JPS63157676A - 電力変換器の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、電動機駆動装置のような直流（以下ＤＣと
いう）を交流（以下ＡＣという）に変換する電力変換器
において、ＡＣ側に純正弦波電流、電圧を通流させる電
力変換器の制御装置に関するものである。

（従来の技術〕 、第５図は、たとえば昭和５９年電気学会全国大会“電
力半導体素子、順変換、チョッパ、インバータ、電力応
用”部門で示された電動機制御装置として用いられる電
力変換器の制御装置の接続図である。

この第５図において、１は３相交流電源、２は３相交流
電源に接続されたダイオードブリッジによる３相整流器
であり、この３相整流器２の出力電圧を平滑コンデンサ
３で平滑するようにしている。

この平滑コンデンサ３で平滑した３相整流器２の出力電
圧はトランジスタインバータ５に加えるようにしている
。トランジスタインバータ５は直流電力を交流電力に変
換して３相交流電力を誘導電動機６に供給するようにし
ている。

−４，１０はトランジスタインバータ５の上下アームの
トランジスタを同時に点弧することを防止する期間ｔｄ
（以後は短絡防止期間ｔｄと記す）を補正するｔｄ補正
回路である。

このｔｄ補正回路１０には、制御回路９の出力も入力さ
れるようになっており、ｔｄ補正回路１０の出力はベー
スアンプ回路７に送出するようになっている。ベースア
ンプ回路７はトランジスタインバータ５にベース電流を
供給するためのものである。

第６図は第５図におけるｔｄ補正回路１０の説明図であ
り、この第６図において、１１は電圧検出回路である。

この電圧検出回路１１はトランジスタインバータ５の３
相出力のうちの所定の２相の出力電圧を検出して、その
出力をｔｄ補正回路１３のアンドゲート１３ｄの第２入
力端に直接印加するとともに、インバータ１３ａを介し
てアンドゲート１３ｃの第２入力端に印加するよ゛うに
なっている。

アンドゲート１３ｃの第１入力端には周波数指令信号Ｖ
０Ｆが入力信号Ａとして印加されるようになっており、
また、この周波数指令信号Ｖ　ＩＩＥＦはインバータ１
３ｂを介してアンドゲート１３ｄの第１入力端に加える
ようにしている。

アンドゲート１３ｃの出力端には、入力信号Ａの正転出
力（Ａつが発生し、アンドゲート１３ｄの出力端には、
入力信号Ａの反転出力（／Ｍ）が発生するようになって
いる。

アンドゲート１３ｃ、１３ｄの出力は積分器１３ｅを経
てコンパレータ１３ｆに送出するようになっている。積
分器１３ｅはアンドゲート１３ｃ、１３ｄの出力を加減
積分するものである。

コンパレータ１３ｆの出力はｔｄ作成回路１２の第１の
ｔｄ作成回路１２ａに加えられるとともに、インバータ
１２ｂを介して第２のｔｄ作成回路１２ｃに加えるよう
にしている。この第１のｔｄ作成回路１２ａの出力と第
２のｔｄ作成回路１２ｃの出力はベースアンプ回路７に
出力するようにしている。

第７図は一般的なＰＷＭ　（パルス幅変調）トランジス
タインバータで発生する波形をアナログ的に表わしたも
のであり、Ｖ　Ｒ１，は周波数指令信号であり、振幅は
出力電圧値を表わし、周期は出力電圧周期（周波数）を
表わす。

ＶＴＲは出力トランジスタの通電角（Ｒ通角）を決定す
るための三角波であり、周波数指令信号Ｖ　ＲＥＦと三
角波Ｖ？＋１を比較して通電角信号とすると、正のトラ
ンジスタＴ゛の通電角（導通角）はＴ　ＲＬＩ”となり
、負のトランジスタＴ−の゛通電角はＴＲｔ＋−となる
。

ところで、通常のトランジスタには、スイッチング遅れ
があるので、上・下のトランジスタが同時に導通しない
ように期間ｔｄが設けられる。その様子を示したものが
ＵＰＳ１＋　ＵＰＳ２で、正のトランジスタＴ１の通電
角はｕｒｓ＋であり、負のトランジスタの通電角はＵ　
ＰＳ２となる。

