JPH03159574A - 直流一交流電力変換装置 - Google Patents
直流一交流電力変換装置Info
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- JPH03159574A JPH03159574A JP2079627A JP7962790A JPH03159574A JP H03159574 A JPH03159574 A JP H03159574A JP 2079627 A JP2079627 A JP 2079627A JP 7962790 A JP7962790 A JP 7962790A JP H03159574 A JPH03159574 A JP H03159574A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/525—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency
- H02M7/527—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency by pulse width modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
- H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
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- H02M5/27—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means for conversion of frequency
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野］
この発明は、例えば無停電々源装置のような交流電源装
置において使用される直流一交流電力変換装置に関する
ものであり、特に絶縁用の変圧器を介して高周波の電力
がやり取りされる高周波中間リンク方式の電力変換装置
に関するものである．〔従来の技術〕 従来装置の構戒を第１１図によって説明する．第１７図
は例えばＩＥＥＥ ＰＥＳＣ’８８ Ｒｅｃｏｒｄ．ｐ
ｐ６５８−６６３，ｌ９８８に示された従来の直流一交
流電力変換装置のブロック図である．図において、ｌは
インバータ回路、８は入力側がインバータ回路１に接続
された変圧器、３は変圧器２の出力側に接続されたサイ
クロコンバータ回路、４はサイクロコンバータ回路３の
出力側に接続されたフィルタ回路、５はサイクロコンバ
ータ回路３の出力電流を検出する電流検出器、６はキャ
リア信号発生器、７は基準電圧信号発生回路、８は絶対
値回路、９ ハＰ Ｗ Ｍ回路、１０はインバータスイ
ッチング回路、ｌ１はサイクロコンバータスイッチング
回路である．インバータ回ＩＰＩｌは４つの半導体スイ
ッチング素子５１〜Ｓ−によって構成され、サイクロコ
ンバータ回路３は４つの半導体スイッチング素子ＳＳＳ
− ，Ｓｓ’，Ｓ６’により構成される．又、フィルタ
回路４はリアクトルとコンデンサからなるＬＣフィルタ
回路である．１２．１３はこの直流一交流電力変換装置
に接続された直ｉＪｔ電源及び負荷回路である． 次に、上記した従来装置の動作を第１８図を参照しなが
ら説明する．まず、第１８図の最上段に示すように、基
準電圧信号発生回路７から出力された正弦波状の基準電
圧信号Ｖ０は絶対値回路８によって絶対値信号１ｖ”１
に変換される．この絶対値信号ＩＶ”ｌ は、キャリア
信号発生１６から出力されるキャリア信号とともにＰＷ
Ｍ回路９に入力される．これにより、ＰＷＭ回路９は２
種類の２ ４！！信号Ｔ．，Ｔ−を出力する．即ち、絶
対値信号１ｖ“１ とキャリア信号の振幅が一致するタ
イミングに同期して・レベルが変化する２値信号Ｔ．と
、キャリア信号の立下りに同期してレベルが変化する２
値信号Ｔ，が出力される．次に、２ ｛ａ信号Ｔ．Ｔ，
がインバータスイッチング回路１０に入力され、インバ
ータ回路ｌを構戒する４つの半導体スイッチング素子５
１〜Ｓ，のオンオフ信号Ｔ．−Ｔ．が出力される．即ち
、オンオフ信号Ｔ＋，Ｔｓは２便信号Ｔ．，Ｔ．と同一
信号であり、オンオフ信号Ｔ．，Ｔ．はそれぞれ２値信
号Ｔ ｈ ， Ｔ ，を符号反転した信号である．ここ
で、オンオフ信号Ｔ，〜Ｔ４のレベルがハイのとき対応
する半導体スイッチング素子Ｓ．−Ｓ．がオンし、ロー
のときオフするものとする．又、第１７図より半導体ス
イッチング素子Ｓ．−Ｓ．と変圧器２の２次電圧Ｖ！と
の関係は、次式のようになる． ただし、Ｖｄｃは直流電源ｌ２の直流出力電圧である．
従って、インバータ回路１を構或する半導体スイッチン
グ素子Ｓ，〜Ｓ４をオンオフ信号Ｔ，〜Ｔ４に応じてオ
ンオフすると、Ｖ！は第１８図に示すようにＰＷＭ変調
された交流電圧となる．一方、２ ４Ｍ信号Ｔ１基準電
圧信号ｖ１及び電流検出器５から出力されるサイクロコ
ンバータ回路３の出力電１１（Ｃがサイクロコンバータ
スイッチング回ｉ１１１に入力されると、サイクロコン
バータ回路３を構成する４つの半導体スイッチング素゛
子ｓ，，Ｓ！，Ｓ５’，Ｓｂ’のオンオフ信号Ｔ ｓ
， Ｔ ｈＴ Ｓ’， Ｔｈ”が出力される．まず、出
力電流ｉ ｃｅの極性をｉ ｃｅが負荷回１ｐＩｌ３に
流れ込む方向を正とすると、ｉ ｃｅの極性が正のとき
半導体スイッチング素子Ｓ，又はＳ．がオンオフ動作し
、負のときＳ，ｌ又はＳ ｈｌがオンオフ動作する．次
に、サイクロコンバータ回路３の出力電圧ＶＣＣと変圧
器２の２次電圧Ｖ１との関係は、第１７図により次式の
ようになる． 従って、オンオフ信号ＴＳ又はＴＳ゛を２値信号Ｔ，と
同一信号とし、オンオフ信号Ｔ，又はＴ．゛を２値信号
Ｔ．を符号反転した信号とすると、ｖｃｃの極性は正と
なる．反対に、オンオフ信号Ｔ，又はＴＳ’を２値信号
Ｔｈを符号反転した信号とし、オンオフ信号Ｔ４又はＴ
＆’を２値信号Ｔ１と同一信号とすると、ＶＣＣの極性
は負となる．以上のことからサイクロコンバータスイッ
チング回路１１では、基準電圧信号発生回路７及び電流
検出器５からそれぞれ入力された基準電圧信号ｖ１及び
サイクロコンバータ回路３の出力電流ｉ ｃｅの極性判
別を行い、これらの極性に応じてＰＷＭ回路９から入力
された２値信号Ｔ１より第ｌ８図に示すようなオンオフ
信号Ｔ ｓ ． Ｔ ＆ ， Ｔ ｓ ’ ， Ｔ ｈ
’を発生する．これに応じて、サイクロコンバータ回
路３の出力電圧Ｖ（Ｃとして、第ｌ８図の最下段に示す
ようなＰＷＭ変調された正弦波電圧が得られる．さらに
、この出力電圧ＶＣ（をフィルタ回路４に入力すると、
ＰＷＭ変調による高調波威分が除去された正弦波電圧ｖ
Ｌが負荷回路１３に供給される．このとき、基準電圧信
号ｖ９の周波数に対しキャリア信号の周波数を充分高く
すると、負荷回路ｌ３に供給される負荷電圧Ｖ，は、Ｐ
ＷＭ変調による高調波戒分が充分除去され、かつ振幅及
び位相がほぼ基準電圧信号Ｖ“に等しい電圧となる．な
お、第１８図は負荷回路１３を遅れ力率の線形負荷とし
た場合のスイッチングパターンを示している。
置において使用される直流一交流電力変換装置に関する
ものであり、特に絶縁用の変圧器を介して高周波の電力
がやり取りされる高周波中間リンク方式の電力変換装置
に関するものである．〔従来の技術〕 従来装置の構戒を第１１図によって説明する．第１７図
は例えばＩＥＥＥ ＰＥＳＣ’８８ Ｒｅｃｏｒｄ．ｐ
ｐ６５８−６６３，ｌ９８８に示された従来の直流一交
流電力変換装置のブロック図である．図において、ｌは
インバータ回路、８は入力側がインバータ回路１に接続
された変圧器、３は変圧器２の出力側に接続されたサイ
クロコンバータ回路、４はサイクロコンバータ回路３の
出力側に接続されたフィルタ回路、５はサイクロコンバ
ータ回路３の出力電流を検出する電流検出器、６はキャ
リア信号発生器、７は基準電圧信号発生回路、８は絶対
値回路、９ ハＰ Ｗ Ｍ回路、１０はインバータスイ
ッチング回路、ｌ１はサイクロコンバータスイッチング
回路である．インバータ回ＩＰＩｌは４つの半導体スイ
ッチング素子５１〜Ｓ−によって構成され、サイクロコ
ンバータ回路３は４つの半導体スイッチング素子ＳＳＳ
− ，Ｓｓ’，Ｓ６’により構成される．又、フィルタ
回路４はリアクトルとコンデンサからなるＬＣフィルタ
回路である．１２．１３はこの直流一交流電力変換装置
に接続された直ｉＪｔ電源及び負荷回路である． 次に、上記した従来装置の動作を第１８図を参照しなが
ら説明する．まず、第１８図の最上段に示すように、基
準電圧信号発生回路７から出力された正弦波状の基準電
圧信号Ｖ０は絶対値回路８によって絶対値信号１ｖ”１
に変換される．この絶対値信号ＩＶ”ｌ は、キャリア
信号発生１６から出力されるキャリア信号とともにＰＷ
Ｍ回路９に入力される．これにより、ＰＷＭ回路９は２
種類の２ ４！！信号Ｔ．，Ｔ−を出力する．即ち、絶
対値信号１ｖ“１ とキャリア信号の振幅が一致するタ
イミングに同期して・レベルが変化する２値信号Ｔ．と
、キャリア信号の立下りに同期してレベルが変化する２
値信号Ｔ，が出力される．次に、２ ｛ａ信号Ｔ．Ｔ，
がインバータスイッチング回路１０に入力され、インバ
ータ回路ｌを構戒する４つの半導体スイッチング素子５
１〜Ｓ，のオンオフ信号Ｔ．−Ｔ．が出力される．即ち
、オンオフ信号Ｔ＋，Ｔｓは２便信号Ｔ．，Ｔ．と同一
信号であり、オンオフ信号Ｔ．，Ｔ．はそれぞれ２値信
号Ｔ ｈ ， Ｔ ，を符号反転した信号である．ここ
で、オンオフ信号Ｔ，〜Ｔ４のレベルがハイのとき対応
する半導体スイッチング素子Ｓ．−Ｓ．がオンし、ロー
のときオフするものとする．又、第１７図より半導体ス
イッチング素子Ｓ．−Ｓ．と変圧器２の２次電圧Ｖ！と
の関係は、次式のようになる． ただし、Ｖｄｃは直流電源ｌ２の直流出力電圧である．
従って、インバータ回路１を構或する半導体スイッチン
グ素子Ｓ，〜Ｓ４をオンオフ信号Ｔ，〜Ｔ４に応じてオ
ンオフすると、Ｖ！は第１８図に示すようにＰＷＭ変調
された交流電圧となる．一方、２ ４Ｍ信号Ｔ１基準電
圧信号ｖ１及び電流検出器５から出力されるサイクロコ
ンバータ回路３の出力電１１（Ｃがサイクロコンバータ
スイッチング回ｉ１１１に入力されると、サイクロコン
バータ回路３を構成する４つの半導体スイッチング素゛
子ｓ，，Ｓ！，Ｓ５’，Ｓｂ’のオンオフ信号Ｔ ｓ
， Ｔ ｈＴ Ｓ’， Ｔｈ”が出力される．まず、出
力電流ｉ ｃｅの極性をｉ ｃｅが負荷回１ｐＩｌ３に
流れ込む方向を正とすると、ｉ ｃｅの極性が正のとき
半導体スイッチング素子Ｓ，又はＳ．がオンオフ動作し
、負のときＳ，ｌ又はＳ ｈｌがオンオフ動作する．次
に、サイクロコンバータ回路３の出力電圧ＶＣＣと変圧
器２の２次電圧Ｖ１との関係は、第１７図により次式の
ようになる． 従って、オンオフ信号ＴＳ又はＴＳ゛を２値信号Ｔ，と
同一信号とし、オンオフ信号Ｔ，又はＴ．゛を２値信号
Ｔ．を符号反転した信号とすると、ｖｃｃの極性は正と
なる．反対に、オンオフ信号Ｔ，又はＴＳ’を２値信号
Ｔｈを符号反転した信号とし、オンオフ信号Ｔ４又はＴ
＆’を２値信号Ｔ１と同一信号とすると、ＶＣＣの極性
は負となる．以上のことからサイクロコンバータスイッ
チング回路１１では、基準電圧信号発生回路７及び電流
検出器５からそれぞれ入力された基準電圧信号ｖ１及び
サイクロコンバータ回路３の出力電流ｉ ｃｅの極性判
別を行い、これらの極性に応じてＰＷＭ回路９から入力
された２値信号Ｔ１より第ｌ８図に示すようなオンオフ
信号Ｔ ｓ ． Ｔ ＆ ， Ｔ ｓ ’ ， Ｔ ｈ
’を発生する．これに応じて、サイクロコンバータ回
路３の出力電圧Ｖ（Ｃとして、第ｌ８図の最下段に示す
ようなＰＷＭ変調された正弦波電圧が得られる．さらに
