JPH01186172A - パルス幅変調形インバータ制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、直流を可変周波数、可変電圧の交流に変換
するパルス幅変調形インバータ制御装置、特に上下の可
制御電気弁の短絡防止期間の影響を改善するものに関す
る。

［従来の技術］ 第５図は従来のパルス幅変調形インバータ制御装置を示
すブロック図、第６図は短絡防止処理回路を示す図、第
７図は短絡防止期間の出力電位を示す図で、第７図（ａ
）は正の電流の場合を示し、第７図（ｂ）は負の電流の
場合を示し、第８図（ａ）〜（ｅ）はパルス幅変調信号
作成法及び出力電流極性により出力電位が受ける影響を
示す説明図である。図において、（１０）は直流電源、
（２０）は直流を交流に変換する逆変換器であるインバ
ータ主回路で、トランジスタ、ＧＴＯ等の可制御素子と
整流器であるダイオードが逆並列に接続されたものが多
相分（この例は３相）にて構成されている。

（３０）はインバータ主回路（２０）によって可変速駆
動される電動機、（４０）は可変電圧、可変周波数のイ
ンバータ出力電圧の基準となる基準電圧波形を出力する
電圧指令器、（５０）は電圧指令器（４０）の基準電圧
をパルス幅変調（以下、ｒＰＷＭＪという）するための
、例えば三角波のキャリアを発生するキャリア発生器、
（６０）は電圧指令器（４０）とキャリア発生器（５０
）の出力を受けてインバータ主回路（２０）の点弧（Ｏ
Ｎ、０ＦＦ）タイミング信号を一発生するＰＷＭ回路、
（９０）はＰＷＭ回路（６０）の信号を受け、インバー
タ主回路（２０）の可制御素子を駆動する駆動回路であ
る。

第６図はＰＷＭ回路（６０）に内蔵されている短絡防止
処理回路を示し、（９１）は電圧指令器（４０）から出
力された基準電圧波形とキャリア発生器（５０）から出
力された三角波状のキャリアを比較してＰＷＭ信号を作
成するコンパレータ、（９２）はＰＷＭ信号を反転する
否定増幅器、（９３）　、　（９４）は短絡防止処理回
路を構成する抵抗とコンデンサ、（９６）は増幅器であ
る。

従来のＰＷＭ形インバータ制御装置は上記のように構成
されているので、電圧指令器（４０）が第８図（ａ）に
示すインバータ出力電圧の基準となる基準電圧波形を出
力し、キャリア発生器（５０）は第８図（ａ）に示す三
角波状のキャリアを出力する。

Ｔ　はキャリア周期である。電圧指令器（４０）の基準
電圧波形とキャリア発生器（５０）のキャリアの出力を
受けたＰＷＭ回路（６０）はまず第８図（ｂ）に示すよ
うに基準点弧信号Ｕ　　、Ｕ　　を作成する。即ＰＯＮ
Ｏ ち、基準電圧がキャリアより大きい時はＵＰｏをＨ（Ｏ
Ｎ）、ＵＮｏをＬ　（ＯＦＦ）とし、基準電圧がキャリ
アより小さい時はＵ　をＬ（ＯＦＦ）、ＵＮｏをＨ（Ｏ
Ｎ）とＯ する。このＵ　　、Ｕ　　のみでは、インバータ上回Ｐ
ＯＮＯ 路（２０）の可制御素子の応答遅れにより、上下の可制
御素子が短絡するという不具合が発生する。そこで、第
６図に示す短絡防止処理回路の抵抗（９３）、コンデン
サ（９４）によって所定時間ＴｄだけＯＮタイミングを
遅らせた処理（以下、「短絡防止処理」という）を行う
。この処理を実施した信号は第８図（ｅ）に示される。

同様にして図示しない各相の可制御素子ＴＲ，ＴＲＴＲ
，ＴＲの ＶＰ　　　　ＶＮ’　　　ＷＰ　　　　ＷＮＰＷＭ信号
を作成し、これらＰＷＭ信号を受けた駆動回路（９０）
がインバータ主回路（２０）の可制御素子を駆動するこ
とにより、基準電圧に則った正弦波変調された波形がイ
ンバータ主回路（２０）より出力され、電動機（３０）
を駆動する。