さて、ＰＷＭ回路の通電角は通常、負荷電流の極性によ
って決定される。したがって、電流の向きが第６図の実
線の向き（負荷電流が正の区間）に流れる場合、トラン
ジスタの導通角はＵＰＳＩになり、点線で示す方向（負
荷電流が負の区間）に流れるとＵ　ｐｓｚのようになる
。

したがって、出力電圧を等価表現すると、第７図（ｂ）
で示すように電流の極性に対して、指令電圧（点線）は
キャリア周期に対して期間ｔｄの区間の割合でステップ
状の直流電圧が〔２点鎖線で示す（第７図（ｂ）〕重畳
された形となり、一点鎖線で示される波形となる。

第８図は動作を説明するための第６図の各部の信号波形
図で、（ａ）は人力信号Ａ、（ｂ）はコンパレータ１３
ｆの出力信号Ｂ、（Ｃ）は第１のｔｄ作成回路１２ａの
出力信号Ｔ０、（ｄ）は第２のｔｄ作成回路１２Ｃの出
力信号Ｔ−１（ｅ）は電圧検出回路１１の検出信号Ｖ、
（ｆ）は積分器１３ｅの出力信号ΔＶ、（ｇ）はトラン
ジスタインバータ５から負荷へ流れる電流である。

いま、電圧検出回路１１から第８図ｔｅｌに示す検出信
号■が出力されたとすると、Ｔ１のタイミングにおいて
、入力信号Ａと前記検出信号。

をインバータ１３ａを通して反転した反転信号とがアン
ドゲート１３ｃでアンド論理されるので、積分器１３ｅ
は積分を開始する。

次に、Ｔ２のタイミンイグにおいては、アントゲ−）１
３ｃ、１３ｄとも出力されないので、積分器１３ｅは積
分を停止する。

Ｔ、のタイミングでは、アンドゲート１３ｄから出力さ
れるので、積分器１３ｅの出力は減算を始める。そして
、Ｔ４のタイミングでは再びアンドゲート１３ｃ、１３
ｄとも出力がなくなり、減算を停止する。

以上のように、積分器１３ｅが動作すると、積分器出力
は第８図＜ｎに示すような波形となる。

したがって、積分器１３ｅの出力信号ΔＶをコンパレー
タ１３ｆにかけると、第８図（′ｂ）に示すようにコン
パレータ１３ｆの出力信号Ｂは期間ｔｄを補正したパル
スとなる。

このコンパレータ１３ｆの出力信号Ｂに期間ｔｄを作成
してトランジスタのベース信号とすると、正側のトラン
ジスタの導通角は第１のｔｄ作成回路１２ａの出力信号
Ｔ゛のようになる。　この導通角は丁度、第７図Ｔａ）
の波形で示せば、’ｒ＊ｔ＋＋の信号と等しくなり、ト
ータルでみればｔｄが補正された出力となる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来の電力変換器の制御装置は以上のように構成されて
いるので、ｔｄを作成し、かつｔｄをインバータ電圧を
検出することにより補正することによって、インバータ
出力電流を歪みがなく、かつ負荷である電動機が不安定
動作を起こさないように制御しようとするものである。

しかし、主トランジスタのスイッチング周波数を高速化
し、ＰＷＭ変調周波数を上げる場合には、電圧検出回路
１１の応答性が悪く、回路が複雑になるなどの問題点が
あった。

この発明は、かかる問題点を解決するためになされたも
ので、ＰＷＭ変調周波数がいかに高周波化さた場合でも
安定性の良い正弦波電流を供給し、電力変換器の安定動
作を補償する電力変換器の制御装置を得ることを目的と
する。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明に係る電力変換器の制御装置は、電力変換器か
ら負荷間に通流する交流電流の電流極性の位相に位相同
期させて電力変換器の導通極性を決定する手段を具備し
たものである。