、この出力電圧ＶＣ（をフィルタ回路４に入力すると、
ＰＷＭ変調による高調波威分が除去された正弦波電圧ｖ
Ｌが負荷回路１３に供給される．このとき、基準電圧信
号ｖ９の周波数に対しキャリア信号の周波数を充分高く
すると、負荷回路ｌ３に供給される負荷電圧Ｖ，は、Ｐ
ＷＭ変調による高調波戒分が充分除去され、かつ振幅及
び位相がほぼ基準電圧信号Ｖ“に等しい電圧となる．な
お、第１８図は負荷回路１３を遅れ力率の線形負荷とし
た場合のスイッチングパターンを示している。
〔発明が解決しようとする課題］
従来の直流一交流電力変換装置は、上記したように直流
電力を入力して基準電圧信号に応じた交流電力を出力す
る．このような直流一交流電力変換装置は、変圧器を介
して高周波の電力がやり取りされるので、一般的に高周
波中間リンク式電力変換装置と呼ばれる．この高周波中
間リンク式の直流一交流電力変換装置を例えば無停電々
源装置のような交流電源装置に用いると、絶縁用の変圧
器及びフィルタ回路の小形軽量化が実現できることが知
られている．ところが、従来の直流一交流電力変換装置
は、上述したようにインバータ回路ｌにおいてＰＷＭ変
調を行う構威となっており、このため多相化する場合に
はインバータ回路ｌ及びサイクロコンバータ回路２を共
に多相化する必要があるという課題があった．又、無停
電々源装置への応用を考えた場合、常にインバータ回路
ｌとサイクロコンバータ回路３をベアとして制御する必
要があるので、電源容量変更やバッテリ給電に関しシス
テム構威の柔軟性が損われるという課題があった． この発明は上記のような課題を解決するために成された
ものであり、多相化、ｔｆｌ容量変更及び無停電々源装
置では不可欠なバッテリ給電に対し、システム構戒の柔
軟性に優れた直流一交流電力変換装置を得ることを目的
とする． 〔課題を解決するための手段】 この発明に係る直沃一交流電ガ変化装置は、サィク口コ
ンバー夕回路の出力電流の極性を判別する電流極性判別
回路と、一定周波数のキャリア信号に同期してインバー
タ回路へのオンオフ信号を発生するインバータスイッチ
ング回路と、基準電圧信号とキャリア信号を入力されて
スイッチング信号を発生するスイッチング信号発生回路
と、スイッチング信号及び電流極性判別信号を入力され
てサイクロコンバータ回路へのオンオフ信号を発生する
サイクロコンバータスイッチング回路を設けたものであ
る． 〔作 用］ この発明におけるインバータスイッチング回路は、デュ
ーティ比が５０％のオンオフ信号を発生し、変圧器の２
次電圧はデューティ比が５０％の矩形波電圧となる．又
、スイッチング信号発生回路は、ＰＷＭ変調されたスイ
ッチング信号を出力する．さらに、サイクロコンバータ
スイッチング回路は、ＰＷＭ変調されたオンオフ信号を
出力し、これを受けてサイクロコンバータ回路はＰＷＭ
変調された正弦波電圧を出力する． 〔実施例〕 以下、この発明の実施例を図面とともに説明する。第１
図〜第６図はこの発明の第１の実施例を示し、第１図は
その構或図である，２Ａは変圧器、６Ａはキャリア信号
発生器、ｌ４はインバータ回路、ｌ５はサイクロコンバ
ータ回路、１６は基準電圧信号発生回路、１７Ａはイン
バータスイッチング回路、１８Ａはスイッチング信号発
生回路、１９は電流極性判別回路、２０はサイクロコン
バータスイッチング回路である．なお、フィルタ回路４
、電流検出器５、直流電源１２及び負荷回路１３は従来
と同様である． 第２図はインバータ回路１４、変圧器２Ａ及びサイクロ
コンバータ回路ｌ５の詳細な構戒を示す．インバータ回
路１４は直流電源ｌ２に接続された入・力端子１４１，
１４２と、トランジスタやＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイ
ッチング素子ＳＩ〜Ｓ４と、これらと逆並列に接続され
たダイオードＤ１〜Ｄ４と、出力端子１４３，１４４と
から構威されている．又、変圧器２Ａは、インバータ回
路ｌ４の出力端子１４３，１４４に接続された１次側の
巻線端子２１．２２と、２次側の巻線端子２３．２４を
有している．サイクロコンバータ回路１５は、２次側巻
線端子２３．２４と接続された入力端子１５ｌ，１５２
と、トランジスタやＭＯＳ ＰＥＴ等の半導体スイソチ
ング素子ｓ，−ｓ．，ｓ，’〜Ｓ１と、これらのスイン
チング素子と逆並列に接続されたダイオードＤ，〜Ｄａ
，Ｄｓ”〜Ｄ１と、フィルタ回路４に接続された出力端
子１５３，１５４から構或されている．なお、２つの半
導体スイッチング素子Ｓ．Ｓ ｎ” （ ｎ ＝５〜８
）とこれに逆並列に接続されたダイオードＤ＋ｔ，
Ｄｏ’（ｎ ＝ ５ ”− ８ ）とは、通電方向が制
御可能な双方向性スイッチを構成している．第３図はイ
ンバータスイッチング回路１７Ａの詳細な構威を示し、
キャリア信号発生器６Ａに接続された入力端子１７１と
、入力端子１７１に入力された入力信号の立下りに同期
して出力信号の極性が反転する％分周器１７２と、これ
に接続されたノット回路１７３と、出力端子１７４〜１
７７とから構威されている。
電力を入力して基準電圧信号に応じた交流電力を出力す
る．このような直流一交流電力変換装置は、変圧器を介
して高周波の電力がやり取りされるので、一般的に高周
波中間リンク式電力変換装置と呼ばれる．この高周波中
間リンク式の直流一交流電力変換装置を例えば無停電々
源装置のような交流電源装置に用いると、絶縁用の変圧
器及びフィルタ回路の小形軽量化が実現できることが知
られている．ところが、従来の直流一交流電力変換装置
は、上述したようにインバータ回路ｌにおいてＰＷＭ変
調を行う構威となっており、このため多相化する場合に
はインバータ回路ｌ及びサイクロコンバータ回路２を共
に多相化する必要があるという課題があった．又、無停
電々源装置への応用を考えた場合、常にインバータ回路
ｌとサイクロコンバータ回路３をベアとして制御する必
要があるので、電源容量変更やバッテリ給電に関しシス
テム構威の柔軟性が損われるという課題があった． この発明は上記のような課題を解決するために成された
ものであり、多相化、ｔｆｌ容量変更及び無停電々源装
置では不可欠なバッテリ給電に対し、システム構戒の柔
軟性に優れた直流一交流電力変換装置を得ることを目的
とする． 〔課題を解決するための手段】 この発明に係る直沃一交流電ガ変化装置は、サィク口コ
ンバー夕回路の出力電流の極性を判別する電流極性判別
回路と、一定周波数のキャリア信号に同期してインバー
タ回路へのオンオフ信号を発生するインバータスイッチ
ング回路と、基準電圧信号とキャリア信号を入力されて
スイッチング信号を発生するスイッチング信号発生回路
と、スイッチング信号及び電流極性判別信号を入力され
てサイクロコンバータ回路へのオンオフ信号を発生する
サイクロコンバータスイッチング回路を設けたものであ
る． 〔作 用］ この発明におけるインバータスイッチング回路は、デュ
ーティ比が５０％のオンオフ信号を発生し、変圧器の２
次電圧はデューティ比が５０％の矩形波電圧となる．又
、スイッチング信号発生回路は、ＰＷＭ変調されたスイ
ッチング信号を出力する．さらに、サイクロコンバータ
スイッチング回路は、ＰＷＭ変調されたオンオフ信号を
出力し、これを受けてサイクロコンバータ回路はＰＷＭ
変調された正弦波電圧を出力する． 〔実施例〕 以下、この発明の実施例を図面とともに説明する。第１
図〜第６図はこの発明の第１の実施例を示し、第１図は
その構或図である，２Ａは変圧器、６Ａはキャリア信号
発生器、ｌ４はインバータ回路、ｌ５はサイクロコンバ
ータ回路、１６は基準電圧信号発生回路、１７Ａはイン
バータスイッチング回路、１８Ａはスイッチング信号発
生回路、１９は電流極性判別回路、２０はサイクロコン
バータスイッチング回路である．なお、フィルタ回路４
、電流検出器５、直流電源１２及び負荷回路１３は従来
と同様である． 第２図はインバータ回路１４、変圧器２Ａ及びサイクロ
コンバータ回路ｌ５の詳細な構戒を示す．インバータ回
路１４は直流電源ｌ２に接続された入・力端子１４１，
１４２と、トランジスタやＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイ
ッチング素子ＳＩ〜Ｓ４と、これらと逆並列に接続され
たダイオードＤ１〜Ｄ４と、出力端子１４３，１４４と
から構威されている．又、変圧器２Ａは、インバータ回
路ｌ４の出力端子１４３，１４４に接続された１次側の
巻線端子２１．２２と、２次側の巻線端子２３．２４を
有している．サイクロコンバータ回路１５は、２次側巻
線端子２３．２４と接続された入力端子１５ｌ，１５２
と、トランジスタやＭＯＳ ＰＥＴ等の半導体スイソチ
ング素子ｓ，−ｓ．，ｓ，’〜Ｓ１と、これらのスイン
チング素子と逆並列に接続されたダイオードＤ，〜Ｄａ
，Ｄｓ”〜Ｄ１と、フィルタ回路４に接続された出力端
子１５３，１５４から構或されている．なお、２つの半
導体スイッチング素子Ｓ．Ｓ ｎ” （ ｎ ＝５〜８
）とこれに逆並列に接続されたダイオードＤ＋ｔ，
Ｄｏ’（ｎ ＝ ５ ”− ８ ）とは、通電方向が制
御可能な双方向性スイッチを構成している．第３図はイ
ンバータスイッチング回路１７Ａの詳細な構威を示し、
キャリア信号発生器６Ａに接続された入力端子１７１と
、入力端子１７１に入力された入力信号の立下りに同期
して出力信号の極性が反転する％分周器１７２と、これ
に接続されたノット回路１７３と、出力端子１７４〜１
７７とから構威されている。
第４図はスイッチング信号発生回路１８Ａの詳細な構戊
を示し、キャリア信号発生器６Ａに接続された入力端子
２００と、基準電圧信号発生回路ｌ６に接続された入力
端子２０１と、絶対値回路２０２と、比較器２０３と、
ノット回路２０５，２０７，２０８，２１０と、入力信
号の立下りに同期して出力の極性が反転する２分周器２
０４．２０６と、極性判別回路２０９と、アンド回路２
１１〜２１Ｂと、オア回路２１９〜２２２と、出力端子
２２３〜２２６とから構威されている．第５図はサイク
ロコンバータスイッチング回路２０の詳細な横威を示し
、スイッチング信号発生回路１８Ａの出力端子２２３〜
２２６に接続された入力端子２３０〜２３３と、電流極
性判別回路ｌ９に接続された入力端子２３４と、ノット
回路２３５と、アンド回路２３６〜２４３と、出力端子
２４４〜２５１とから構威されている．次に、上記＃Ｉ
威の動作を第６図のタイミングチャートを用いて説明す
る．まず、キャリア信号発生器６Ａから第６図の最上段
に示す右上りのノコギリ波状のキャリア信号ＶＰが出力
される．次に、インバータスイッチング回路１７Ａから
以下の動作によってデューティ比５０％のオンオフ信号
Ｔ，〜Ｔ４が出力さ゛れる．即ち、キャリア信号Ｖ，が
入力端子１７１を介して入力されると、Ａ分周器１７２
から第６図の信号Ｔ，と同一波形の信号Ｔ．が出力され
、ノット回路１７３からは信号Ｔ．を符号反転した信号
Ｔｙが出力される．この信号Ｔ，は第６図の信号Ｔ．と
同一波形である．この結果、信号Ｔ．がオンオフ信号Ｔ
．，Ｔ．として出力端子１７４，１７５から出力され、
信号Ｔ，がオンオフ信号Ｔ．，Ｔ．として出力端子１７
６，１７７から出力される．オンオフ信号Ｔ，〜Ｔ，の
レベルがハイのときインバータ回路１４の対応する半導
体スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ，はオンし、ローのときオ
フするとする．又、第２図より半導体スイッチング素子
５１〜Ｓ４のオンオフと変圧器２Ａの２次電圧ｖ８との
関係は次式のようになる．従って、２次電圧Ｖ！は第６
図に示すようにデューティ比が５０％の矩形波電圧とな
る．一方、基準電圧信号発生回路ｌ６からサイクロコン
バータ回路１５が出力すべき基準電圧信号ｖｃ：が出力
され、キャリア信号ｖ２とともにスイッチング信号発生