［発明が解決しようとする課題］ 上記のような従来のＰＷＭ形インバータ制御装置では、
出力電圧波形は正弦波変調された歪のない理想的波形と
なるはずであるが、短絡防止処理回路を設けて短絡防止
処理を行っているから、かかる短絡防止処理による悪影
響が発生するという不都合があった。

即ち、ＰＷＭ形インバータ制御装置は、各相の上側、下
側の可制御素子のうち一方がＯＮするときには他方がＯ
ＦＦすることを原則としているが、実際の回路では短絡
防止処理回路を設け、短絡防止期間Ｔ、を設定し、その
期間は上下の両回制御素子をＯＦＦすることにより、ス
イッチング遅れに起因する短絡を防止している。この短
絡防止期間Ｔ、では、上下可制御素子が共にオフしてい
る無制御期間であるため、第７図（ａ）、（ｂ）に示す
ように出力端子の電位は還流ダイオードを流れる出力電
流の極性に応じて決定される。即ち、正の出力電流即ち
出力電流が正極性の場合は負の電位に、負の出力電流即
ち出力電流が負極性の場合は正の電位となる。また、出
力端子に正の出力電流が流れている場合は上側の可制御
素子のスイッチングにより出力電位が正に決定され、出
力端子に負の出力電流が流れている場合は下側の可制御
素子のスイッチングで出力電位が負に決定されるという
ことである。この短絡防止期間Ｔ、は一定に定められて
いるため、出力電流極性に対応した矩形波状の固定電圧
が、正弦波変調出力電圧に重畳される（第８図（ｄ）を
参照）。これは本来制御しようとした出力電圧波形及び
電圧値からはずれることを意味する。この様子を式で表
すと次のようになる。

１に こで、■　＝線間電圧、Ｖ：インバータ直流ｖ 都電圧、Ａ、Ｂ：電圧出力係数、φ；力率角、Ｔ、：短
絡防止期間、Ｔ　　：ＰＷＭのキャリア周期である。

上式において、第１項は本来制御しようとした電圧成分
を、第２項は短絡防止期間Ｔ、の影響による電圧成分を
示す。従って、短絡防止期間Ｔ。

の影響の度合は力率とキャリア周波数によっても異なる
ことがわかる。負荷が増加し、力率が良くなると、第１
項、第２項の位相が近ずくので、出。

力電圧は減少する。また、キャリア周波数が高いほど出
力電圧は減少する。このことは、特に出力電圧レベルの
低い低速領域で、モータの駆動特性について、軽負荷時
の不安定現象を助長し、力率が良いほど出力電圧が下が
るために出力トルクが減少し、出力電圧波形ひずみが太
き（なるために回転リップルが増大するという悪影響を
及ぼすという問題点があった。

この発明はかかる問題点を解決するためになされたもの
で、上、下短絡防止期間Ｔ、を設け、いかなる場合でも
上下の可制御素子が短絡することを回避できると共に上
下短絡防止期間Ｔ、による波形歪み、出力電圧の低下、
軽負荷時の不安定の問題が生じないＰＷＭ形インバータ
制御装置を得ることを目的とする。

［課題を解決するための手段］ この発明に係るＰＷＭ形インバータ制御装置は、インバ
ータの各相の出力電流の極性を判別する電流極性判別器
と、基準電圧波形とキャリアを比較演算して得られる上
側の可制御素子の第１基準点弧信号及び下側の可制御素
子の第２基準点弧信号、前記第１基準点弧信号に対して
所定の点弧タイミング差を有す、る下側の可制御素子の
第３点弧信号、前記第２基準点弧信号に対して所定の点
弧タイミング差を有する上側の可制御素子の第４点弧信
号を作成出力するＰＷＭ回路と、前記電流極性判別器の
出力を受けて各相対応にて出力電流が正極性の場合は前
記第１基準点弧信号及び第３点弧信号を、負極性の場合
は前記第２基準点弧信号及び第４点弧信号を選択する選
択器と、選択器によって選択された点弧信号に基づいて
逆変換器を駆動する駆動回路とを備えるようにしたもの
である。

