JPS6110970A - 電子インバータ及びその作動方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、電子インバータ回路に関し、更に詳細には一
足の電圧−周波数比の出力を供給できる電子インバータ
回路に関する。

航空機搭載用発電システムでは、スタータ兼発電機とし
て機能する単一システムを有することが好ましい。専用
スタータを省略すれば航空機にかかる重量を大幅に減少
できるからである。このような理由から、エンジンスタ
ートができる発電システムを用いると、コスト及び重量
の双方を低減できる。

一般に航空機用には可変速定周波数（ＶＳＣＦ）発電シ
ステムが使用されている。あるタイプノＶＳＣＦ発電シ
ステムは、一対の直流リンク導体に直流電力を供給する
可変速発電機を含み、インバータ回路がリンク導体から
の直流電力を受けて一定周波数のＡＣ出力を発生する。

直Ｉｆｔ、リンクＶＳＣＦシステムがその特徴として構
成が簡単で信頼性を持つことはすでに知られているので
、スタータ機能を付与するように現行の設計を変えるこ
とが望まれている。

直流リンクインバータは、一般にトランジスタブリッジ
回路を使用し、このブリッジ回路は直流リンク導体の間
に接続される各出力相レンゲに一対の直列接続トランジ
スタを有し、トランジスタ間の接続点は出力極として作
用する。トランジスタ駆動回路は被制御電流帰還用トラ
ンス（ＣＧＦＴ）を含み、七のトランスは巻線比とトラ
ンジスタのコレクタ電流により必要なベースの駆動を自
立的に行なう。

このＣＧＦＴは、電力トランジスタと制御回路との間を
絶縁分離するにのＣＧＦ　Ｔは飽和しないようにする必
要がある。その理由は、そうしないと駆動不能となった
りインバータの制御ができなくなるからである。米国特
許＄３，７１５．６４８号（１ｆ３７３年２月６日　カ
ーニック（Ｋｅｒｎｉｃｋ）等に伺与）は、出力トラン
ジスタ駆動回路にＣＧＦＴを用いたインバータを開示し
ており、これを本発明の説明の一部に援用する。

直流リンクＶＳＣＦシステムをスタータ兼発電システム
に変換する一つの方法は、外部交流電源からインバータ
入力電圧を供給し、発電機が負荷としてインバータに接
続されるよう一つのコンタクタまたはコンタクタセット
を利用してＶＳＣＦシステムを運転することである６発
電ａ（この場合モータとして作動）が同期式装置であれ
ば、インバータから交流電流をゼロに近い周波数で発生
しなければならない。しかしながら、このようなことは
ＣＧＦＴ駆動回路を使用したインバータでは実際的でな
いと一般に考えられてきた。その理由は公称定格周波数
、例えば４００ヘルツよりもかなり低い周波数では、ト
ランジスタ駆動回路のＧＣＦＴは飽和してしまうからで
ある。

よって、本発明の主たる目的は、現行のＣＣＦＴ駆動回
路技術を用いながら低出力周波数においてＣＧＦＴの飽
和を防止できるインバータ装置及びその作動方法を提供
することにある。

この目的達成のため、本発明は、一対の直流リンク導体
と、複数の出力電極端子と、前記直流リンク導体の間に
並列に接続された複数の分岐回路を有し、該分岐回路の
各々は直列接続された一対のスイッチング用トランジス
タを含み、前記分岐回路の一つのうちのトランジスタの
間の点に各出力電極が接続された出力回路と、関連する
スイッチング用トランジスタのコレクタ電流を使用して
必要なベース駆動電流を供給する被制御電流帰還用トラ
ンスを各々の駆動回路が含む前記トランジスタの各々に
ベース電流を供給するための複数の駆動回路と、前記ス
イッチング用トランジスタの各々のデユーティサイクル
を制御するスイッチング用パターン波形を発生するため
の手段とから成り、前記スイッチングパター７は論理ハ
イレベルと論理ローレベルトノ間で交カニに変わり、各
連続的論理レベルは各駆動回路内の被制御電流帰還用ト
ランスの飽和時間より短い時間続き、インバータの出力
電圧の基本周波薄の周期は各駆動回路内の被制御電流帰
還用トランの飽和時間より長いことを特徴とする電子イ
バータ。