回路１８Ａに入力される．スイッチング信号発生回路１
８Ａはこれを受けて、次のようにＰＷＭｉｌｌされたス
イッチング信号Ｔ５．〜Ｔｏを出力する．まず、入力端
子２０１を介して入力された基準電圧信号ｖｃ：は絶対
値回路２０２により絶対値信号ｌ Ｖ ｃ：Ｉに変換さ
れる．この絶対値信号１ ｖ ｃ：ｌは、入力端子２０
０を介して入力されたキャリア信号Ｖ，と共に比較器２
０３に入力され、比較器２０３は第６図に示す信号Ｔ，
を出力する．信号ＴＰはＡ分周器２０４に入力され、信
号Ｔ，に変換される．又、信号ＴＦがノット回路２０５
によって符号反転された後２分周器２０６に入力される
と、第６図に示す信号Ｔ．が出力される．さらに、信号
Ｔ，をノット回路２０７に入力すると信号Ｔｃが出力さ
れ、信号Ｔ，をノット回路２０Ｂに入力すると信号Ｔ４
が出力される．ここで、信号Ｔ１〜Ｔ４とサイクロコン
バータ回路ｌ５の出力電圧Ｖ一との関係について説明す
る．出力電圧ＶｅＣの極性を正にしたい場合には、次式
に従ってスイッチング信号ＴＳ，−ｍＴｓｒを決定する
．７，，＝丁，， Ｔ＊ｒ＝Ｔａ， Ｔｔｒ＝Ｔｃ
Ｓ Ｔｓｒ＝Ｔｂ ・・・（４）このスイッチング信
号ＴＳ，Ｍ−ＴＩＦに応して、双方向性スイッチを構成
する半導体スインチング素子Ｓ１ Ｓ，１゜（ｎ＝５〜
８）のいずれかのオンオフ信号Ｔ１又はＴｌｌ’（ｎ＝
５ 〜Ｂ）がサイクロコンバータスイッチング回路２０
から出力される．半導体スイッチング素子Ｓｓ〜Ｓｓ，
Ｓｓ’〜Ｓ．′のオンオフとサイクロコンバータ回路ｌ
５の出力電圧ｖｃｔとの関係は、次式で示される． 従って、（４）式及び（５）式より、第６図において信
号Ｔ − ， Ｔ ｂが共にハイレベルのときｖ（Ｃ
”” ｔ ％信？Ｔ ｃ， Ｔ ａが共にハイレベルの
ときＶ ｃ ｃ ＝ Ｖ■、信号Ｔ − ， Ｔ ａ
又は信号Ｔ．，Ｔ，がハイレベルのときｖｃｃ＝Ｏとな
るので、サイクロコンバータ回路１５の出力電圧ＶＣ（
は第６図の最下段に示すようにＰＷＭ変調されかつ極性
が正の電圧となる．反対に、Ｖ（Ｃの極性を負にしたい
場合は、次式に従ってスイッチング信号ＴＳＦ〜ＴＩＰ
を決定すればよい． Ｔｓｖ＝Ｔｃ，Ｔ＆ｐ＝ Ｔｂ、Ｔｔｐ＝Ｔい Ｔａｐ
＝Ｔａ −（６）次に、第４図の動作説明の続きを説
明する．極性判別回路２０９から基準電圧信号ｖｃ：の
極性信号Ｖ■，が出力される．又、ノット回路２１０か
ら極性信号ｖ．１を符号反転した信号が出力される．こ
れらの信号及び信号Ｔ．〜Ｔ．はアンド回路２１１〜２
１Ｂを介してオア回路２１９〜２２２に入力され、基準
電圧信号ｖｃ：の極性が正のときはアンド回路２１１，
２１４，２１６，２１７からそれぞれ信号Ｔ−，Ｔ−，
Ｔａ，Ｔｂが出力されるので、出力端子２２３〜２２６
から（４）式に対応したスイッチング信号ＴＳＦ〜ＴＩ
Ｆが出力される．同様にして、基準電圧信号ｖどの極性
が負のときは、（６）式に対応したスイッチング信号Ｔ
ＳＰ−ＴＩＦが出力される．次に、電流検出器５から出
力されたサイクロコンバータ回路１５の出力電流１ｃｃ
が電流極性判別回路ｌ９に入力され、該回路１９から出
力電流Ｓ ｃｃの極性信号ｉ．，．が出力される．極性
信号ｉ．．１はスイッチング信号発生回路１８Ａから出
力されたスイッチング信号７ ５ Ｐ−Ｔ ｓ ｐと共
にサイクロコンバータスイッチング回路２０に入力され
、サイクロコンバータスイッチング回路２０は次式に従
って出力端子２４４〜２５１からサイクロコンバータ回
路１５の各半導体スイッチング素子Ｓ，〜Ｓ Ｉ 、Ｓ
％゛〜Ｓ１のオンオフ信号Ｔｓ〜Ｔｌ＋ ’ｒｓ“〜
Ｔ１を出力する． 以上の動作によって、 基準電圧信号発生回路１６ から出力された交流の基準電圧信号ｖどをＰＷＭ変調し
た波形の電圧ｖｃｃがサイクロコンバータ回路ｌ５から
出力される．又、サイクロコンバータ回路１５の出力側
に接続されたフィルタ回路４によって出力電圧ｖｃｃの
高調波威分が除去された後、負荷回路１３に供給される
． 次に、第７図〜第１０図によってこの発明の第２の実施
例を説明する．第７図はこの第２の実施例のブロック構
威を示し、６Ｂはキャリア信号発生器、１７Ｂはインバ
ータスイッチング回路、１８Ｂ，３０は第１及び第２の
スイッチング信号発生回路であり、他の構威は第１の実
施例と同じである． 第８図はスイッチング信号発生回路１８Ｂの詳細な構成
を示し、キャリア信号発生器６Ｂに接続された入力端子
３００と、基準電圧信号発生回路ｌ６に接続された入力
端子３０１と、絶対値回路３０２と、比較器３０３と、
ノント回路３０４．３０７，３０８．３１０と、入力信
号の立下がりに同期して出力信号の極性が反転する２分
周器３ ０ ５．３ ０ ６と、極性判別回路３０９と
、アンド回路３１１〜３１Ｂと、オア回路３１９〜３２
２と、出力端子３２３〜３２７とから構成されている． 第９図（ａｌは第２のスイッチング信号発生回路３０の
詳細な構成を示し、３３０〜３３４はスインチング信号
発生回路１８Ｂの出力端子３２３〜３２７に接続された
入力端子、３３５は電流極性判別回路ｌ９に接続された
入力端子、３３６は転流モード選択回路、３３７〜３４
０は信号選択回路、３４１〜３４４は出力端子である．
第９図（ロ）は転流モード選択回路３３６の詳細な構成
を示すブロック図であり、転流モード選択回路３３６は
ＸＯＲ回路（イクスクルーシブオア回路）３５０〜３５
３から構成されている．第９図（Ｃ）は信号選択回路３
３７〜３４０のうちの１つの信号選択回路３３７の詳細
な構戒を示すブロック図であり、信号選択回路３３７は
シフトレジスタ回路３５４と、オア回路３５５．３５９
と、ノット回路３５６と、アンド回路３５７．３５８と
から構成されている．ところで、インバータスイッチン
グ回路１７Ｂは、第３図に示されたインバータスイッチ
ング回路１７Ａの入力信号の立下がりに同期して出力信
号の極性が反転するＡ分周器１７２を、入力信号の立上
がりに同期して出力信号の極性が反転するＡ分周器に置
き換えた構或をしている．そこで、第３図をインバータ
スイッチング回路１７Ｂの詳細な構威を示すブロック図
とみなすものとする．ただし、２分周器１７２は入力信
号の立上がりに同期して出力信号の極性が反転する分周
器とする． つぎに、上述した第２の実施例の動作を第ｌＯ図を参照
しながら説明する．まず、キャリア信号発生器６Ｂから
第１０図の最上段に示すような右下がりののこぎり波状
のキャリア信号ｖ２が出力さ・れる．つぎに、このキャ
リア信号ＶＰを入力端子１７１を介してインバータスイ
ッチング回路１７Ｂに入力すると、Ａ分周器１７２及び
ノット回路１７３からそれぞれ第１０図に示すような信
号Ｔ８及びＴ，が出力される．そこ．で、これらの信？
から得られるオンオフ信号Ｔ，〜Ｔ４に応じてインバー
タ回路１４の４つの半導体スイッチング素子５１〜Ｓ４
をオンオフ動作させると、（３）式の関係から変圧器２
Ａの２次電圧Ｖ■は、第ｌＯ図に示すようなデューティ
比が５０％の矩形波電圧となる．以上の動作は、第１の
実施例の動作と同一なので詳細な動作説明は省略する。
を示し、キャリア信号発生器６Ａに接続された入力端子
２００と、基準電圧信号発生回路ｌ６に接続された入力
端子２０１と、絶対値回路２０２と、比較器２０３と、
ノット回路２０５，２０７，２０８，２１０と、入力信
号の立下りに同期して出力の極性が反転する２分周器２
０４．２０６と、極性判別回路２０９と、アンド回路２
１１〜２１Ｂと、オア回路２１９〜２２２と、出力端子
２２３〜２２６とから構威されている．第５図はサイク
ロコンバータスイッチング回路２０の詳細な横威を示し
、スイッチング信号発生回路１８Ａの出力端子２２３〜
２２６に接続された入力端子２３０〜２３３と、電流極
性判別回路ｌ９に接続された入力端子２３４と、ノット
回路２３５と、アンド回路２３６〜２４３と、出力端子
２４４〜２５１とから構威されている．次に、上記＃Ｉ
威の動作を第６図のタイミングチャートを用いて説明す
る．まず、キャリア信号発生器６Ａから第６図の最上段
に示す右上りのノコギリ波状のキャリア信号ＶＰが出力
される．次に、インバータスイッチング回路１７Ａから
以下の動作によってデューティ比５０％のオンオフ信号
Ｔ，〜Ｔ４が出力さ゛れる．即ち、キャリア信号Ｖ，が
入力端子１７１を介して入力されると、Ａ分周器１７２
から第６図の信号Ｔ，と同一波形の信号Ｔ．が出力され
、ノット回路１７３からは信号Ｔ．を符号反転した信号
Ｔｙが出力される．この信号Ｔ，は第６図の信号Ｔ．と
同一波形である．この結果、信号Ｔ．がオンオフ信号Ｔ
．，Ｔ．として出力端子１７４，１７５から出力され、
信号Ｔ，がオンオフ信号Ｔ．，Ｔ．として出力端子１７
６，１７７から出力される．オンオフ信号Ｔ，〜Ｔ，の
レベルがハイのときインバータ回路１４の対応する半導
体スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ，はオンし、ローのときオ
フするとする．又、第２図より半導体スイッチング素子
５１〜Ｓ４のオンオフと変圧器２Ａの２次電圧ｖ８との
関係は次式のようになる．従って、２次電圧Ｖ！は第６
図に示すようにデューティ比が５０％の矩形波電圧とな
る．一方、基準電圧信号発生回路ｌ６からサイクロコン
バータ回路１５が出力すべき基準電圧信号ｖｃ：が出力
され、キャリア信号ｖ２とともにスイッチング信号発生
回路１８Ａに入力される．スイッチング信号発生回路１
８Ａはこれを受けて、次のようにＰＷＭｉｌｌされたス
イッチング信号Ｔ５．〜Ｔｏを出力する．まず、入力端
子２０１を介して入力された基準電圧信号ｖｃ：は絶対
値回路２０２により絶対値信号ｌ Ｖ ｃ：Ｉに変換さ
れる．この絶対値信号１ ｖ ｃ：ｌは、入力端子２０
０を介して入力されたキャリア信号Ｖ，と共に比較器２
０３に入力され、比較器２０３は第６図に示す信号Ｔ，
を出力する．信号ＴＰはＡ分周器２０４に入力され、信
号Ｔ，に変換される．又、信号ＴＦがノット回路２０５
によって符号反転された後２分周器２０６に入力される
と、第６図に示す信号Ｔ．が出力される．さらに、信号
Ｔ，をノット回路２０７に入力すると信号Ｔｃが出力さ
れ、信号Ｔ，をノット回路２０Ｂに入力すると信号Ｔ４
が出力される．ここで、信号Ｔ１〜Ｔ４とサイクロコン
バータ回路ｌ５の出力電圧Ｖ一との関係について説明す
る．出力電圧ＶｅＣの極性を正にしたい場合には、次式
に従ってスイッチング信号ＴＳ，−ｍＴｓｒを決定する
．７，，＝丁，， Ｔ＊ｒ＝Ｔａ， Ｔｔｒ＝Ｔｃ
Ｓ Ｔｓｒ＝Ｔｂ ・・・（４）このスイッチング信
号ＴＳ，Ｍ−ＴＩＦに応して、双方向性スイッチを構成
する半導体スインチング素子Ｓ１ Ｓ，１゜（ｎ＝５〜
８）のいずれかのオンオフ信号Ｔ１又はＴｌｌ’（ｎ＝
５ 〜Ｂ）がサイクロコンバータスイッチング回路２０
から出力される．半導体スイッチング素子Ｓｓ〜Ｓｓ，
Ｓｓ’〜Ｓ．′のオンオフとサイクロコンバータ回路ｌ
５の出力電圧ｖｃｔとの関係は、次式で示される． 従って、（４）式及び（５）式より、第６図において信
号Ｔ − ， Ｔ ｂが共にハイレベルのときｖ（Ｃ
”” ｔ ％信？Ｔ ｃ， Ｔ ａが共にハイレベルの
ときＶ ｃ ｃ ＝ Ｖ■、信号Ｔ − ， Ｔ ａ
又は信号Ｔ．，Ｔ，がハイレベルのときｖｃｃ＝Ｏとな
るので、サイクロコンバータ回路１５の出力電圧ＶＣ（
は第６図の最下段に示すようにＰＷＭ変調されかつ極性
が正の電圧となる．反対に、Ｖ（Ｃの極性を負にしたい
場合は、次式に従ってスイッチング信号ＴＳＦ〜ＴＩＰ
を決定すればよい． Ｔｓｖ＝Ｔｃ，Ｔ＆ｐ＝ Ｔｂ、Ｔｔｐ＝Ｔい Ｔａｐ
＝Ｔａ −（６）次に、第４図の動作説明の続きを説
明する．極性判別回路２０９から基準電圧信号ｖｃ：の
極性信号Ｖ■，が出力される．又、ノット回路２１０か
ら極性信号ｖ．１を符号反転した信号が出力される．こ
れらの信号及び信号Ｔ．〜Ｔ．はアンド回路２１１〜２
