JPS6277896A

JPS6277896A - ブリツジ形３相正弦波インバ−タのパルス幅変調方式

Info

Publication number: JPS6277896A
Application number: JP60216741A
Authority: JP
Inventors: Shinji Satou; 佐藤　進司; Katsumi Oshitani; 押谷　克己
Original assignee: Mitsubishi Heavy Industries Ltd
Current assignee: Mitsubishi Heavy Industries Ltd
Priority date: 1985-09-30
Filing date: 1985-09-30
Publication date: 1987-04-10

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は３相誘導電動機駆動用インバータの・９ルス幅
変調方式に関する。

〔従来の技術〕

第３図は一般的な３相ＰＷＭインバータの接続図である
。図中Ｅは直流゛電源であり、Ｅｄｊｄ上記直流電源の
電源電圧を示している。またＳＩ〜Ｓ６はトランジスタ
等からなるスイッチング素子であり、３相ブリツジイン
バータを構成している。上記スイッチング素子ＳＺとＳ
４、Ｓ２とＳ５、Ｓ３とＳ６は、各相の単位インバータ
であり、それぞれ交互各ｃオン状態となり、各を読点ｊ
Ｌ　１　ｂ　Ｉ　Ｃは直流電源Ｅ（１）４子ＴＩ、Ｔ２
のいずれかに接続される。Ｍは３相誘導電動機であり、
ν＆　ｒ　　ｖｂ　＊　　υＣは各相への供給′ｌｊ℃
圧である。

第４図は上記スイッチング素子８１〜Ｓ６をスイッチン
グ制御する回路を示すブロック図でちる。図中１は匍］
御装置であり、２は読出し専用メモリ（以下ＲＯＭと略
称する）である。上記ＲＯＭには予め所定のスイッチン
グ・卆ターンを記憶、畜せである。したがって、周波数
指令を受けた制御装置１が動作すると、ＲＯＭ　２から
スイッチングパターンがノ偵次出力される。この出力さ
レタスイノチングツ母ターンは、　ＮＯＴ論理回路Ｊ　
ａ　ｇ　Ｊ　ｂ　＋　３ｃを配した回路により６組の信
号群となり、スイッチング素子保護（アーム短絡保護お
よび上下に対をなす素子の同時ＯＮ　動作防止）用のオ
ンディレィ回路４を通り、さらにフォトカプラ５、増幅
器６を介して端子７１〜７６からそれぞれ前記スイッチ
ング素子８１〜Ｓ６に加えられる。かくしてｖａ、ｖｂ
、ｖｃの各電圧が制御される。なお第４図において点線
で囲った部分すなわち制御装置ｌとＲＯＭ　２とからな
るスイッチング・やターン出力回路としては、１個のマ
イクログロ辱４すを用い波形の演算を行ないながらスイ
ッチングノーターンを出力させるようにしたものもある
。さらに上記スイッチング・ｆターン出力回路のみなら
ずＮＯＴ＃Ｂ理回路３色回路３ａ＋３ｂ＊３ｃンディレ
ィ回路４をも含めて１個のマイクロプロセッサで構成し
、６＃の信号群を所定の保護機能を付加して出力させる
ようにしたものもある。

ところで前記スイッチングパターンを定める方式として
従来は次のような方式を採用していた。

（１）「三角波比較方式」第５図（、）の８ａ＋　ｅｂ＋　ｅｃ・・・は３相の基
準信号であり、これらの所定倍数の周波数を有する三角
波ｅｔとの大小を比較してスイッチング・ぐターンを得
る方式である。第５図（ｂ）　（ｃ）　（ａ）はＣ相、
ｂ相、Ｃ相の相電圧波形図、（、）はａ−ｂ相の線間電
圧波形とその疑似正弦波を示す。

（２）「磁束ベクトル方式」磁束ベクトル小は、電圧ペクトルナの積ｐ分で表わされ次式で示される。

φ　＝／Ｖｄｔｐしたがって、φ　の複素面上の軌跡を考え、これが指定
された半径の円周に沿って動くようにＶ　を制御するこ
とにより、スイッチング／ＩＰター第６図はインバータ
の憂　の種るいを示す図である。図示のように８種類あ
る。（但しく０，０．０）　　、　（１，１，１）は零
ベクトル）この８種類の中から単にＶ、を制御した場合
には、インバータの線間電圧波形に、鉄損の増大を招く
逆極性・臂ルスＰが発生する。