［作用］ この発明においては、ＰＷＭ回路で基準電圧波形とキャ
リアを比較演算して上側の可制御素子の第１基準点弧信
号及び下側の可制御素子の第２基準点弧信号を作成する
と共に第１基準点弧信号に対して所定の点弧タイミング
差を有する下側の可制御素子の第３点弧信号及び第２基
準点弧信号に対して所定の点弧タイミング差を有する上
側の可制御素子の第４点弧信号を作成し、電流極性判別
器ではインバータ各相の出力電流の極性を判別し、選択
器では電流極性判別器の出力を受けて各相対応にて出力
電流が正極性の場合にはＰＷＭ回路で作成された第１基
準点弧信号及び第３点弧信号を選択し、出力電流が負極
性の場合は第２基準点弧信号及び第４点弧信号を選択し
て駆動回路に出力し、このときの出力電圧は出力電流が
正極性のときは上側の可制御素子の点弧信号に従い、出
力電流が負極性のときは下側の可制御素子の点弧信号に
従うように決定されるから、各電流極性モードにおいて
、出力電圧を決定する点弧信号は出力電流が正極性のと
きは第１基準点弧信号、出力電流が負極性のときは第２
基準点弧信号が使用され、上側と下側の可制御素子の点
弧信号はいずれも基準電圧波形とキャリアにより決定さ
れた基準点弧信号であるから、短絡防止期間が設けられ
ても、その影響を受けない。

［実施例コ 第１図はこの発明の一実施例を示すブロック図、第２図
はＰＷＭ回路を示す図、第３図は選択回路を示す図、第
４図はＰＷＭ信号作成法を示す説明図である。図におい
て、従来例と同一の構成は従来例と同一符号を付して重
複した構成の説明を省略する。（８０）はインバータ主
回路（２０）の各相の出力端子に流れる出力電流が正極
性か負極性かを判別する電流極性判別器、（６ｏ）はＰ
ＷＭ回路で、この実施例のＰＷＭ回路は電圧指令器（４
ｏ）の基準電圧波形の出力とキャリア発生器（５ｏ）・
のキャリアの出力とを受けて上側、下側の可制御素子の
第１及び第２基準点弧信号を作成すると共に第１基準点
弧信号に対して短絡防止処理した下側の可制御素子の第
３点弧信号、及び第２基準点弧信号に対して短絡防止処
理した上側の可制御素子の第４点弧信号を作成する。こ
のＰＷＭ回路（８０）は三つのコンパレータ（６１）、
　（８２）　、　（ｅａ）と二つの否定増幅器（８４）
　、　（８５）から構成されている。（７ｏ）は電流極
性判別器（８０）の信号を受けてＰＷＭ回路（６ｏ）が
作成した第１及び第２基準点弧信号、第３及び第４点弧
信号のうち、第１基準点弧信号と第３点弧信号或いは第
２基準点弧信号と第４点弧信号の組み合わせを選択する
選択回路である。この選択回路（７０）は１つの否定増
幅器と、四つのアンドゲート（７２）〜（７５）と二つ
のオアゲート（７Ｂ）、（７７）がら構成されている。

次に、上記実施例の動作を第１図〜第４図を参照しなが
ら説明する。

電圧指令器（４０）の基準電圧波形とキャリア発生器（
５０）のキャリアの出力を受けたＰＷＭ回路（６０）は
これらの出力を比較演算し、例えばＵ相の上側と下側の
可制御素子の第１基準点弧信号Ｕ、ｏと第２基準点弧信
号ＵＮｏを作成すると共に第１基準点弧信号Ｕ、。に対
して短絡防止処理した下側の可制御素子の第３点弧信号
ＵＮｌと第２基準点弧信号ＵＮｏに対して短絡防止処理
をした上側の可制御素子の第４点弧信号Ｕ、１を作成す
る。これらの信号は第４図のＵ　　、Ｕ　　、Ｕ　　、
Ｕ　　として示されＰＧ　　　ＮＯＮＩ　　　Ｐｉ ている。これらの信号作成例については後述する。