本発明は、更に各出力位相レッグ内の第１及びＷＳ２直
列接続トランジスタが各出力位相レッグの両端に直流電
流を供給するための一対の導体間に接続されるようにな
っているトランジスタブリッジ出力回路を有し、各位相
レッグのトランジスタの間の接続点は九力電極として作
動する多相電子インバータを作動させる方法において、
２つの交互に変わる相−？＋Ｉｉ的作動上作動モードの
一方のモードは各位相レッグ内の前記第１　トランジス
タを転流モードで作動させ、他方のモードは各位相レッ
グ内の前記第２　トランジスタを非転流モードで作動さ
せるよう前記ブリッジ出力回路のトランジスタは２つの
交互に変わる相補的モードに従ってスイッチングされ、
非転流モードで作動するトランジスタが連続して非転流
モードに維持される時間は各トランジスタのベース駆動
回路内の非制御電流帰還用トランスの飽和時間よりも短
いことを特徴とする多相電子インバータ作動方法にある
。

以下添伺図面を参照して、本発明の牢添碗を詳細に説明
する。

添伺図面を参照すると、第１図は発電機１０がモータと
して動作するよう接続し直したｖｓＯＦインバータシス
テムの一部の略図である。

このインバータ出力回路１２は、各トランジスタ対の間
の接続点が出力極Ａ、Ｂ及びＣとなるように直流リンク
導体２Ｂと２８との間に直列接続された一対のトランジ
スタを有する、複数ノトランジスタスイッチング回路１
４、Ｊ６．１Ｂ、２０．２２及び２４を含む。直流リン
ク導体２６及び２８には、外部電源からそれぞれ端子３
ｏ及び３２を介して一定の直流電源が供給される。

この外部電源は、例えば、航空機に用いる場合、ＶＳＣ
Ｆシステムの整流器部分に接続された交流環Ｉ−電源車
でもよい。各スイッチング用ｌ・ランジスタは、公知の
駆動技術に従って被制御電流帰還用トランスＴを含む駆
動回路により駆動される。波形パターン発生器３４は５
トランジスタをスイッチングするスイッチングパターン
を発生する。このパターンに従って作動されると、トラ
ンジスタを交互に相補的に作動するモードが発生される
が、スイッチングモードが一方の作動モードのときは、
各相レッグの一つのトランジスタは非転流態様で動作し
、スイッチングモードが他方の作動モードにあるときは
各相レッグの他方のトランジスタが非転流態様で動作す
る。こうしてこれらのスイッチング用トランジスタは、
非転流モードで動作している各トランジスタの駆動回路
のＣＧＦＴの飽和を防止するよう、これらの動作モード
を交互にとる。

第１図の回路の動作の最初の説明を簡単にするため、方
形波の出力電圧を想定するが１、同様に正弦波の出力も
想定できると解すべきである。第２図は一連の方形波出
力電圧ＶＡ、　ＶＢ及びＶＣを示し、これらの電圧は第
１図の出力極Ａ、Ｂ及びＣに生じる出力電圧を表示する
。ＶＤＣは直流リンク導体間の電圧である。説明の便宜
のため、モータ１０は最初ゼロｒｐｍでその軸の角度が
θ！であり、インバータ出力が第２図中の垂直の点線に
より表示されり点にあると仮定する。この位置は、正弦
波システムでは相Ａが正の最大値にあり、相Ｂ及びＣの
いずれもが負の最大値の半分の値にある点に相当する。

本装置が同期式であると仮定すれば、ロータはロックさ
れているので、インバータはゼロ周波数（ＤＣ：）の必
要な電流を出力しなければならない。

第３図の波形は、出力極Ａのメ出力ＶＡが高いパルスの
時出力極Ｂ及びＣのそれぞれの出力ＶＢ及びＶＣを連続
的に低レベルに維持することによりこの出力を発生する
態様を示す。出力極Ａのパルスのデユーティサイクルは
、本例では出力極Ａで一単位１（ｐ、ｕ）出力極Ｂ及び
Ｃでそれぞれ−０，５単位と仮定される必要なモータ電
流を発生するだけで充分な大きさである。モータの代表
的な抵抗値が０．０１単位であると仮定すれば、デユー
ティサイクルは０．Ｏｌすなわち１％となる。従って、
直流リンク電圧が１．０単位であると仮定すれば、第１
図のトランジスタ３６はその時間１ｚシかオンされず、
関連のベース駆動用ＣＧＦＴを飽和する恐れはない。ト
ランジスタ３８はその時間の８９ｚオンされるので、こ
のトランジスタ３８のベース駆動用ＣＧＦＴは飽和する
が、電流は転流ダイオード５０を流れ、転流モードで動
作しているトランジスタ３日には流れないので、このよ
うな飽和は問題とならない。従って、出力極Ａのトラン
ジスタ３６及び３８のベース駆動回路に対する飽和の影
響は、有害なものではない。しかしながら、出力極Ｂ及
びＣはそれぞれトランジスタ４２及び４６を通して電流
を伝えるので、飽和を防止する措置が取られなければ、
インバータの制御を不能とするような関連ベース駆動用
ＣＧＦＴの飽和が生じる。