第７図は上記逆極性パルスＰを示す図である。

図に示すように、線間電圧波形の所定箇所にだけ、反対
…１ｊの極性のパルスＰ　Ｚ　−Ｐ　４が出ているのが
逆極性パルスＰである。これは二つの相で、同時に単位
インバータの状態が変化する時に発生する。例えばｖａ
”　Ｅｄ　’　ｖｂ＝　０　　の状態から、ｖ、Ｌ＝Ｑ
、υｂ＝　”ｄの状態に移行する場合を考えるとτ−υ
　はＥ　→−Ｅ、となり、逆極性のパａｂ　　　　　ｄルスとなることがわかる。これを防止するのに、従来は
次のような手段がとられていた。

第８図は周期の分割と゛電圧ベクトルを示す図である。

図において円は平衡３相正弦波電圧を加えた時の電圧時
間積分値（磁束ベクトル）の軌箒であり、ＶＯ−Ｖ７は
、第６図に示した゛ｉ！圧ベクトルである。この電圧ベ
クトルは、正側のスイッチング素子がＯＮの時「１」、
負側のスイッチング素子がＯＮの時「０」とし、Ｃ相、
ｂ相、Ｃ相の順になっている。例えばｖ３（０，１，１
）は、Ｃ相の８４がＯＮ、ｂ相の８２がＯＮ、Ｃ相の８
３がＯＮの状態を示している。そこで、８種類の電圧ベ
クトルを使用して円に近づけるわけであるが、逆極性パ
ルスＰの発生を防止するために、インバータの１周期を
１２の区間に分け、それぞれの区間で最適なスイッチン
グパターンを決定している。第８図で「主」と記したも
のは各区間において最も多く使用されるベクトルである
。「従」と記したものは、主ベクトルと隣合ったベクト
ルであり、主ベクトルについで使用すべきベクトルであ
る。「零」と記したものは第３図のＣ相、ｂ相、Ｃ相の
スイッチング素子８１〜Ｓ６のうち上側の素子Ｓ１．Ｓ
２゜Ｓ３がすべてＯＮとなるか、下側の素子Ｓ　４　、
　Ｓ５゜’Ｓ６がすべてＯＮとなるときのベクトルであ
る。

こ力零ベクトルは、主ベクトルからのスイッチングの状
態変化が少なくなるように選ばれる。

例えば、区間５では、ＶＪ（０，１，１）が主ベクトル
、Ｖ２（０，１，０）が従ベクトルとなるので零ベクト
ルは主ベクトルｖ３（ｏ、１．ｘ）に対してスイッチン
グ状態変化の少ないＶ７（１，１，１）とする。各区間
における主、従、零ベクトルの決定は図のようにするの
が適当である。磁束ベクトル方式では各区間において決
定されたベクトルを用いて、磁束ベクトルの基章値と、
実際の磁束ベクトルの比較によってスイッチングパター
ンを求める。

磁束ベクトル軌跡が進みすぎた所では、零ベクトルで制
ＸＩする。

第９図は区間９における磁束ベクトル選択の一例を示す
口である。

上記した従来のパルス幅変調方式のうち、＜１）の三角
波比較方式では、その原理上、出力される波形の中に大
きな振幅をもった高調波成分を含んでいる。この高調波
成分は、誘導電動機を駆動する際に、発生トルクの脈動
、機械振動、騒音等の弊害を誘起する。したがって、こ
れをいかに低減させるかが大きな課題とされているが、
三角波比較方式を用いる限りモータおよびモータ負荷系
との組合せによる不安定現象の発生は免れ得す、上記課
題解決は困難であった。

また（２）の磁束ベクトル方式では、逆極性パルスの発
生を防止するために、インバータ１周期を１２分割し、
この中で３つのベクトルを選ぶようＫしているが、これ
だけでは、逆極性パルスの発生を完全に防止することは
できない。すなわち、下記のような場合に、逆極性・ｆ
ルスの発生が起こる。

°　ｑυ　「区間切替時」区間の切替時において二つの相の単位インバータの状態
が同時に変化する場合がある。例えば、第８図において
区間５から区間６への切替時において、区間５で最後に
選択したベクトルが従ベクトルＶ、？（０，１，０）と
し、区間６の最初に選択するベクトルが従ベクトルｖｚ
（０，０，１）とすると、ｂ相、Ｃ相の２相が同時に変
化している。

α２　　ｒｔ−ンディレイ回路４の遅延時間およびスイ
ッチング素子８１〜ｓ６のスイッチング遅れにバラツキがある場合」Ｍ１表に示すように遅れのバラツキがない場合には、線
間電圧において、逆極性・々ルスは発生していない。し
かし、遅れのバラツキを考慮すると、第２表のようにベ
クトル変更の過渡時に逆極性パルスが発生する。

すなわち、２相同時に上側ＯＮの状態から下側ＯＮの状
、態へ、または下側ＯＮの状態から上側ＯＮの状態へ、
単位インバータの状態が変化するときに逆極性パルスが
現われる。このような逆極性・々ルスが波形中に含まれ
ている場合には、電動機鉄心の磁化特性に悪影響を及ぼ
すことになる。