１Ｂを介してオア回路２１９〜２２２に入力され、基準
電圧信号ｖｃ：の極性が正のときはアンド回路２１１，
２１４，２１６，２１７からそれぞれ信号Ｔ−，Ｔ−，
Ｔａ，Ｔｂが出力されるので、出力端子２２３〜２２６
から（４）式に対応したスイッチング信号ＴＳＦ〜ＴＩ
Ｆが出力される．同様にして、基準電圧信号ｖどの極性
が負のときは、（６）式に対応したスイッチング信号Ｔ
ＳＰ−ＴＩＦが出力される．次に、電流検出器５から出
力されたサイクロコンバータ回路１５の出力電流１ｃｃ
が電流極性判別回路ｌ９に入力され、該回路１９から出
力電流Ｓ ｃｃの極性信号ｉ．，．が出力される．極性
信号ｉ．．１はスイッチング信号発生回路１８Ａから出
力されたスイッチング信号７ ５ Ｐ−Ｔ ｓ ｐと共
にサイクロコンバータスイッチング回路２０に入力され
、サイクロコンバータスイッチング回路２０は次式に従
って出力端子２４４〜２５１からサイクロコンバータ回
路１５の各半導体スイッチング素子Ｓ，〜Ｓ Ｉ 、Ｓ
％゛〜Ｓ１のオンオフ信号Ｔｓ〜Ｔｌ＋ ’ｒｓ“〜
Ｔ１を出力する． 以上の動作によって、 基準電圧信号発生回路１６ から出力された交流の基準電圧信号ｖどをＰＷＭ変調し
た波形の電圧ｖｃｃがサイクロコンバータ回路ｌ５から
出力される．又、サイクロコンバータ回路１５の出力側
に接続されたフィルタ回路４によって出力電圧ｖｃｃの
高調波威分が除去された後、負荷回路１３に供給される
． 次に、第７図〜第１０図によってこの発明の第２の実施
例を説明する．第７図はこの第２の実施例のブロック構
威を示し、６Ｂはキャリア信号発生器、１７Ｂはインバ
ータスイッチング回路、１８Ｂ，３０は第１及び第２の
スイッチング信号発生回路であり、他の構威は第１の実
施例と同じである． 第８図はスイッチング信号発生回路１８Ｂの詳細な構成
を示し、キャリア信号発生器６Ｂに接続された入力端子
３００と、基準電圧信号発生回路ｌ６に接続された入力
端子３０１と、絶対値回路３０２と、比較器３０３と、
ノント回路３０４．３０７，３０８．３１０と、入力信
号の立下がりに同期して出力信号の極性が反転する２分
周器３ ０ ５．３ ０ ６と、極性判別回路３０９と
、アンド回路３１１〜３１Ｂと、オア回路３１９〜３２
２と、出力端子３２３〜３２７とから構成されている． 第９図（ａｌは第２のスイッチング信号発生回路３０の
詳細な構成を示し、３３０〜３３４はスインチング信号
発生回路１８Ｂの出力端子３２３〜３２７に接続された
入力端子、３３５は電流極性判別回路ｌ９に接続された
入力端子、３３６は転流モード選択回路、３３７〜３４
０は信号選択回路、３４１〜３４４は出力端子である．
第９図（ロ）は転流モード選択回路３３６の詳細な構成
を示すブロック図であり、転流モード選択回路３３６は
ＸＯＲ回路（イクスクルーシブオア回路）３５０〜３５
３から構成されている．第９図（Ｃ）は信号選択回路３
３７〜３４０のうちの１つの信号選択回路３３７の詳細
な構戒を示すブロック図であり、信号選択回路３３７は
シフトレジスタ回路３５４と、オア回路３５５．３５９
と、ノット回路３５６と、アンド回路３５７．３５８と
から構成されている．ところで、インバータスイッチン
グ回路１７Ｂは、第３図に示されたインバータスイッチ
ング回路１７Ａの入力信号の立下がりに同期して出力信
号の極性が反転するＡ分周器１７２を、入力信号の立上
がりに同期して出力信号の極性が反転するＡ分周器に置
き換えた構或をしている．そこで、第３図をインバータ
スイッチング回路１７Ｂの詳細な構威を示すブロック図
とみなすものとする．ただし、２分周器１７２は入力信
号の立上がりに同期して出力信号の極性が反転する分周
器とする． つぎに、上述した第２の実施例の動作を第ｌＯ図を参照
しながら説明する．まず、キャリア信号発生器６Ｂから
第１０図の最上段に示すような右下がりののこぎり波状
のキャリア信号ｖ２が出力さ・れる．つぎに、このキャ
リア信号ＶＰを入力端子１７１を介してインバータスイ
ッチング回路１７Ｂに入力すると、Ａ分周器１７２及び
ノット回路１７３からそれぞれ第１０図に示すような信
号Ｔ８及びＴ，が出力される．そこ．で、これらの信？
から得られるオンオフ信号Ｔ，〜Ｔ４に応じてインバー
タ回路１４の４つの半導体スイッチング素子５１〜Ｓ４
をオンオフ動作させると、（３）式の関係から変圧器２
Ａの２次電圧Ｖ■は、第ｌＯ図に示すようなデューティ
比が５０％の矩形波電圧となる．以上の動作は、第１の
実施例の動作と同一なので詳細な動作説明は省略する。
つづいて、基準電圧信号発生回ｍｌ６からサイクロコン
バータ回路ｌ５の出力すべき電圧の基準電圧信号Ｖ ｃ
ｃが出力され、キャリア信号発生器６Ｂから出力された
キャリア信号Ｖアとともに第１のスイッチング信号発生
回路１８Ｂに入力され、第１のスイッチング信号発生回
路１８Ｂから次の動作によって第１のスイッチング信号
Ｔ■〜Ｔ．．が出力される．まず、入力端子３０１を介
して入力された基準電圧信号ｖｃ：は絶対値回路３０２
に入力され、絶対値信号＋ Ｖ ｃ：ｌが出力される．
つづいて、この絶対値信号＋ Ｖ ｃ：＋は入力端子３
００．を介して入力されたキャリア信号ｖ，とともに比
較器３０３に入力され、比較器３０３から第ｌＯ図に示
すような信号？，が出力される．さらに、この信号Ｔ，
をノット回路３０４に入力して符号反転を行った後Ａ分
周器３０５に入力すると、第１０図に示すような信号Ｔ
，が出力される．また、信号Ｔ，をＡ分周器３０６に入
力すると、第１０図に示すような信号Ｔ，が出力される
．さらに、信号Ｔ．及びＴ，をそれぞれノフト回路３０
７．３０８に入力すると、信号Ｔ，及びＴ．が出力され
る．つづいて、入力端子３０１を介して入力された基準
電圧ｖ，：は極性判別回路３０９に入力され、極性信号
Ｖ．■が出力される．さらに、アンド回路３１１〜３１
８、オア回路３１９〜３２２及びノット回路３１０によ
って、次式に従って第１のスイッチング信号ＴＳ．〜Ｔ
．，が得られる． ？して、これらの第１のスイッチング信号ＴｓＱ〜Ｔ．
．及び極性信号Ｖ■．は、それぞれ出力端子？２３〜３
２７から出力される． ところで、次に動作説明を行う第２のスインチング信号
発生回路３０を省略して、第１のスイッチング信号Ｔ
ＳＱ〜Ｔ■をそれぞれスイッチング信号Ｔｓｒ〜Ｔ．Ｐ
として、サイクロコンバークスインチング回路２０に入
力すると、例えばｖバの極性が正のとき，第１０図の最
下段に示すようなＰＷＭ変調されかつ極性が正の電圧が
サイクロコンバーク回路Ｉ５から出力されることは、上
述した第１の実施例の動作から明らかである．次に、ス
イッチング信号発生回路３０の動作説明を行う前に、サ
イクロコンバータ回路１５を構威ずる８つの半導体スイ
ッチング素子Ｓ，〜Ｓｌ＋ Ｓｓ’〜Ｓ１の転流動作
について説明する．まず、サイクロコンバータ回路ｌ５
の出力電圧Ｖ ｃｃ及び出力電流ｉ ｃｅの極性がとも
に正の場合について説明する．このときは、出力電流１
ｃｃの橋性が正であるので、サイクロコンバータスイッ
チング回路２０によってサイクロコンバータ回路ｌ５を
構戒する８つの半導体スイッチング素子Ｓ，〜ｓ．，ｓ
，’〜Ｓ１のうちの４つのスイッチング素子Ｓ，〜Ｓ，
がオンオフ動作を行う．また、出力電圧Ｖ−の極性が正
、つまり基準電圧信号ｖどの極性が正であるので、（８
）式の関係から第１０図において信号Ｔ．，Ｔ．，Ｔｃ
，Ｔ４に応じてそれぞれスイッチング素子Ｓｓ， Ｓ
Ｉ＋Ｓ？，５６がオンオフ動作を行う．次に、これらの
スイッチング素子間では、第１０図中の１〜４で示した
タイミングに転流が行われる．すなわち、１のタイミン
グではＳＳからＳ，へ ２のタイミングではＳｈからＳ
，へ、３のタイミングではＳ，からＳ，へ、及び４のタ
イミングではＳｌからＳ．へそれぞれ転流が行わ収る．
ここで、１のタイξングにおけるＳ，からＳ，への転流
を調べると、第ｌＯ図より、転流時の変圧器２Ａの２次
電圧ｖ２の極性は負なので、第２図からＳＳは逆バイア
スされるので電源転流が可能であることがわかる．同様
に、他の２〜４のタイミングにおいても電源転流が可能
であることがわかる． 次に、サイクロコンバータ回路１５の出力電圧Ｖ ｃｃ
の極性は正、出力電流ｉ ｃｅの極性は負の場合につい
て説明する．このときは出力電流ｔｃｃの極性は負であ
るので、サイクロコンバータスイッチング回路２０によ
って、サイクロコンバータ回路１５をｉｌｔＥする８つ
の半導体スイッチング素子Ｓｓ〜Ｓ＊＋Ｓｓ’〜３，＋
のうち４つのスイッチング素子Ｓｓ“〜Ｓ，ｌがオンオ
フ動作を行う．また、出力電圧Ｖ ｃｃの極性は正、つ
まり基準電圧信号ｖｃ：の極性が正であるので、（８）
式の関係から第１０図において信号Ｔ．， ＴＴｈ，
Ｔｃ， Ｔａに応じて、それぞれスイッチング素子Ｓ
Ｓ ’ ＊ Ｓ ＠ ’ ＋ Ｓ ’ｔ ’ ， Ｓ
６ ’がオンオフ動作を行う．次に、これらのスイッチ
ング素子間では、第１０図中の１〜４で示したタイミン
グに転流が行われる．すなわち、１のタイミングではＳ
，ｌから３．１へ、２のタイミングでは５ｈ＋から５１
へ ３のタイミングではＳ，ｌから３Ｓ１へ、及び４の
タイξングでは５，＋から５ ， ｌへそれぞれ転流が
行われる．ここで、ｌのタイミングにおけるＳｓ“から
Ｓｔ’への転流を調べると、第１０図より転流時の変圧
器２八の２次電圧Ｖ，の極性は負なので、第２図からＳ
，“は順バイアスされるので電源転流が不可能であるこ
とがわかる．同様に、他の２〜４のタイξングにおいて
も電源転流が不可能であることがわかる．つまり、この
場合は強制転流によって各スイッチング素子の転流を行
う必要がある．同様にして、出力電圧ＶＣＣの極性が負
の場合について調べると、結果として出力電圧Ｖ ｃｃ
と出力電流ｔｃｃの極性が同し場合は４つのスイッチン
グ素子Ｓｓ．Ｓｓ（又はＳ ，Ｉ〜Ｓ．゛）の電源転流
が可能であり、極性が異なる場合は電源転流が不可能で
あることがわかる．ところで、電源転流を用いる場合に
は、スイッチング信号のオフタイミング（第１０図では
、信号Ｔ．〜Ｔ−がハイからローに変化するタイミング
）を少なくとも転流時間だけ遅らせればよい． 次に、第２のスイッチング信号発生回路３０の動作につ
いて説明する．まず、第１のスイッチング信号発生回路
１８Ｂから出力された極性信号Ｖ，，＠及び電流極性判
別回路１９から出力されたサイクロコンバータ回路ｌ５
の出力電流ｉ−の極性信号ｉ。．がそれぞれ、入力端子
３３４，３３５？介して入力され、さらに転流モード選
択回路３３６に入力される．転流モード選択回路３３６
は第９図（ハ）のようにＸＯＲ回路３５０〜３５３によ
って構成されているので、この転流モード選択回路３３
６から、極性信号Ｖ■ア及びｉ ＊＠Ｒのレベルが同し
とき（つまり、サイクロコンバータ回路１５の出力電圧
Ｖ ｃｃと出力電流＋ｃｃの極性が同しとき）はハイレ
ベルの、極性信号Ｖ ｓｅｌｌ及びｉ ”ｔｅａのレベ
ルが異なるときはローレベルの信号Ｙｓ〜Ｙ．が出力さ
れる．つづいて、スイッチング信号発生回路１８Ｂから
出力されたスイッチング信号Ｔ５．−’−Ｔ．，がそれ
ぞれ入力端子３３０〜３３３を介して入力され、さらに
上記信号Ｙ，〜Ｙ．とともに、信号選択回路３３７〜３
４０に入力される．次に、信号選択回路３３７の動作を
第９図（Ｃ）に従って説明する．まず、入力端子３３０
から入力されたスイッチング信号ＴＳ＠をシフトレジス
タ回路３５４及びオア回路３５５に入力すると、オア回
路３５５からスイッチング信号Ｔｎの立下がりタイミン
グのみが転流時間分以上遅れた信号ＴＳ＠？出力される
．さらに、ノット回１￥３３５６、アンド回路３５７，
３５８とオア回路３５９によって、上記の２つの信号Ｔ
Ｓ＠およびＴＳ．″のいずれを第２のスイッチング信号
ＴＳＦとして出力するかの選択が転流モード選択回路３
３６から出力された信号Ｙ，に従って行われる．同様の
