧とを入力するオペアンプと、
所定の電圧間において直列接続された第１および第２のトランジスタと
を含み、
前記第１の保持素子の他端は、前記第１および第２のトランジスタのドレインに電気的に共通接続され、
前記第１のトランジスタのゲートには、前記オペアンプの出力信号が供給され、
前記第２のトランジスタは、前記第１のモードにおいてオンし、前記第２のモードにおいてオフする
ことを特徴とする請求項１に記載の電源回路。
前記スイッチがオンすると、電力を蓄積する一方、前記スイッチがオフすると、蓄積された電力を放出するインダクタを含み、
前記第２の保持素子は、前記インダクタから電力が放出されたときの電圧を保持する
ことを特徴とする請求項１に記載の電源回路。
請求項１乃至３のいずれかに記載の電源回路と、
複数の走査線と複数のデータ線との交差に対応して設けられた画素と、
前記走査線を順番に選択して、選択した走査線に、前記第１の保持素子に保持された電圧を選択電圧として印加する走査線駆動回路と、
選択電圧が印加された走査線に対応する画素にデータ信号を、データ線を介して供給するデータ線駆動回路と
を有することを特徴とする電気光学装置。
前記第１の保持素子に保持された電圧を選択電圧として印加する期間において、前記電源回路は前記第２のモードとなる
ことを特徴とする請求項４に記載の電気光学装置。
請求項４又は５に記載の電気光学装置を有することを特徴とする電子機器。