〔作用〕

この発明においては、指令電圧極性位相を電力変換器か
ら負荷間に通流する交流電流の電流極性の位相に位相同
期させ電力変換器に通流する電圧位相とする。

〔実施例〕

以下、この発明の電力変換器の制御装置の実施例を図面
に基づき説明する。第１図はその一実施例のブロック図
である。

この第１図において、第５図と同一部分には同一符号を
付してその説明を省略し、第５図とは異なる部分を述べ
る。この第１図では、第５図におけるｔｄ補正回路１０
が省略され、新たに、トランジスタインバータ５の出力
端より負荷としての３相誘導電動機６に流れるおのおの
の各相の交流電流を検出する交流電流検出器１６が設け
られ、この交流電流検出器１６の出力は制御回路９に送
出するようにしている。

第２図（ａ）は上記制御回路９の詳細に示す図であり、
この第２図（ａ）において、１７は周波数指令部、１８
は周波数指令部１７からの周波数指令信号よりＰＷＭ信
号を作成するＰＷＭ信号作成部、１９は同じく周波数指
令部１７からの周波数指令信号より電圧極性を判別する
電流極性判別回路である。

一方、２０は誘導電動機６の交流電流の極性を判別する
電流極性判別回路である。この電流極性判別回路２０の
出力と電圧極性判別回路１９の出力とを位相同期回路２
１に送り、この位相同期回路２１において、電圧極性判
別回路１９からの電圧位相を電流極性判別回路２０から
の電流位相に位相同期させるようになっている。

位相同期回路２１の出力は短絡防止期間作成回路２２に
出力するようになっている。この短絡防止期間作成回路
２２は位相同期回路から出力される位相信号に短絡防止
期間を設定する短絡防止期間作成回路に論理回路部２３
のアンドゲート２３ａの第２入力端とインバータ２３ｂ
を介してアンドゲート２３Ｃの第２入力端に出力するよ
うになっている。

この論理回路２３はインバータ２３ｂ、２３ｄとアンド
ゲート２３ａ、２３Ｃとより構成され、アンドゲート２
３ａの第１入力端にはＰＷ？１信号作成回路１８の出力
が直接入力され、このＰＷＭ信号作成回路１８の出力は
インバータ２３ｄを経てアンドゲート２３Ｃの第１入力
端に加えるようになっている。

この論理回路２３はＰＷＭ信号と極性判別信号を論理処
理し、トランジスタの点弧タイミングを設定するもので
あり、アンドゲート２３ａの出力端からＵ相の位相信号
ＵＰが出力されアンドゲート２３ｃの出力端からＵ相の
位相信号ＵＮが出力されるようになっている。

また、一点鎖線で示しである部分は各々Ｖ。

Ｗ和回路部で、上記Ｕ相と同一の回路構成となっており
、それぞれＵ相に対応じてｒＶＪ、ｒＴＷＪの符号が付
されている。

次に上記構成の実施例の動作を第２図（ａ）ないし第４
図を参照しながら説明する。たとえば、ＰＷＭのトラン
ジスタインバータ５が第３図（ａ）に示すような電圧を
出力したいとすると、電圧極性判別回路１９からの出力
は第３図（Ｃ）のようになる。

誘導電動機６に流れる電流は、通常遅れ（力行時）、進
み（回生時）負荷であることがほとんどであるので、電
圧位相と電流位相には違いがある。

したがって、遅れ負荷を想定すると、電流は第３図（ｂ
）のように流れる。このため電流極性判別回路２０から
出力される信号は、第３図（ｄ）のようになる。

ところで、ＰＷＭのトランジスタインバータ５の導通位
相を決める信号は、前記第７図にも示したように、本質
的には電流極性で選択すべきである。ところが完全に電
流極性位相で導通位相を決定してしまうと、ゼロクロス
付近の制御特性が悪くなる。

つまり、電流極性位相で導通位相を決めると、たとえば
、第７図のような方式のＰＷＭ作成方式でＰＷＭを作成
すると、電圧指令が零である場合も電圧指令導通角が５
０（％）であるので、そのとき負のトランジスタが動作
して逆電圧がかかっていないと、なかなか電流が減衰し
ない。