動作によって、信号遺沢回路３３８〜３４０から第２の
スイッチング信号Ｔ６Ｐ％Ｔ．Ｐが出力される．このよ
うにして、上述したような転流モードに応じた第２のス
イッチング信号ＴＳｒ’−ｗＴＩＰが出力端子３４１〜
３４４から出力される． つづいて、これらのスイッチング信号Ｔ，Ｐ〜Ｔ．をｉ
流極性判別回路ｌ９から出力された極性信号ｉ■７とと
もにサイクロコンバータスイッチング回路２０に入力す
ると、サイクロコンバータ回路１５を構威する８つの半
導体スイッチング素子ＳＳ〜Ｓｓ， Ｓｓ’〜Ｓ１の
それぞれのオンオフ信号Ｔ，〜Ｔ＊，Ｔｓ’〜Ｔ１が出
力される．さらに、これらのオンオフ信号Ｔ ｓ””
Ｔ ｍ， Ｔ ｓ’〜Ｔ１に従って、スイッチング素子
Ｓ，〜Ｓｓ’， Ｓｓ’〜Ｓ，ｌがオンオフ動作を行う
． 以上の動作によって、基準電圧発生回路１６から出力さ
れた交流の基準電圧信号■ｃ：をＰＷＭ変調した波形の
電圧Ｖ ｃ ｃが、サイクロコンバータ回路１５から出
力される．さらに、サイクロコンバータ回路１５の出力
側に接続されたフィルタ回路４によってこの出力電圧Ｖ
ｃｃの高調波戒分が除去されたのち、負荷回路工３に
供給される．この第２の実施例においては、第１の実施
例の効果を有するとともに、第２のスイッチング信号発
生回路３０によってサイクロコンバータ回路１５を構威
する半導体スイッチング素子Ｓ，〜Ｓａ，Ｓｓ’〜Ｓ，
Ｉの電源転流が可能か否かの判定を行い、その結果に従
って第２のスイッチング信号を出力しており、このスイ
ッチング素子Ｓ，〜ｓｓ， ｓＳ’〜Ｓ１の電源転流
が可能となり、従来の強制転流方式に比べてオフ時のス
イッチング損失を低減することができ、効率の高い直流
一交流電力変換装置が得られる． なお、上記した第２の実施例では、キャリア発生器６Ｂ
が右下がりののこぎり歯状のキャリア信号を出力する場
合について説明したが、第１の実施例で説明したような
右上がりののこぎり歯状のキャリア信号や三角波状のキ
ャリア信号を発生するものでもよい．ただし、キャリア
信号の波形によって、サイクロコンバータ回路１５を構
威する８つの半導体スイッチング素子のうちいずれの素
子が電源転流可能であるかは異なるので、キャリア信号
によって第２のスイッチング信号発生回路３０に含まれ
る転流モード選択回路３３６の構戒を変更する必要があ
ることは言うまでもない．また、第ｌの実施例ではサイ
クロコンバータスイッチング回路２０は、出力電流ｉ
ｃｅの極性によってオンオフ信号Ｔ．又はＴ ａ’ （
ｎ ＝５〜８）の選択を行う構戒としたが、電流検出
器５及び電流極性判別回路１９を省略して出力電流ｉ
ｃｃの極性によらずオンオフ信号Ｔ。又は７ ． １を
同一信号とする構戒としてもよい． さらに、第１及び第２の実施例による直流一交流電力変
換装Ｉを無停電電源などに応用する場合は、例えば負荷
回路１３に供給される交流負荷電圧の基準値を指令とし
て与え、実際の交流負荷電圧を検出し基準値との偏差を
増幅した電圧が基準電圧信号Ｖ ｃｃとして与えられる
．従って、このような場合は、基準電圧信号発生回路１
６は、負荷回路ｌ３に供給される交流負荷電圧の基準信
号発生器と、実際の交流負荷電圧を検出するための電圧
検出器と、これらの基準負荷電圧と実際の負荷電圧の偏
差を増幅して基準電圧信号Ｖどを発生する増幅器とから
構威されることは言うまでもない．次に、第１１図〜第
１６図によってこの発明の第３の実施例を説明する．こ
の実施例は、多相の交流出力を得る場合の一例として、
３相の交流電圧を出力させるときの実施例である．第１
１図はこの第３の実施例のブロック構成を示し、４Ａは
フィルタ回路、１５Ａはサイクロコンバータ回路、１６
Ａは基準電圧信号発生回路、１８Ｃは第１のスインチン
グ信号発生回路、１９Ａはｔ流極性判別回路、２ＯＡは
サイクロコンバータスイッチング回路、３０Ａは第２の
スイッチング信号発生回路、１３Ａはこの直流一交流電
力変換装置に接続された−３相の負荷回路であり、他の
構威は上記実施例と同様である． 第１２図はサイクロコンバータ回路１５Ａｌびフィルタ
回路４Ａの詳細な構威を示し、サイクロコンバータ回路
１５Ａは変圧器２Ａの２次側巻線端子２３．２４とそれ
ぞれ接続された入力端子４００．４０１と、トランジス
タやＭＯＳ ＦＥＴ等の半導体スイッチング素子Ｓ，〜
Ｓ，。＋Ｓ％゛〜Ｓｌｌと、これらのスイッチング素子
と逆並列に接続されたダイオードＤＳ〜Ｄ ｌ ＠ ，
Ｄ ｓ ’〜Ｄ１。゜と、フィルタ回路４Ａに接続
された出力端子４０２〜４０４とから構威されている．
なお、２つの半導体スイッチング素子Ｓ＠１，Ｓａ’（
ｎ ＝５ 〜１ ０ ）とこれに逆並列に接続されたダ
イオードＤｗ， Ｄ，ｌ’（ｎ＝５〜１０）とは、ｉ
ｆｆｉ電方向が制御可能な双方向性スイッチを楕威して
いる．又、フィルタ回路４Ａはサイクロコンバータ回路
１５Ａの出力端子４０２〜４０４とそれぞれ接続された
入力端子４０５〜４０７と、リアクトルＬＦ及びコンバ
ータＣ『と、出力端子４０８〜４１０とから構威されて
いる．第１３図は第１のスイッチング信号発生回路１８
Ｃの詳細な構威を示し、基準電圧信号発生回路１６Ａと
接続された入力端子４２０〜４２２と、キャリア信号発
生器６Ｂに接続された入力端子４２３と、比較器４２４
〜４２６と、入力信号の立上りに同期して出力の極性が
反転するＸ分周器４２７〜４２９と、ノット回路４３０
〜４３２と、極性判別回路４３３〜４３５と、出力端子
４３６〜４４４とから構威されている． 第１４図は第２のスイッチング信号発生回路３０Ａの詳
細な構威を示し、第１のスイッチング信号発生回路１８
Ｃの出力端子４３６〜４４１に接続された入力端子４５
０〜４５５と、同じく出力端子４２２〜４４４に接続さ
れた入力端子４５６，４５８，４６０と、電流極性判別
回路１９Ａに接続された入力端子４５７，４５９．４６
１と、ＸＯＲ （イクスクルーシブオア）回路４６２〜
４６４と、信号選択回路４６５〜４７０と、出力端子４
７１〜４７６とから構威されている．第１５図はサイク
ロコンバータスイッチンク回路２０Ａの詳細な構威を示
し、第２のスイッチング信号発生回路３０Ａの出力端子
４７１〜４７６に接続された入力端子４８０〜４８５と
、電流極性判別回路１９Ａに接続された入力端子４８６
〜４８Ｂと、ノット回路４８９〜４９４と、アンド回路
４９５〜５０６と、出力端子５０７〜５１Ｂとから構威
されている． 次に、第３の実施例の動作を第１６図を参照しながら説
明する．まず、キャリア信号発生器６Ｂから第ｌ６図の
最上段に示す右下りの鋸歯状のキャリア信号ｖＰが出力
される．このキャリア信号Ｖ，はインバータスイッチン
グ回路１７Ｂに入力され、インバータスイッチング回路
１７Ｂはオンオフ信号Ｔ，〜Ｔ，を出力する．これに応
じてインバータ回路１４は４つの半導体スイッチング素
子Ｓ，〜Ｓ．がオンオフされ、変圧器２Ａの２次電圧Ｖ
，は第１６図に示すデエーティ比が５０％の矩形波電圧
となる．以上の動作は第２の実施例と同一であるので、
詳細な説明は省略する．続いて、基準電圧信号発生回路
１６Ａから３相（Ｕ相、■相、Ｗ相）の交流基準電圧信
号Ｖ ｃｃ： ＋ ＶｔＣ： ＋Ｖ ｃｃｗが出力され
、キャリア信号ｖＰと共に第１のスイ，チング信号発生
回路１８Ｃに入力される．次に、Ｕ相の電圧を制扉する
ためのサイクロコンバータ回路１５Ａに含まれる４つの
半導体スインチング素子ＳＳ，Ｓ＆， Ｓ５’，Ｓ−
’のオンオフ動作を第１６図を参照しながら説明する．
まず、第１のスイッチング信号発生回路１８ｃの入力端
子４２０に入力されたＵ相基準電圧信号Ｖ ｃｃｔ＋は
入力端子４２３に入力されたキャリア信号ｖＰとともに
比較器４２４に入力され、比較器４２４から第１６図に
示すような信号ＴＰ＋＋が出力される．この信号Ｔ２は
２分周器４２７に入力され、第１６図に示す第１のスイ
ッチング信号ＴＳｑが出力端子４３６から出力される．
又、信号ＴＳ．がノット回路４３０に入力されると第１
６図に示す第１のスイッチング信号Ｔ．が出力端子４３
７から出力される．又、■−＝は極性判別回路４３３に
よって極性が判別され、Ｕ相電圧極性信号Ｖ．．．とし
て出力端子４４２から出力される．第１のスイッチング
信号Ｔ Ｓ ａ ｒ Ｔ ＆ ＠は第２のスイッチング
信号発生回路３０Ａを介してスイッチング信号Ｔ，、Ｔ
ｈｅとして、電流極性判別回路１９Ａから出力されるＵ
相電流＋’ｃｃｗの極性信号１ ｍｇｍと共にサイクロ
コンバータスイッチング回路２０Ａに入力され、該回路
２ＯＡは次式の関係に従ってオンオフ信号Ｔ ｓ ，
Ｔ １Ｔ ｓ ’ ， Ｔ ＆ ’を出力する．ただし
、ｉ ｃｃｍの極性はサイクロコンバータ回路１５Ａか
らフィルタ４Ａに電流が流れる場合を正とする．オンオ
フ信号Ｔ ｓ ， Ｔ ６ ． Ｔ ｓ ’ ． Ｔ
＆ ’に応じてサイクロコンバータ回路１５Ａの半導体
スイッチング素子Ｓｓ， Ｓｔ， Ｓｓ’， ５
６’がオンオフ動作し、第１６図の最下段に示すＰＷＭ
変調された？圧ｖ１。が出力端子４０２から出力される
．この■．。は入力端子４０１に対する出力端子４０２
からの出力電圧であるから、半導体スイッチング素子Ｓ
．またはＳ，ｌがオンするとｖａ。＝０となる．次に、
サイクロコンバータ回路１５Ａの半導体スイッチング素
子Ｓｓ． Ｓｈ． Ｓｓ’． Ｓ６’の転流動作につ
いて説明する．まず、サイクロコンバータ回路１５Ａの
Ｕ相出力電圧Ｖ ｃｃｗ及びＵ相出力電流１，，＠の極
性が共に正の場合について説明する．ここで、Ｕ相出力
電圧Ｖ ｔｔ＠はサイクロコンバータ回路１５Ａの出力
中性電圧ｖ０即ち出力端子４０２〜４０４の電位をすべ
て加算した後１７３倍した電圧に対する出力端子４０２
の電圧である．即ち、 ｖ ｃｃ− ＝ ｖ −ｓ ｖ ＊
Ｏ［Ｉただし、Ｖゆ＝（Ｖ■＋Ｖ．，＋Ｖ，●）
／３であり、その基本波戒分はＵ相基準電圧信号ｖｃｃ
．と一敗する．さて、Ｖ ｔｔ＠及びｉｃｃｗの極性が
共に正であるので、半導体スイッチング素子Ｓｓ，Ｓｓ
が（９）式の関係から第１のスイッチング信号Ｔｓ＊，
Ｔ．に応じてそれぞれオンオフする．次に、これらのス
イッチング素子間では、第１６図の１．２で示したタイ
壽ングで転流が行われる．即ち、１のタイミングではＳ
，からＳ．へ、２のタイミングではＳ＆からＳ，へそれ
ぞれ転流が行われる．ここで、ｌのタイミングにおける
ＳＳから５６への転流を調べると、第１６図より転流時
の変圧器２Ａの２次電圧Ｖ．の極性は負であるので、第
１２図でＳ，をオンするとＳ，は逆バイアスされてオフ
すること、即ち電源転流が可能であることが判る．同様
に、２のタイξングにおいても電源転流が可能であるこ
とが判る． 次に、サイクロコンバータ回路１５ＡのＵ相出力電圧Ｖ
ｃｃｗの極性が正で、Ｕ相出力電流ｔ ｃｃｗの極性
が負の場合について説明する．この場合、半導体スイッ
チング素子Ｓ，”＋Ｓ＆が（９）式の関係から第１のス
イッチング信号Ｔ ｓ＠， ’ｒ．，に応じてそれぞれ
オンオフ動作する．次に、これらのスイッチング素子Ｓ
！１’ ＋ Ｓ ｈ゜間では、第１６図の３．４で示
したタイミングで転流が行われる．即ち、３？タイミン
グでは５，＋からｓ．゜へ、４のタイミングではＳ．・
から３，＋へそれぞれ転流が行われる．ここで、３のタ
イミングにおける３，１からＳ，”への転流を調べると
、第１６図より転流時の変圧器２Ａの２次電圧■，の極
性は負であるので、第１２図でＳ．”をオンするとＳｓ
’は順バイアスされ、５，＋はオフせず、電源転流が不
可能であることが判る．同様に、４のタイミングにおい
ても電源転流が不可能であることが判る． 同様にして、Ｕ相出力電圧Ｖ ｃ ｃ ＋＋の極性が負
の場合について調べると、結果としてＵ相出力電圧Ｖ
ｃｃｍとＵ相出力ｔｉ流ｉ ｃｃ＋＋の極性が同じ場合
は２つのスイッチング素子Ｓｓ．Ｓ＊（又はＳＳ’，Ｓ
．’）間の電源転流が可能であり、極性が異なる場合は
ｉｔ源転流が不可能であることが判る．この電源転流を