ＶＳＣ：Ｆ航空機用発電システムのインバータは通常発
電モードでは４００ヘルツを出力するよう設計されてい
るので、４００ヘルツの約半分即ち約０．００１秒の間
第３図の状態が持続すると、駆動用ＣＧＦＴは飽和する
。このような飽和を防止するには、インバータの波形パ
ターンを第３図のパターンから第４図のパターンに変え
るだけでよい。ここでは、スイッチングパターンは、第
１図の下方のトランジスタがオンされる第１モードから
」一方のトランジスタがオンされる第２モードに変えら
れている。これにより、下方トランジスタの駆動回路は
リセットを開始し、すなわちトランスが飽和しないよう
駆動できる。３つの出力極すべてでＦ三方トランジスタ
への切換えが同時に行なわれるなら、この切換え時間中
モータ電圧の乱れは生じない。このことは、第３図及び
第４図に示される２つの作動モードで出力電流ＩＡ、１
８及びＩＣが同じであるという事実により示されている
。切換え後も所望のモータ電流を維持するため、トラン
ジスタ３６は連続してオンされ、トランジスタ４２及び
４６が同時にパルスによりオンされることを第４図は示
す。このモードではトランジスタ４０及び４４は、電流
が関連する転流ダイオード５２及び５６を流れるよう転
流モードにて動作する。従って。

トランジスタ４０及び４４のベース駆動回路の飽和は重
要なことではない。しかしながら、出力極Ａの電流はト
ランジスタ３６を通り、そのドライバを飽和するので、
この飽和は問題である。この飽和点に達すると、出力極
はすべて反転し、下方トランジスタがすべてオンとなる
元の動作モードとなる。前と同じように出力極Ａにパル
スを加えることにより電流が維持される。出力トランジ
スタの動作を制御するパターンはこのように引続いて周
期的に変化するので、どの駆動回路のＣＣＦＴも飽和点
に達しない。

以　　丁　　余　　白 これまでに動作原理を図示する簡略化した波形図を参照
して本発明を説明したが、モータ速度従ってインバータ
の出力周波数がゼロから増加すれば、このスイッチング
パターンは必ず変化することは明らかである。しかしな
がら、トランジスタ駆動回路のＣＣ：ＦＴの飽和を防止
するため２つの動作モード間で交代を繰り返す波形切換
えパターンを発生させる原理は同じままである。第５図
は、各出力極切換え点で適当な遅延を与えることにより
正弦波電流をモータに印加できることを示す一連の波形
図である。駆動回路の被制御電流帰還用トランスの飽和
を防止するため２つの相補的作動モードの間でスイッチ
ング波形パターンが可変わるかぎり、必要な出力電流を
発生するのに多数のパターン及び制御技術が使用できる
ことは明らかである。

例えば、第６図は正弦波−三角波グロスオーバパターン
発生法を使って出力極のスイッチングを制御するための
本発明に係るＶＳＣＦ直流リンクインバータシステムの
略図である。

端子６０．６２及び６４には一定の交流電圧が供給され
、この交流電圧はダイオードブリッジ６０により整流さ
れ、直流リンク導体６８及び７０に直流電圧が発生する
。これらの直流リンク導体は、フィルタコンデンサ７２
及び出力極スイ・ンチング回路７４の複数のトランジス
タスイッチング素子に接続されている。トランジスタス
イッチは、直列接続された対７１（−７８，８０−８２
、及び８４−８８の形状に配置され、各月は、直流リン
ク導体６８と７０との間に接続された分岐回路を形成し
ている。直列接続された各月のトランジスタの間の接続
点は出力極Ａ、Ｂ及びＣとしてず＠〈。

三角波発生器８８は、ライン９０及び８２を介し。

て直流リンク導体から電力を受け、三角波形の出力ＶＴ
ＲＩであるキャリア波を発生する。速度制御システム９
４は、一連の基準波ＶＲＡ、ＶＲＢ及びＶＲＣを発生す
るが、これらはインバータの各出力相の所望の出力電圧
の振幅及び周波数を表わすスムースな正弦波関数となっ
ている。次にこのインバータ出力はモータ８６を駆動す
るために使用される。２進データスイツチングパターン
ＰＡ、　ＰＢ及びＰＣを発生するため純三角波ＶＴＲＩ
と基準波との間のクロスオーへ点を検出する一連のコン
パレータ９８を用いるが、これらの２進データスイツチ
ングパターンＰＡ、　ＰＢ及びＰＣは最終的にインバー
タ出力極をハイまたはローに駆動するのに使用される。