また、電流極性判別器（８０）はインバータ主回路（２
０）の各相の出力端子に流れる出力電流が正極性［イン
バータ主回路（２０）から出力する方向］か負極性［イ
ンバータ主回路（２０）に流入する方向］かを判別し、
選択回路（７０）に出力する。選択回路（７０）では第
３図に示すように電流極性判別器（８０）が正極性（Ｈ
）を示したときは、ＰＷＭ回路（８０）によって作成さ
れた点弧信号のうち、アンドゲート（７２）と（７４）
とが開き、オアゲート（７８）　、　（７７）より第１
基準点弧信号Ｕ、。と第３点弧信号ＵＮ１を選択し、ま
た電流極性判別器（８ｏ）が負極性（Ｌ）を示したとき
は、否定増幅器（７１）によってアンドゲート（７３）
と（７５）が開いて、オアゲート（７Ｂ）と（７７）よ
り、第２基準点弧信号ＵＮｏと第４点弧信号Ｕ、１を選
択して駆動回路（９０）に出力する。■相、Ｗ相につい
ても同様にＶＰＯ”　ＮＯ”　Ｐｉ”　Ｎｌ’　ＷＰＧ
’　ＷＮＯ’Ｗ　、Ｗ　が決定、選択され、駆動回路（
９ｏ）に出Ｐｉ　　　　Ｎｌ 力される。このようにして、インバータ主回路（２０）
の可制御素子が駆動されるから、例えばＵ相の場合を例
にとると、インバータ主回路（２ｏ）の出力端子に流れ
る出力電流が正極性のときには、インバータの出力電位
は上側の可制御素子を駆動する第１基準点弧信号Ｕ、。

により決定され、インバータ主回路（２０）の出力端子
に流れる出力電流が負極性のときには第２基準点弧信号
ＵＮＯにより決定される。これらの区間で決定された出
力電位は基準点弧信号に基づくものとなり、短絡防止期
間Ｔｄを設けたことの影響はない。従って、インバータ
主回路（２０）の出力電圧には歪みもなく、出力電圧の
降下等の問題も発生しないこととなる。

次に、第１及び第２基準点弧信号、第３及び第４点弧信
号の作成方法について述べる。

従来のように、オン　デイレイ（ｏｎ　ｄｅｌａｙ）方
式［基準点弧信号のオンのタイミングに対して短絡防止
期間Ｔ、だけ遅らせる処理コとは異なり、−部タイミン
グを予測する必要がある。しかし、例えばマイクロコン
ピュータとカウンタ等を用いて演算により点弧信号を求
める場合はＰＷＭ信号作成条件（基準電圧とキャリア）
が定まれば、容易に演算可能である。

一つの考え方について、第４図に示す。第４図において
はキャリアと比較される信号はａ、ｂ。

Ｃの３本存在する。この中で、ａは基準電圧であり、ｂ
、ｃは各々ａに対してキャリアに対してキャリアとの比
較結果が所定の短絡防止期間Ｔ、となるようにΔ■だけ
減算、加算した信号である。

これらのａ、ｂ、ｃの信号とキャリアとを第２図に示す
ようにコンパレータ（６１）〜（６３）でそれぞれ比較
して点弧信号を次のように求める。即ち、ａとキャリア
の比較により、Ｕ　　、Ｕ　　を求める方ＰＯＮＯ 式は前述のとおりである。また、ｂとキャリアの比較に
おいては、ｂがキャリアより大なるときはＯｎｓ小さな
ときはＯｒｒとしてＵＰｌを求める。更に、Ｃとキャリ
アの比較においては、Ｃがキャリアより小さなときはＯ
ｎ　ｓ大きなときはＯｆｆとしてＵＮｌを求める。他の
相も同様である。当然、同様の考え方でディジタル演算
処理も可能である。