用いる場合には、第２の実施例で説明したように、スイ
ッチング信号のオフタイミング（第ｌ６図では、信号Ｔ
，■ Ｔ１がハイからローに変化するタイミング）を少
なくとも転流時間だけ遅らせればよい． ？に、上記説明で省略した第２のスイッチング信号発生
回路３０Ａの動作について説明する．まず、第１のスイ
ッチング信号発生回路１８Ｃから出力されたｕＩＩＩｉ
圧極性信号Ｖ■．１及び電流極性判別回路１９Ａから出
力されたサイクロコンバータ回路１５ＡのＵ相出力電流
１ ｅ（ｍの極性信号ｉ．ｕが入力端子４５６，４５７
を介してＸＯＲ回路４６２に入力され、ＸＯＲ回路４６
２から極性信号ｖｓ■．ｉ．．のレベルが同じとき（即
ち、サイクロコンバータ１５ＡのＵ相出力電圧Ｖ （ｃ
＠と出力電流１。，の極性が同しとき）はハイレベルで
、極性信号Ｖ■＠ｒ Ｉ ｍ＠＠のレベルが異なると
きはローレベル信号Ｙ．が出力される．続いて、第１の
スイッチング信号発生回路１８Ｃから出力されたスイッ
チング信号Ｔ，１Ｔ．．が入力端子４５０，４５１を介
して入力され、信号ＹＩｌと共に信号選択回路４６５，
４６６に入力される．これに応して、信号選択回路４６
５．４６６から転流モードに応じた第２のスイッチング
信号ＴＳＰ．Ｔ．が出力端子４７１，４７２から出力さ
れる．信号選択回路４６５．４６６の構成及び動作は第
２の実施例と同じ（第９図（Ｃ）参照）であるので、説
明を省略する．第２のスイッチング信号Ｔ，、Ｔ１は電
流極性判別回路１９Ａから出力されたＵ相出力ｉｔｍｉ
ｃｃ，の極性信号１１．１と共に入力端子４８０．４８
１，４８６を介してサイクロコンバータスイッチング回
路２０Ａに入力され、（９）式の関係に従ってサイクロ
コンバータ回１１５Ａの４つの半導体スイッチング素子
Ｓ ｓ， Ｓ １Ｓ ｓ“＋ Ｓ ６のオンオフ信号
Ｔ，，Ｔ．，Ｔ，’，Ｔ．’が出力端子５０７〜５１０
から出力され、スイッチング素子Ｓ ｓ． Ｓ ＆＋
Ｓ ｓ’ ． Ｓ ｈ”がオンオフ動作する．次に、Ｖ
相及びＷ相の電圧も同様にして制御される．即ち、第ｌ
のスイッチング信号発生回路１８Ｃに入力端子４２１．
４２２を介して基準電圧信号発生回路１６Ａから出力さ
れたｖｌ［基準電圧信号ＶＺｗ及びＷ相基準電圧信号Ｖ
ｃｏｗをそれぞれ入力すると、第１のスイソチング信
号Ｔｖ．〜Ｔ．，がそれぞれ出力端子４３８〜４４１か
ら出力される．又、出力端子４４３．４４４からＶ相？
びＷ相の電圧極性信号Ｖ＠＠Ｗ＋ＶＩＩ”が出力される
．続いて、第１のスイッチング信号発生回路１８Ｃから
出力された第１のスイッチング信号Ｔ？，〜Ｔ．，及び
電圧極性信号Ｖ■■ｖ．，１は電流極性判別回路１９Ａ
から出力されたＶ相出力電流ｉ ｃｃｖ及びＷ相出力電
流ｉ ｃｃｗの極性信号ｉ■■ｉ ｓｅｗと共に第２の
スイッチング信号発生回路３０Ａの入力端子４５２〜４
５５．４５８〜４６１に入力され、Ｕ相の場合と同様に
出力端子４７３〜４７６から転流モードに応じた第２の
スイッチング信号Ｔ ｑ ｐ − Ｔ ＋ ＊ ｔが出
力される．この第２のスイッチング信号Ｔ，ｐ−Ｔｒｏ
ｒは電流極性判別回路１９Ａから出力された極性信号ｉ
。ＩＴ＋ ｔｓａｗと共にサイクロコンバータスイッ
チング回路２０Ａの入力端子４８２〜４８５，４８７，
４８８に入力され、その出力端子５１１〜５１Ｂからサ
イクロコンバータ回路１５Ａの半導体スイッチング素子
Ｓ，〜３１＠＋ ｓｔ゜〜Ｓ１１のオンオフ信号Ｔ７
〜Ｔ ＩＩ， Ｔ，’〜Ｔ１１が出力され、該信号Ｔ？
〜ＴＩｈＴＶ’〜Ｔ．゜に応じてスイッチング素子３７
〜Ｓ目．Ｓ，・〜ｓ１１がオンオフ動作する． 以上の動作によって、基準電圧信号発生回路１６Ａから
出力された３相交流の基準電圧信号Ｖ （ｃ１１１
Ｖ ｃｃ：＋ Ｖ ｃｃｗに応じてそれぞれＰＷＭ変
調された３相交流電圧Ｖ，。＋ Ｖ ｅ （ ｖ ＋
Ｖ Ｃ Ｃ Ｉｌ＋がサイクロコンバータ回路１５Ａ
から出力され、サイクロコンバータ回路１５Ａの出力側
に接続された３相のフィルタ回路４Ａによって３相交流
電圧Ｖ ｃｃｔ＋ｔ Ｖ ＣｃＶ＋ Ｖ ｔｔｗに含
まれる高調波成分が除去された後、３相の負荷に供給さ
れる．〔発明の効果〕 以上のようにこの発明によれば、ＰＷＭ変調がサイクロ
コンバータ回路によって行われるので、変圧器の２次電
圧のデューティ比が５０％の矩形波電圧となるようにイ
ンバータ回路のスイッチングをおこなえばよい．従って
、多相の交流電圧を出力させたいときには、サイクロコ
ンバータ回路のみを並列接続してそれぞれのサイクロコ
ンバータ回路を個別にＰＷＭ＊！ＩＩすればよい．また
、従来のインバータ回路応用装置では、インバータ回路
に入力される直流電源を共通化した直流母線システムが
広く用いられているが、本発明による直流一交流電力変
換装置においては、デューティ比が５０％の矩形波電圧
を共通化された交流電圧とみなすことによって、柔軟性
の高い電源システムを横威できるという効果がある．
バータ回路ｌ５の出力すべき電圧の基準電圧信号Ｖ ｃ
ｃが出力され、キャリア信号発生器６Ｂから出力された
キャリア信号Ｖアとともに第１のスイッチング信号発生
回路１８Ｂに入力され、第１のスイッチング信号発生回
路１８Ｂから次の動作によって第１のスイッチング信号
Ｔ■〜Ｔ．．が出力される．まず、入力端子３０１を介
して入力された基準電圧信号ｖｃ：は絶対値回路３０２
に入力され、絶対値信号＋ Ｖ ｃ：ｌが出力される．
つづいて、この絶対値信号＋ Ｖ ｃ：＋は入力端子３
００．を介して入力されたキャリア信号ｖ，とともに比
較器３０３に入力され、比較器３０３から第ｌＯ図に示
すような信号？，が出力される．さらに、この信号Ｔ，
をノット回路３０４に入力して符号反転を行った後Ａ分
周器３０５に入力すると、第１０図に示すような信号Ｔ
，が出力される．また、信号Ｔ，をＡ分周器３０６に入
力すると、第１０図に示すような信号Ｔ，が出力される
．さらに、信号Ｔ．及びＴ，をそれぞれノフト回路３０
７．３０８に入力すると、信号Ｔ，及びＴ．が出力され
る．つづいて、入力端子３０１を介して入力された基準
電圧ｖ，：は極性判別回路３０９に入力され、極性信号
Ｖ．■が出力される．さらに、アンド回路３１１〜３１
８、オア回路３１９〜３２２及びノット回路３１０によ
って、次式に従って第１のスイッチング信号ＴＳ．〜Ｔ
．，が得られる． ？して、これらの第１のスイッチング信号ＴｓＱ〜Ｔ．
．及び極性信号Ｖ■．は、それぞれ出力端子？２３〜３
２７から出力される． ところで、次に動作説明を行う第２のスインチング信号
発生回路３０を省略して、第１のスイッチング信号Ｔ
ＳＱ〜Ｔ■をそれぞれスイッチング信号Ｔｓｒ〜Ｔ．Ｐ
として、サイクロコンバークスインチング回路２０に入
力すると、例えばｖバの極性が正のとき，第１０図の最
下段に示すようなＰＷＭ変調されかつ極性が正の電圧が
サイクロコンバーク回路Ｉ５から出力されることは、上
述した第１の実施例の動作から明らかである．次に、ス
イッチング信号発生回路３０の動作説明を行う前に、サ
イクロコンバータ回路１５を構威ずる８つの半導体スイ
ッチング素子Ｓ，〜Ｓｌ＋ Ｓｓ’〜Ｓ１の転流動作
について説明する．まず、サイクロコンバータ回路ｌ５
の出力電圧Ｖ ｃｃ及び出力電流ｉ ｃｅの極性がとも
に正の場合について説明する．このときは、出力電流１
ｃｃの橋性が正であるので、サイクロコンバータスイッ
チング回路２０によってサイクロコンバータ回路ｌ５を
構戒する８つの半導体スイッチング素子Ｓ，〜ｓ．，ｓ
，’〜Ｓ１のうちの４つのスイッチング素子Ｓ，〜Ｓ，
がオンオフ動作を行う．また、出力電圧Ｖ−の極性が正
、つまり基準電圧信号ｖどの極性が正であるので、（８
）式の関係から第１０図において信号Ｔ．，Ｔ．，Ｔｃ
，Ｔ４に応じてそれぞれスイッチング素子Ｓｓ， Ｓ
Ｉ＋Ｓ？，５６がオンオフ動作を行う．次に、これらの
スイッチング素子間では、第１０図中の１〜４で示した
タイミングに転流が行われる．すなわち、１のタイミン
グではＳＳからＳ，へ ２のタイミングではＳｈからＳ
，へ、３のタイミングではＳ，からＳ，へ、及び４のタ
イミングではＳｌからＳ．へそれぞれ転流が行わ収る．
ここで、１のタイξングにおけるＳ，からＳ，への転流
を調べると、第ｌＯ図より、転流時の変圧器２Ａの２次
電圧ｖ２の極性は負なので、第２図からＳＳは逆バイア
スされるので電源転流が可能であることがわかる．同様
に、他の２〜４のタイミングにおいても電源転流が可能
であることがわかる． 次に、サイクロコンバータ回路１５の出力電圧Ｖ ｃｃ
の極性は正、出力電流ｉ ｃｅの極性は負の場合につい
て説明する．このときは出力電流ｔｃｃの極性は負であ
るので、サイクロコンバータスイッチング回路２０によ
って、サイクロコンバータ回路１５をｉｌｔＥする８つ
の半導体スイッチング素子Ｓｓ〜Ｓ＊＋Ｓｓ’〜３，＋
のうち４つのスイッチング素子Ｓｓ“〜Ｓ，ｌがオンオ
フ動作を行う．また、出力電圧Ｖ ｃｃの極性は正、つ
まり基準電圧信号ｖｃ：の極性が正であるので、（８）
式の関係から第１０図において信号Ｔ．， ＴＴｈ，
Ｔｃ， Ｔａに応じて、それぞれスイッチング素子Ｓ
Ｓ ’ ＊ Ｓ ＠ ’ ＋ Ｓ ’ｔ ’ ， Ｓ
６ ’がオンオフ動作を行う．次に、これらのスイッチ
ング素子間では、第１０図中の１〜４で示したタイミン
グに転流が行われる．すなわち、１のタイミングではＳ
，ｌから３．１へ、２のタイミングでは５ｈ＋から５１
へ ３のタイミングではＳ，ｌから３Ｓ１へ、及び４の
タイξングでは５，＋から５ ， ｌへそれぞれ転流が
行われる．ここで、ｌのタイミングにおけるＳｓ“から
Ｓｔ’への転流を調べると、第１０図より転流時の変圧
器２八の２次電圧Ｖ，の極性は負なので、第２図からＳ
，“は順バイアスされるので電源転流が不可能であるこ
とがわかる．同様に、他の２〜４のタイξングにおいて
も電源転流が不可能であることがわかる．つまり、この
場合は強制転流によって各スイッチング素子の転流を行
う必要がある．同様にして、出力電圧ＶＣＣの極性が負
の場合について調べると、結果として出力電圧Ｖ ｃｃ
と出力電流ｔｃｃの極性が同し場合は４つのスイッチン
グ素子Ｓｓ．Ｓｓ（又はＳ ，Ｉ〜Ｓ．゛）の電源転流
が可能であり、極性が異なる場合は電源転流が不可能で
あることがわかる．ところで、電源転流を用いる場合に
は、スイッチング信号のオフタイミング（第１０図では
、信号Ｔ．〜Ｔ−がハイからローに変化するタイミング
）を少なくとも転流時間だけ遅らせればよい． 次に、第２のスイッチング信号発生回路３０の動作につ
いて説明する．まず、第１のスイッチング信号発生回路
１８Ｂから出力された極性信号Ｖ，，＠及び電流極性判
別回路１９から出力されたサイクロコンバータ回路ｌ５
の出力電流ｉ−の極性信号ｉ。．がそれぞれ、入力端子
３３４，３３５？介して入力され、さらに転流モード選
択回路３３６に入力される．転流モード選択回路３３６
は第９図（ハ）のようにＸＯＲ回路３５０〜３５３によ
って構成されているので、この転流モード選択回路３３
６から、極性信号Ｖ■ア及びｉ ＊＠Ｒのレベルが同し
とき（つまり、サイクロコンバータ回路１５の出力電圧
Ｖ ｃｃと出力電流＋ｃｃの極性が同しとき）はハイレ
ベルの、極性信号Ｖ ｓｅｌｌ及びｉ ”ｔｅａのレベ
ルが異なるときはローレベルの信号Ｙｓ〜Ｙ．が出力さ
れる．つづいて、スイッチング信号発生回路１８Ｂから
出力されたスイッチング信号Ｔ５．−’−Ｔ．，がそれ
ぞれ入力端子３３０〜３３３を介して入力され、さらに
上記信号Ｙ，〜Ｙ．とともに、信号選択回路３３７〜３
４０に入力される．次に、信号選択回路３３７の動作を
第９図（Ｃ）に従って説明する．まず、入力端子３３０
から入力されたスイッチング信号ＴＳ＠をシフトレジス
タ回路３５４及びオア回路３５５に入力すると、オア回
路３５５からスイッチング信号Ｔｎの立下がりタイミン
グのみが転流時間分以上遅れた信号ＴＳ＠？出力される