そこで本発明は、線開成正に逆極性・卆ルスが生じず、
誘導電動機のトルクに脈動がなく、高調波に起因する騒
音や撮動がなく、誘導通勤機を安定に回転させ得る、ブ
リッジ形３相正弦波インバータの・やルス・Ｍ変調方式
を提供することを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は上記問題点を解決し目的を達成するために、次
のような手段を講じたことを特徴としている。すなわち
本発明のパルス幅変調方式では、電動機に生じる磁束ベ
クトルを円に近似させると共に、区間切替えの際二つの
単位インバータが同時に変化することのないように磁束
ベクトルを選択するようにする。なお各区間において従
ベクトルと零ベクトル相互間の遷移全禁止することが望
ましい。

〔作用〕

このような手段を講じたことにより、線間電圧に逆極性
・中ルスが生じないものとなり、誘導電動機の回転磁界
が滑らかに制御されることになる。

〔実施例〕

本実施例におけるＰＷＭインバータの基本構成は「従来
の技術」において示したものと同様である。すなわちイ
ンバータ本体の接続構成は第３図に示したとおりのもの
でちり、スイッチング制御回路は第４図に示したとおり
のものである。

第１図は本方式におけるスイッチングパターン決定の実
施例であり、第２図は第１図における各相のスイッチン
グ状態Ａ、Ｂ、Ｃと線間電圧波形りを示す図である。な
おりにおける破線は擬似正弦波である。

スイッチングパターンの選択法として、前述の磁束ベク
トル方式を考えた時く、二つの相の単位インバータの状
態が如何なる場合においても同時に変化することがない
ようにスイッチングパターンを決定する。その具体的手
段としては１２分割した区間の中で従ベクトルと零ベク
トルの間の遷移を禁止し、また、各区間での最初の電圧
ベクトルの選択は、前の区間の最後のベクトルからの遷
移が、２相分以上同時に変化しないものを選ぶ。

例えば、区間９から区間１０へ移動する際には、区間９
の三つのベクトルは（１，０，１）（０，０，１）（１
，１，１）であり、区間１０の三つのベクトルは（１，
０，１）（１，０，０）（１，１，１）であるから、区
間１０の最初のベクトルとしては（１，０，１）を選べ
ば、区間９のどのベクトルからも１相分しか変化しない
ものとなる。

このように２相以上の単位インバータが同時に変化する
ことをなくすことで、逆極性パルスの発生をなくすこと
ができる。したがって本方式によれば線間電圧波形にも
、逆唖性パルスが発生しない。

〔発明の効果〕

本発明によれば、直動機に生じる磁束ベクトルを円に近
似させると共に、区間切替えの際、二つの単位インバー
タが同時に変化することのないように磁束ベクトルを選
択するようにしたので、誘導′電動機のトルクに脈動が
なく、高調波による騒音や振動がなく、誘導電動機を安
定に回転させ得るブリッジ形３相正弦波インバータの・
々ルス幅変調方式を提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図および第２図は本発明方式の一実施例を示す図で
、第１図はスイッチングパターンの一例を示す図、第２
図は第１図における各相のスイッチング状５聾および線
間電圧波形を示す図である。第３図〜第９図は従来の技
術を説明するだめの図で、第３図は３相ＰＷＭインバー
タの接続図、第４図はインバータのスイッチング制御回
路を示す１１２２図、第５図（、）〜（ｓ）は・々ルス
幅変調方式の動作説明用波形図、第６図は８種類の電圧
ベクトルを示す図、第７図は線間電圧波形における逆極
性パルスの説明図、第８図は磁束ベクトル方式において
各区間で選択するベクトルを示す図、第９図は磁束ベク
トル選択の一例を示す図である。１・・・制御装置、２−・ＲＯＭ、３　ａ　＋　３　ｂ
　＋　３　ｃ・・・ＮＯＴ論理回路、４・・・オンディ
レィ回路、５・・・フォトカプラー、６・・・増幅器。第１図第２図Ｔ２第３図Ｖ２（０１０）　　　　　Ｖ６（１１０）第６図第７図第８図

Claims

【特許請求の範囲】３相誘導電動機の各相に直流電源の正端子電位および負
端子電位を交互に供給する単位インバータを３相分設け
、相間電圧としてパルス幅変調された正弦波出力を与え
ることにより３相誘導電動機を駆動するようにしたブリ
ッジ形３相インバータにおいて、３相誘導電動機に生じる磁束ベクトルの軌跡を円に近似
させると共に、区間切替えの際二つの単位インバータが
同時に変化することのないように磁束ベクトルを選択す
ることにより線間電圧に逆極性パルスが生じないように
構成したことを特徴とするブリッジ形３相正弦波インバ
ータのパルス幅変調方式。