これらのコンパレータは、基準波が三角波より大きくな
ると関連する出力極がハイになるよう設計されている。

基準波が三角波よりも小さくなると、関連する出力極は
ローにされる。

出力極スイッチングパターンを発生するのに正弦波−三
角波を用いる方法を、第７図の波形図に示す。これら波
形図を参照すると、基準信号ＶＲＡが三角波ＶＴＲＩよ
り大きくなると、出力極Ａ用の２進スイツチングパター
ンＰＡは論理ハイ状態となることがわかる。ＶＲＡがＶ
ＴＲＩより小さければ、スイッチング出力極パターンＰ
Ａは論理低レベルとなる。同じようにして他のスインチ
ング出力極パターンＰＢ及びＰＣが発生される。これら
スイッチング出力極パターンが第６図の駆動回路１００
へ送られると、第７図に示したような出力極−中性点電
圧ＶＡＮ　、ＶＢＮ　及びＶＣＮ　力発生スル。

この三角波の周波数は、歪みを抑制するためインバータ
の最大出力同波数の９倍に等しいかそれより高くしなけ
ればならない。更に、三角波の周期は、出力極スイッチ
ング用トランジスタの駆動回路の被制御電流帰還用トラ
ンスの飽和時間の２倍より短くしなければならない。基
準波と三角波の相対振幅は、三角波のピークに等しい基
準電圧が関連出力極を完全に導通させるように決められ
る。従って、三角波の振幅が直流リンク電圧に比例すれ
ば、すなわちＶＤＣ／ＶＴＲＩがＫに等しければ、基準
電圧に対する平均モータ電圧の比は定数Ｋに関連する。

リンクの中間点電圧を基準点として使用すれば、イン／
ヘータブリッジから得られる任意の出力極１−のビーク
電圧はＶＯＣｌ２となる。従って、±ＶＤＣ／２のレン
ジ内にあるモータ電圧ＶＩＨこ対しては、平均モータ電
圧ＶＭ（平均）はに’　Ｘ（ＶＲ）＋ｊ等シイ（ココテ
に′はｖＤＣ／２ＶＴＲＩ）に等しく、ＶＲは関連する
基準電圧波形である）。かくして平均モータ電圧ＶＭ（
平均）はすべてのＶＤＣ入力電圧について一定となる。

従って、この正弦波−三角波による方式では利得かに′
に等しいリニア電圧アンプの作用が与えられる 第６図の回路では、リンク電圧ｖｎｃは一定であるとさ
れ、すべての３つの出力極についてスイッチグパターン
を発生するのに同一の三角波を使用する。この結果、イ
ンバータの出力は、第３図及び第４図に示すものと同じ
になる。すなわち、キャリア周波数における出力極のス
イッチングは直流を含む極めて低い周波数についてドラ
イバトランスの飽和を防止できる。

キャリアに基〈所望のスイッチングパターンを発生する
ためのその他の種々の方法も本発明の範囲内に入ると解
すべきであり、一般にモータまたはトランスのような磁
気負荷については、定格電圧及び周波数に合致するよう
にある特定の設計がされる。この設計点から周波数を低
下させるか電圧の大きさを増加させると、関連する鉄の
磁気飽和が生じる。

その結果過度の電流が生じ、一般に装置の性能が許容で
きないものとなったり、装置が破壊されてしまう。印加
電圧の大きさを正比例関係で低下しても、低周波数で磁
気装置を作　駆動できる。これにより一定の電圧−周波
数比の条件が生じる。