．さらに、ノット回１￥３３５６、アンド回路３５７，
３５８とオア回路３５９によって、上記の２つの信号Ｔ
Ｓ＠およびＴＳ．″のいずれを第２のスイッチング信号
ＴＳＦとして出力するかの選択が転流モード選択回路３
３６から出力された信号Ｙ，に従って行われる．同様の
動作によって、信号遺沢回路３３８〜３４０から第２の
スイッチング信号Ｔ６Ｐ％Ｔ．Ｐが出力される．このよ
うにして、上述したような転流モードに応じた第２のス
イッチング信号ＴＳｒ’−ｗＴＩＰが出力端子３４１〜
３４４から出力される． つづいて、これらのスイッチング信号Ｔ，Ｐ〜Ｔ．をｉ
流極性判別回路ｌ９から出力された極性信号ｉ■７とと
もにサイクロコンバータスイッチング回路２０に入力す
ると、サイクロコンバータ回路１５を構威する８つの半
導体スイッチング素子ＳＳ〜Ｓｓ， Ｓｓ’〜Ｓ１の
それぞれのオンオフ信号Ｔ，〜Ｔ＊，Ｔｓ’〜Ｔ１が出
力される．さらに、これらのオンオフ信号Ｔ ｓ””
Ｔ ｍ， Ｔ ｓ’〜Ｔ１に従って、スイッチング素子
Ｓ，〜Ｓｓ’， Ｓｓ’〜Ｓ，ｌがオンオフ動作を行う
． 以上の動作によって、基準電圧発生回路１６から出力さ
れた交流の基準電圧信号■ｃ：をＰＷＭ変調した波形の
電圧Ｖ ｃ ｃが、サイクロコンバータ回路１５から出
力される．さらに、サイクロコンバータ回路１５の出力
側に接続されたフィルタ回路４によってこの出力電圧Ｖ
ｃｃの高調波戒分が除去されたのち、負荷回路工３に
供給される．この第２の実施例においては、第１の実施
例の効果を有するとともに、第２のスイッチング信号発
生回路３０によってサイクロコンバータ回路１５を構威
する半導体スイッチング素子Ｓ，〜Ｓａ，Ｓｓ’〜Ｓ，
Ｉの電源転流が可能か否かの判定を行い、その結果に従
って第２のスイッチング信号を出力しており、このスイ
ッチング素子Ｓ，〜ｓｓ， ｓＳ’〜Ｓ１の電源転流
が可能となり、従来の強制転流方式に比べてオフ時のス
イッチング損失を低減することができ、効率の高い直流
一交流電力変換装置が得られる． なお、上記した第２の実施例では、キャリア発生器６Ｂ
が右下がりののこぎり歯状のキャリア信号を出力する場
合について説明したが、第１の実施例で説明したような
右上がりののこぎり歯状のキャリア信号や三角波状のキ
ャリア信号を発生するものでもよい．ただし、キャリア
信号の波形によって、サイクロコンバータ回路１５を構
威する８つの半導体スイッチング素子のうちいずれの素
子が電源転流可能であるかは異なるので、キャリア信号
によって第２のスイッチング信号発生回路３０に含まれ
る転流モード選択回路３３６の構戒を変更する必要があ
ることは言うまでもない．また、第ｌの実施例ではサイ
クロコンバータスイッチング回路２０は、出力電流ｉ
ｃｅの極性によってオンオフ信号Ｔ．又はＴ ａ’ （
ｎ ＝５〜８）の選択を行う構戒としたが、電流検出
器５及び電流極性判別回路１９を省略して出力電流ｉ
ｃｃの極性によらずオンオフ信号Ｔ。又は７ ． １を
同一信号とする構戒としてもよい． さらに、第１及び第２の実施例による直流一交流電力変
換装Ｉを無停電電源などに応用する場合は、例えば負荷
回路１３に供給される交流負荷電圧の基準値を指令とし
て与え、実際の交流負荷電圧を検出し基準値との偏差を
増幅した電圧が基準電圧信号Ｖ ｃｃとして与えられる
．従って、このような場合は、基準電圧信号発生回路１
６は、負荷回路ｌ３に供給される交流負荷電圧の基準信
号発生器と、実際の交流負荷電圧を検出するための電圧
検出器と、これらの基準負荷電圧と実際の負荷電圧の偏
差を増幅して基準電圧信号Ｖどを発生する増幅器とから
構威されることは言うまでもない．次に、第１１図〜第
１６図によってこの発明の第３の実施例を説明する．こ
の実施例は、多相の交流出力を得る場合の一例として、
３相の交流電圧を出力させるときの実施例である．第１
１図はこの第３の実施例のブロック構成を示し、４Ａは
フィルタ回路、１５Ａはサイクロコンバータ回路、１６
Ａは基準電圧信号発生回路、１８Ｃは第１のスインチン
グ信号発生回路、１９Ａはｔ流極性判別回路、２ＯＡは
サイクロコンバータスイッチング回路、３０Ａは第２の
スイッチング信号発生回路、１３Ａはこの直流一交流電
力変換装置に接続された−３相の負荷回路であり、他の
構威は上記実施例と同様である． 第１２図はサイクロコンバータ回路１５Ａｌびフィルタ
回路４Ａの詳細な構威を示し、サイクロコンバータ回路
１５Ａは変圧器２Ａの２次側巻線端子２３．２４とそれ
ぞれ接続された入力端子４００．４０１と、トランジス
タやＭＯＳ ＦＥＴ等の半導体スイッチング素子Ｓ，〜
Ｓ，。＋Ｓ％゛〜Ｓｌｌと、これらのスイッチング素子
と逆並列に接続されたダイオードＤＳ〜Ｄ ｌ ＠ ，
Ｄ ｓ ’〜Ｄ１。゜と、フィルタ回路４Ａに接続
された出力端子４０２〜４０４とから構威されている．
なお、２つの半導体スイッチング素子Ｓ＠１，Ｓａ’（
ｎ ＝５ 〜１ ０ ）とこれに逆並列に接続されたダ
イオードＤｗ， Ｄ，ｌ’（ｎ＝５〜１０）とは、ｉ
ｆｆｉ電方向が制御可能な双方向性スイッチを楕威して
いる．又、フィルタ回路４Ａはサイクロコンバータ回路
１５Ａの出力端子４０２〜４０４とそれぞれ接続された
入力端子４０５〜４０７と、リアクトルＬＦ及びコンバ
ータＣ『と、出力端子４０８〜４１０とから構威されて
いる．第１３図は第１のスイッチング信号発生回路１８
Ｃの詳細な構威を示し、基準電圧信号発生回路１６Ａと
接続された入力端子４２０〜４２２と、キャリア信号発
生器６Ｂに接続された入力端子４２３と、比較器４２４
〜４２６と、入力信号の立上りに同期して出力の極性が
反転するＸ分周器４２７〜４２９と、ノット回路４３０
〜４３２と、極性判別回路４３３〜４３５と、出力端子
４３６〜４４４とから構威されている． 第１４図は第２のスイッチング信号発生回路３０Ａの詳
細な構威を示し、第１のスイッチング信号発生回路１８
Ｃの出力端子４３６〜４４１に接続された入力端子４５
０〜４５５と、同じく出力端子４２２〜４４４に接続さ
れた入力端子４５６，４５８，４６０と、電流極性判別
回路１９Ａに接続された入力端子４５７，４５９．４６
１と、ＸＯＲ （イクスクルーシブオア）回路４６２〜
４６４と、信号選択回路４６５〜４７０と、出力端子４
７１〜４７６とから構威されている．第１５図はサイク
ロコンバータスイッチンク回路２０Ａの詳細な構威を示
し、第２のスイッチング信号発生回路３０Ａの出力端子
４７１〜４７６に接続された入力端子４８０〜４８５と
、電流極性判別回路１９Ａに接続された入力端子４８６
〜４８Ｂと、ノット回路４８９〜４９４と、アンド回路
４９５〜５０６と、出力端子５０７〜５１Ｂとから構威
されている． 次に、第３の実施例の動作を第１６図を参照しながら説
明する．まず、キャリア信号発生器６Ｂから第ｌ６図の
最上段に示す右下りの鋸歯状のキャリア信号ｖＰが出力
される．このキャリア信号Ｖ，はインバータスイッチン
グ回路１７Ｂに入力され、インバータスイッチング回路
１７Ｂはオンオフ信号Ｔ，〜Ｔ，を出力する．これに応
じてインバータ回路１４は４つの半導体スイッチング素
子Ｓ，〜Ｓ．がオンオフされ、変圧器２Ａの２次電圧Ｖ
，は第１６図に示すデエーティ比が５０％の矩形波電圧
となる．以上の動作は第２の実施例と同一であるので、
詳細な説明は省略する．続いて、基準電圧信号発生回路
１６Ａから３相（Ｕ相、■相、Ｗ相）の交流基準電圧信
号Ｖ ｃｃ： ＋ ＶｔＣ： ＋Ｖ ｃｃｗが出力され
、キャリア信号ｖＰと共に第１のスイ，チング信号発生
回路１８Ｃに入力される．次に、Ｕ相の電圧を制扉する
ためのサイクロコンバータ回路１５Ａに含まれる４つの
半導体スインチング素子ＳＳ，Ｓ＆， Ｓ５’，Ｓ−
’のオンオフ動作を第１６図を参照しながら説明する．
まず、第１のスイッチング信号発生回路１８ｃの入力端
子４２０に入力されたＵ相基準電圧信号Ｖ ｃｃｔ＋は
入力端子４２３に入力されたキャリア信号ｖＰとともに
比較器４２４に入力され、比較器４２４から第１６図に
示すような信号ＴＰ＋＋が出力される．この信号Ｔ２は
２分周器４２７に入力され、第１６図に示す第１のスイ
ッチング信号ＴＳｑが出力端子４３６から出力される．
又、信号ＴＳ．がノット回路４３０に入力されると第１
６図に示す第１のスイッチング信号Ｔ．が出力端子４３
７から出力される．又、■−＝は極性判別回路４３３に
よって極性が判別され、Ｕ相電圧極性信号Ｖ．．．とし
て出力端子４４２から出力される．第１のスイッチング
信号Ｔ Ｓ ａ ｒ Ｔ ＆ ＠は第２のスイッチング
信号発生回路３０Ａを介してスイッチング信号Ｔ，、Ｔ
ｈｅとして、電流極性判別回路１９Ａから出力されるＵ
相電流＋’ｃｃｗの極性信号１ ｍｇｍと共にサイクロ
コンバータスイッチング回路２０Ａに入力され、該回路
２ＯＡは次式の関係に従ってオンオフ信号Ｔ ｓ ，
Ｔ １Ｔ ｓ ’ ， Ｔ ＆ ’を出力する．ただし
、ｉ ｃｃｍの極性はサイクロコンバータ回路１５Ａか
らフィルタ４Ａに電流が流れる場合を正とする．オンオ
フ信号Ｔ ｓ ， Ｔ ６ ． Ｔ ｓ ’ ． Ｔ
＆ ’に応じてサイクロコンバータ回路１５Ａの半導体
スイッチング素子Ｓｓ， Ｓｔ， Ｓｓ’， ５
６’がオンオフ動作し、第１６図の最下段に示すＰＷＭ
変調された？圧ｖ１。が出力端子４０２から出力される
．この■．。は入力端子４０１に対する出力端子４０２
からの出力電圧であるから、半導体スイッチング素子Ｓ
．またはＳ，ｌがオンするとｖａ。＝０となる．次に、
サイクロコンバータ回路１５Ａの半導体スイッチング素
子Ｓｓ． Ｓｈ． Ｓｓ’． Ｓ６’の転流動作につ
いて説明する．まず、サイクロコンバータ回路１５Ａの
Ｕ相出力電圧Ｖ ｃｃｗ及びＵ相出力電流１，，＠の極
性が共に正の場合について説明する．ここで、Ｕ相出力
電圧Ｖ ｔｔ＠はサイクロコンバータ回路１５Ａの出力
中性電圧ｖ０即ち出力端子４０２〜４０４の電位をすべ
て加算した後１７３倍した電圧に対する出力端子４０２
の電圧である．即ち、 ｖ ｃｃ− ＝ ｖ −ｓ ｖ ＊
Ｏ［Ｉただし、Ｖゆ＝（Ｖ■＋Ｖ．，＋Ｖ，●）
／３であり、その基本波戒分はＵ相基準電圧信号ｖｃｃ
．と一敗する．さて、Ｖ ｔｔ＠及びｉｃｃｗの極性が
共に正であるので、半導体スイッチング素子Ｓｓ，Ｓｓ
が（９）式の関係から第１のスイッチング信号Ｔｓ＊，
Ｔ．に応じてそれぞれオンオフする．次に、これらのス
イッチング素子間では、第１６図の１．２で示したタイ
壽ングで転流が行われる．即ち、１のタイミングではＳ
，からＳ．へ、２のタイミングではＳ＆からＳ，へそれ
ぞれ転流が行われる．ここで、ｌのタイミングにおける
ＳＳから５６への転流を調べると、第１６図より転流時
の変圧器２Ａの２次電圧Ｖ．の極性は負であるので、第
１２図でＳ，をオンするとＳ，は逆バイアスされてオフ
すること、即ち電源転流が可能であることが判る．同様
に、２のタイξングにおいても電源転流が可能であるこ
とが判る． 次に、サイクロコンバータ回路１５ＡのＵ相出力電圧Ｖ
ｃｃｗの極性が正で、Ｕ相出力電流ｔ ｃｃｗの極性
が負の場合について説明する．この場合、半導体スイッ
チング素子Ｓ，”＋Ｓ＆が（９）式の関係から第１のス
イッチング信号Ｔ ｓ＠， ’ｒ．，に応じてそれぞれ
オンオフ動作する．次に、これらのスイッチング素子Ｓ
！１’ ＋ Ｓ ｈ゜間では、第１６図の３．４で示
したタイミングで転流が行われる．即ち、３？タイミン
グでは５，＋からｓ．゜へ、４のタイミングではＳ．・
から３，＋へそれぞれ転流が行われる．ここで、３のタ
イミングにおける３，１からＳ，”への転流を調べると
、第１６図より転流時の変圧器２Ａの２次電圧■，の極
性は負であるので、第１２図でＳ．”をオンするとＳｓ
’は順バイアスされ、５，＋はオフせず、電源転流が不
可能であることが判る．同様に、４のタイミングにおい