上記実施例では、各相を正弦波変調する例について示し
たが、出力線間を正弦波変調する場合も含めインバータ
出力電圧の波形制御をＰＷＭにて行うものであれば、全
て同様の効果を奏する。また、（１０）の直流電源は交
流を直流に変換する順変換器でも、バッテリー等何であ
ってもよい。更に、インバータ相数は３相の例について
示したが、３相でなくとも同様である。

［発明の効果］ この発明は以上説明したとおり、ＰＷＭ回路で基準電圧
波形とキャリアを比較演算して上側、下側の可制御素子
の基準点弧信号とこれら各基準点弧信号に対して短絡防
止処理された点弧信号を作成し、電流極性判別器がイン
バータの各相の出力電流の極性を判別し、選択器では電
流極性判別器がインバータの各相の出力電流を正極性と
判別したときには、上側の可制御素子の基準点弧信号と
短絡処理された点弧信号の組み合わせが選択され、電流
極性判別器がインバータの各相の出力電流を負極性と判
別したときは、下側の可制御素子の基準点弧信号と短絡
処理された点弧信号の組み合わせが選択されて駆動回路
に出力され、このときの出力電圧は出力電流が正極性の
ときは上側の可制御素子の点弧信号に従い、出力電流が
負極性のときは下側の可制御素子の点弧信号により決定
されるから、各出力電流極性モードにおいて、出力電圧
を決定する点弧信号は出力電流が正極性と負極性の場合
、いずれも基準点弧信号が使用され、上側と下側の可制
御素子の点弧信号は基準電圧とキャリアによって決定さ
れた基準点弧信号であるため、インバータ出力電圧波形
は上下短絡を常時防止しながら歪のない良好な波形とな
り、電圧降下、軽負荷時の安定性を損うという問題も生
ぜず、良好な運転が可能となるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示すブロック図、第２図
はＰＷＭ回路を示す図、第３図は選択回路を示す図、第
４図はＰＷＭ信号作成法を示す説明図、第５図は従来の
ＰＷＭ形インバータ制御装置を示すブロック図、第６図
は短絡防止処理回路を示す図、第７図は短絡防止期間の
出力電位を示す図で、第７図（ａ）は正の電流の場合を
示し、第７図（ｂ）は負の電流の場合を示し、第８図（
ａ）〜（ｅ）はＰＷＭ信号作成法及び出力電流極性によ
り出力電位が受ける影響を示す説明図である。 図において、（６０）はＰＷＭ回路、（７０）は選択回
路、（８０）は電流極性判別器、（９０）は駆動回路で
ある。 なお、各図中、同一符号は同−又は相当部分を示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 上下の可制御素子と、それぞれに逆並列に整流器を接続
   した回路からなる逆変換器を有し、直流を可変周波数、
   可変電圧の交流に変換するパルス幅変調形インバータ制
   御装置において、インバータ各相の出力電流の極性を判
   別する電流極性判別器と、基準電圧波形とキャリアを比
   較演算して得られる上側の可制御素子の第１基準点弧信
   号及び下側の可制御素子の第２基準点弧信号、前記第１
   基準点弧信号に対して所定の点弧タイミング差を有する
   下側の可制御素子の第３点弧信号、前記第２基準点弧信
   号に対して所定の点弧タイミング差を有する上側の可制
   御素子の第４点弧信号を作成出力するパルス幅変調回路
   と、前記電流極性判別器の出力を受けて各相対応にて出
   力電流が正極性の場合は前記第１基準点弧信号及び第３
   点弧信号を、負極性の場合は前記第２基準点弧信号及び
   第４点弧信号を選択する選択器と、選択器によって選択
   された点弧信号に基づいて逆変換器を駆動する駆動回路
   とを備えたことを特徴とするパルス幅変調形インバータ
   制御装置。