本発明のインバータのトランジスタのを駆動に使用され
る制御電流帰還用トランスも、低周波数で動作するため
に一定の電圧−周波数比を持つ必要がある。しかしなが
ら、それらの電圧の大きさは、トランスが駆動するトラ
ンジスタのベース−エミッタ接合部の電圧低下によって
決定まる。印加電圧のデユーティファクタを小さくする
ことによって平均電圧を減少できるにすぎない。このこ
とは、イン／ヘータに一定または一定に近い直流リンク
電圧を供給するシステムでは許容される。この場合、イ
ンバータの出力極のデユーティファクタを小さくするこ
とによってもモータの電圧を低下できる。印加モータ電
圧を低下するのに必要なデユーティファクタは、ドライ
八回路のトランスに必要なデユーアラファクタと同じで
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図は、発電機をモータとして接続し直したＶＳＣＦ
直流リンクインバータシステムの略図、第２図は第１図
のインバータの出力電圧を示す一連の波形図、第３図及
び第４図は、第１図のインバータの２つの相補的動作モ
ードを示す一連の波形図、第５図は第１図のインバータ
から正弦波電流出力を発生する方法を示す一連の波形図
、第６図は本発明の原理に従って組立てられたｖｓｃＦ
直流インバータの第２の実施例の略図、　ｗＳ７図はｆ
ｆ５Ｂ図の回路の動作を示す一連の波形図である。 １２・・・・トランジスタブリッジ出力回路＋４．　Ｉ
ｆ（、１８，２０，２２，２４・・・・出力相レッグ３
Ｂ、　３Ｂ、４０．４２．４４．４６・・・・直列接続
トランジスタ ２６．２８・・・・導体 Ａ、Ｂ、Ｃ・・・・出力極 ３４・・・・パターン発生器

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、一対の直流リンク導体と、複数の出力極端子と、前
   記直流リンク導体の間に並列に接続した複数の分岐回路
   を有し、各分岐回路が直列接続された一対のスイッチン
   グ用トランジスタを含み、各出力極が前記分岐回路の一
   つのトランジスタ間の点に接続された出力回路と、関連
   するスイッチング用トランジスタのコレクタ電流を用い
   て必要なベース駆動電流を供給する被制御電流帰還用ト
   ランスをそれぞれ備えた前記トランジスタの各々にベー
   ス電流を供給するための複数の駆動回路と、前記スイッ
   チング用トランジスタの各々のデューティサイクルを制
   御するスイッチング用パターン波形を発生するための手
   段とから成り、前記スイッチングパターンは論理ハイレ
   ベルと論理ローレベルとの間で交互に変化し連続する各
   々の論理レベルは各駆動回路の 被制御電流帰還用トランスの飽和時間より短い時間継続
   し、インバータの出力電圧の基本周波数の周期は各駆動
   回路の被制御電流帰還用トランスの飽和時間より長いこ
   とを特徴とする電子イバータ。 ２、基準波形発生器は各インバータ出力極につき基準波
   を発生し、この基準波形の周期はインバータの所望出力
   電圧の基本周波数の周期に等しく、キャリア波形発生器
   は周期が前記基準波の周期よりも短く、かつ被制御電流
   帰還用トランスの飽和時間の２倍より小さいキャリア波
   形を発生し、各出力極に接続されたスイッチング用トラ
   ンジスタを制御する前記スイッチングパターンは関連す
   る出力極において前記キャリア波と基準波とが交差する
   と論理レベルを変えることを特徴とする特許請求の範囲
   第１項記載の電子インバータ。 ３、前記基準波の各々は正弦波であり、前記キャリア波
   は前記直流リンク導体間の直流電圧の大きさに等しいピ
   ーク−ピーク値を有する三角波であることを特徴とする
   特許請求の範囲第２項記載の電子インバータ、。 ４、前記スイッチングパターンに従って前記トランジス
   タをスイッチングして生じる電極電圧は、一定の電圧−
   周波数比を有することを特徴とする特許請求の範囲第１
   または２項記載の電子インバータ。 ５、各出力相レッグ内の第１及び第２の直列接続トラン
   ジスタが各出力相レッグの両端に直流電流を供給する一
   対の導体間に接続されるようになっているトランジスタ
   ブリッジ出力回路を有し、各相レッグのトランジスタ間
   の接続点が出力極として作用する多相電子インバータを
   作動させる方法において、２つの交互に変化する相補的
   動作モードのうちの一方のモードが各相レッグの前記第
   １トランジスタを転流モードで動作させ、他方のモード
   が各相レッグの前記第２トランジスタを非転流モードで
   動作させるよう前記ブリッジ出力回路のトランジスタを
   ２つの交互に変化する相補的モードに従ってスイッチン
   グし、非転流モードで動作するトランジスタが連続して
   非転流モードに維持される時間を各トランジスタのベー
   ス駆動回路の被制御電流帰還用トランスの飽和時間より
   短くすることを特徴とする多相電子インバータの作動方
   法。 ５、前記スイッチングパターンに従って前記トランジス
   タをスイッチングすることにより生じる出力極の電圧は
   一定の電圧−周波数比を有することを特徴とする特許請
   求の範囲第５項記載の方法。