ても電源転流が不可能であることが判る． 同様にして、Ｕ相出力電圧Ｖ ｃ ｃ ＋＋の極性が負
の場合について調べると、結果としてＵ相出力電圧Ｖ
ｃｃｍとＵ相出力ｔｉ流ｉ ｃｃ＋＋の極性が同じ場合
は２つのスイッチング素子Ｓｓ．Ｓ＊（又はＳＳ’，Ｓ
．’）間の電源転流が可能であり、極性が異なる場合は
ｉｔ源転流が不可能であることが判る．この電源転流を
用いる場合には、第２の実施例で説明したように、スイ
ッチング信号のオフタイミング（第ｌ６図では、信号Ｔ
，■ Ｔ１がハイからローに変化するタイミング）を少
なくとも転流時間だけ遅らせればよい． ？に、上記説明で省略した第２のスイッチング信号発生
回路３０Ａの動作について説明する．まず、第１のスイ
ッチング信号発生回路１８Ｃから出力されたｕＩＩＩｉ
圧極性信号Ｖ■．１及び電流極性判別回路１９Ａから出
力されたサイクロコンバータ回路１５ＡのＵ相出力電流
１ ｅ（ｍの極性信号ｉ．ｕが入力端子４５６，４５７
を介してＸＯＲ回路４６２に入力され、ＸＯＲ回路４６
２から極性信号ｖｓ■．ｉ．．のレベルが同じとき（即
ち、サイクロコンバータ１５ＡのＵ相出力電圧Ｖ （ｃ
＠と出力電流１。，の極性が同しとき）はハイレベルで
、極性信号Ｖ■＠ｒ Ｉ ｍ＠＠のレベルが異なると
きはローレベル信号Ｙ．が出力される．続いて、第１の
スイッチング信号発生回路１８Ｃから出力されたスイッ
チング信号Ｔ，１Ｔ．．が入力端子４５０，４５１を介
して入力され、信号ＹＩｌと共に信号選択回路４６５，
４６６に入力される．これに応して、信号選択回路４６
５．４６６から転流モードに応じた第２のスイッチング
信号ＴＳＰ．Ｔ．が出力端子４７１，４７２から出力さ
れる．信号選択回路４６５．４６６の構成及び動作は第
２の実施例と同じ（第９図（Ｃ）参照）であるので、説
明を省略する．第２のスイッチング信号Ｔ，、Ｔ１は電
流極性判別回路１９Ａから出力されたＵ相出力ｉｔｍｉ
ｃｃ，の極性信号１１．１と共に入力端子４８０．４８
１，４８６を介してサイクロコンバータスイッチング回
路２０Ａに入力され、（９）式の関係に従ってサイクロ
コンバータ回１１５Ａの４つの半導体スイッチング素子
Ｓ ｓ， Ｓ １Ｓ ｓ“＋ Ｓ ６のオンオフ信号
Ｔ，，Ｔ．，Ｔ，’，Ｔ．’が出力端子５０７〜５１０
から出力され、スイッチング素子Ｓ ｓ． Ｓ ＆＋
Ｓ ｓ’ ． Ｓ ｈ”がオンオフ動作する．次に、Ｖ
相及びＷ相の電圧も同様にして制御される．即ち、第ｌ
のスイッチング信号発生回路１８Ｃに入力端子４２１．
４２２を介して基準電圧信号発生回路１６Ａから出力さ
れたｖｌ［基準電圧信号ＶＺｗ及びＷ相基準電圧信号Ｖ
ｃｏｗをそれぞれ入力すると、第１のスイソチング信
号Ｔｖ．〜Ｔ．，がそれぞれ出力端子４３８〜４４１か
ら出力される．又、出力端子４４３．４４４からＶ相？
びＷ相の電圧極性信号Ｖ＠＠Ｗ＋ＶＩＩ”が出力される
．続いて、第１のスイッチング信号発生回路１８Ｃから
出力された第１のスイッチング信号Ｔ？，〜Ｔ．，及び
電圧極性信号Ｖ■■ｖ．，１は電流極性判別回路１９Ａ
から出力されたＶ相出力電流ｉ ｃｃｖ及びＷ相出力電
流ｉ ｃｃｗの極性信号ｉ■■ｉ ｓｅｗと共に第２の
スイッチング信号発生回路３０Ａの入力端子４５２〜４
５５．４５８〜４６１に入力され、Ｕ相の場合と同様に
出力端子４７３〜４７６から転流モードに応じた第２の
スイッチング信号Ｔ ｑ ｐ − Ｔ ＋ ＊ ｔが出
力される．この第２のスイッチング信号Ｔ，ｐ−Ｔｒｏ
ｒは電流極性判別回路１９Ａから出力された極性信号ｉ
。ＩＴ＋ ｔｓａｗと共にサイクロコンバータスイッ
チング回路２０Ａの入力端子４８２〜４８５，４８７，
４８８に入力され、その出力端子５１１〜５１Ｂからサ
イクロコンバータ回路１５Ａの半導体スイッチング素子
Ｓ，〜３１＠＋ ｓｔ゜〜Ｓ１１のオンオフ信号Ｔ７
〜Ｔ ＩＩ， Ｔ，’〜Ｔ１１が出力され、該信号Ｔ？
〜ＴＩｈＴＶ’〜Ｔ．゜に応じてスイッチング素子３７
〜Ｓ目．Ｓ，・〜ｓ１１がオンオフ動作する． 以上の動作によって、基準電圧信号発生回路１６Ａから
出力された３相交流の基準電圧信号Ｖ （ｃ１１１
Ｖ ｃｃ：＋ Ｖ ｃｃｗに応じてそれぞれＰＷＭ変
調された３相交流電圧Ｖ，。＋ Ｖ ｅ （ ｖ ＋
Ｖ Ｃ Ｃ Ｉｌ＋がサイクロコンバータ回路１５Ａ
から出力され、サイクロコンバータ回路１５Ａの出力側
に接続された３相のフィルタ回路４Ａによって３相交流
電圧Ｖ ｃｃｔ＋ｔ Ｖ ＣｃＶ＋ Ｖ ｔｔｗに含
まれる高調波成分が除去された後、３相の負荷に供給さ
れる．〔発明の効果〕 以上のようにこの発明によれば、ＰＷＭ変調がサイクロ
コンバータ回路によって行われるので、変圧器の２次電
圧のデューティ比が５０％の矩形波電圧となるようにイ
ンバータ回路のスイッチングをおこなえばよい．従って
、多相の交流電圧を出力させたいときには、サイクロコ
ンバータ回路のみを並列接続してそれぞれのサイクロコ
ンバータ回路を個別にＰＷＭ＊！ＩＩすればよい．また
、従来のインバータ回路応用装置では、インバータ回路
に入力される直流電源を共通化した直流母線システムが
広く用いられているが、本発明による直流一交流電力変
換装置においては、デューティ比が５０％の矩形波電圧
を共通化された交流電圧とみなすことによって、柔軟性
の高い電源システムを横威できるという効果がある．
第１図はこの発明の第１の実施例を示すブロック図、第
２図はこの発明の各実施例のインバータ回路・変圧器及
びサイクロコンバータ回路を示すブロック図、第３ｒｐ
Ｊはこの発明の第１の実施例のインバータスイッチング
回路を示すブロック図、第４図はこの発明の第１の実施
例のスイッチング信号発生回路を示すブロック図、第５
図はこの発明の各実施例のサイクロコンバータスイッチ
ング回路を示すブロック図、第６図はこの発明の第ｌの
実施例のスイッチングパターン説明図、第７図はこの発
明の第２の実施例を示すブロック図、第８図はこの発明
の第２の実施例の第１のスイッチング信号発生回路を示
すブロック図、第９図はこの発明の第２の実施例の第２
のスイッチング信号発生回路を示すブロック図、第ｌＯ
図はこの発明の第２の実施例のスイッチングパターン説
明図、第１ｌ図はこの発明の第３の実施例を示すブロッ
ク図、第１２図はこの発明の第３の実施例のサイクロコ
ンバータ回路及びフィルタ回路を示すプロンク図、第ｌ
３図及び第１４図はこの発明の第３の実施例の第１及び
第２のスイッチング信号発生回路を示すブロック図、第
１５図はこの発明の第３の実施例のサイクロコンバータ
スイッチング回路を示すブロック図、第１６図はこの発
明の第３の実施例のスイッチングパターン説明図、第１
７図は従来の直流一交汰電力変換装置を示すブロック図
、第１８図は従来の直流一交流電力変換装置のスイッチ
ングパターン説明図である．２Ａ・・・変圧器、４．４
Ａ・・・フィルタ回路、５・・・電流検出器、６Ａ．６
Ｂ・・・キャリア信号発生器、１２・・・直流電源、１
３．１３Ａ・・・負荷回路、１４・・・インバータ回路
、１５．１５Ａ・・・サイクロコジバー夕回路、１６．
１６Ａ・・・基準電圧信号発生回路、１７Ａ．１７Ｂ・
・・インバータスイッチング回路、１８Ａ・・・スイッ
チング信号発生回路、１８Ｂ．１８Ｃ・・・第１のスイ
ッチング信号発生回路、１９，１９Ａ・・・電流極性判
別回路、２０．２０Ａ・・・サイクロコンバータスイッ
チング回１％、３０．３ＯＡ・・・第２のスイッチング
信号発生回路．なお、各図中、同一符号は同一又は相当
部分を示す．
２図はこの発明の各実施例のインバータ回路・変圧器及
びサイクロコンバータ回路を示すブロック図、第３ｒｐ
Ｊはこの発明の第１の実施例のインバータスイッチング
回路を示すブロック図、第４図はこの発明の第１の実施
例のスイッチング信号発生回路を示すブロック図、第５
図はこの発明の各実施例のサイクロコンバータスイッチ
ング回路を示すブロック図、第６図はこの発明の第ｌの
実施例のスイッチングパターン説明図、第７図はこの発
明の第２の実施例を示すブロック図、第８図はこの発明
の第２の実施例の第１のスイッチング信号発生回路を示
すブロック図、第９図はこの発明の第２の実施例の第２
のスイッチング信号発生回路を示すブロック図、第ｌＯ
図はこの発明の第２の実施例のスイッチングパターン説
明図、第１ｌ図はこの発明の第３の実施例を示すブロッ
ク図、第１２図はこの発明の第３の実施例のサイクロコ
ンバータ回路及びフィルタ回路を示すプロンク図、第ｌ
３図及び第１４図はこの発明の第３の実施例の第１及び
第２のスイッチング信号発生回路を示すブロック図、第
１５図はこの発明の第３の実施例のサイクロコンバータ
スイッチング回路を示すブロック図、第１６図はこの発
明の第３の実施例のスイッチングパターン説明図、第１
７図は従来の直流一交汰電力変換装置を示すブロック図
、第１８図は従来の直流一交流電力変換装置のスイッチ
ングパターン説明図である．２Ａ・・・変圧器、４．４
Ａ・・・フィルタ回路、５・・・電流検出器、６Ａ．６
Ｂ・・・キャリア信号発生器、１２・・・直流電源、１
３．１３Ａ・・・負荷回路、１４・・・インバータ回路
、１５．１５Ａ・・・サイクロコジバー夕回路、１６．
１６Ａ・・・基準電圧信号発生回路、１７Ａ．１７Ｂ・
・・インバータスイッチング回路、１８Ａ・・・スイッ
チング信号発生回路、１８Ｂ．１８Ｃ・・・第１のスイ
ッチング信号発生回路、１９，１９Ａ・・・電流極性判
別回路、２０．２０Ａ・・・サイクロコンバータスイッ
チング回１％、３０．３ＯＡ・・・第２のスイッチング
信号発生回路．なお、各図中、同一符号は同一又は相当
部分を示す．
Claims (1)
- 直流を交流に変換するインバータ回路と、周波数を変
換するサイクロコンバータ回路と、入力側がインバータ
回路に接続されるとともに出力側がサイクロコンバータ
回路に接続された変圧器と、サイクロコンバータ回路の
出力側に接続されたフィルタ回路と、サイクロコンバー
タ回路の出力電流を検出する電流検出器と、この出力電
流の極性を判別する電流極性判別回路と、一定周波数の
キャリア信号を発生するキャリア信号発生器と、キャリ
ア信号に同期してインバータ回路へのオンオフ信号を発
生するインバータスイッチング回路と、サイクロコンバ
ータ回路が出力すべき交流電圧の基準信号を出力する基
準電圧信号発生回路と、基準電圧信号とキャリア信号を
入力されてスイッチング信号を発生するスイッチング信
号発生回路と、スイッチング信号と電流極性判別回路の
出力とを入力されてサイクロコンバータ回路へのオンオ
フ信号を発生するサイクロコンバータスイッチング回路
を備えたことを特徴とする直流−交流電力変換装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2079627A JP2582920B2 (ja) | 1989-08-17 | 1990-03-28 | 直流一交流電力変換装置 |
| KR1019900012038A KR930006388B1 (ko) | 1989-08-17 | 1990-08-07 | 직류 교류 전력 변환장치 |
| US07/870,233 US5159539A (en) | 1989-08-17 | 1992-04-20 | High frequency DC/AC power converting apparatus |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1-211737 | 1989-08-17 | ||
| JP21173789 | 1989-08-17 | ||
| JP2079627A JP2582920B2 (ja) | 1989-08-17 | 1990-03-28 | 直流一交流電力変換装置 |
Publications (2)
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