したがって、第４図（ｂｌに示すように、交流電流極性
を決定する際には、正負各々の比較器にバイアスをかけ
てゼロクロス以前の電流極性を検知する必要がある。

すると、今度は検知した交流電流極性の位相（第４図（
Ｃ））は実際の交流電流極性位相より進んだ位相となっ
てしまうので、第４図（ｄ）で示すように出力電流波形
がゼロクロス付近で歪んだ波形となる。

そこで、第２図Ｔａ）で示すように電圧極性判別回路１
９で判別された電圧極性位相（第３図（Ｃ））を交流電
流極性位相（第、３図（ｄ））に位相同期回路２１で位
相同期をとる。

このため、位相同期回路２１から出力される信号は第３
図（ｄｌのようになり、交流電流極性位相信号に同期し
た信号となる。その様子を示したのが第３図（Ｃ）ない
し第３図（ｆ）である。

なお、短絡防止期間作成回路２２における短絡防止期間
ｔｄの設定は、交流信号の切り換わる時点でのＰＷＭの
トランジスタインバータ５の上下アームトランジスタ（
＋・−トランジスタ）が短絡を防止するためのものであ
り、波形ひずみにほとんど影響しない。

また、実施例はトランジスタインバータ５を示したが、
他の自己消弧形デバイスなど他のスイッチング素子で構
成したインバータであっても同様の効果を奏する。

なお、第２図（ａ）では位相同期回路２１は具体的なバ
ード構成例を示さなかったが、第２図（ｂ）の例のよう
にＡＤ（アナログ・ディジタル）コンバータ内蔵のマイ
クロコンピュータで構成すれば比較的容易に実現できる
。

この第２図（ｂ）においては、位相比較器２５とローパ
スフィルタ２６と１チツプマイクロコンピユータ３０の
ＡＤコンバータ部２７．位相シフト部２８が位相同期回
路を構成する。

位相シフト部２８から出た信号ＰＵＰＶ。

ｐｗは第２図（ａ）の短絡防止期間作成回路２２へと入
力される。このあとの処理は１チツプマイクロコンピユ
ータ３０内で行っても、外部ハードウェア回路で行って
もどちらでもかまわない。

第２図（Ｃ）は位相同期回路２１を全部１チツプマイク
ロコンピユータのソフトウェアで処理した場合の例であ
り、タイマ３１と位相シフト部２８が位相同期回路を構
成する。

この位相同期回路２１番簡単に説明する。まず、位相シ
フト部２８から出たＵ相の位相信号ＰＵによってタイマ
３１のカウントをスタートさせる。これによって、クギ
７３１がカウントを始める。

次に、電流極性判別信号２０の出力信号が１チツプマイ
クロコンピユータ３０の割り込み（８号２０ａとなり、
タイマ３１のカウントをストップさせ、カウント値に応
じて位相シフト部２８で位相をシフトさせる。あとの処
理は今までの説明と同じである。

〔発明の効果〕

この発明は以上説明したとおり、電力変換器であるイン
バータのスイッチング素子の導通位相を決定する信号は
基本的には指令電圧極性信号とし、電圧極性信号を交流
電流極性位相に位相同期させるようにしたので、負荷に
質の良い、正弦波電流を供給し、かつスイッチング損失
およびベースアンプ回路損失を低減する効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の電力変換器の制御装置の一実施例の
ブロック図、第２図（ａ）は同上電力変換器の制御装置
における制御回路の詳細な構成を示すブロック図、第２
図（ｂ）、第２図（Ｃ）はそれぞれ同上制御回路におけ
る位相同期回路の具体的な構成を示すブロック図、第３
図および第４図はそれぞれ第１図の電力変換器の制御装
置の動作を説明するための各部の信号波形図、第５図は
従来の電力変換器の制御装置のブロック図、第６図は第
５図の電力変換器の制御装置における短絡防止期間補正
回路のブロック図、第７図は第５図の電力変換器の制御
装置の動作を説明するための信号波形図、第８図は第６
図の各部の動作を説明する信号波形図である。 １・・・３相交流電源、２・・・３相整流器、５・・・
トランジスタインバータ、６・・・誘導電動機、９・・
・制御回路、１６・・・交流電流検出器、１７・・・周
波数指令部、１８・・・ＰＷＭ信号作成部、１９・・・
電圧極性判別回路、２０・・・電流極性判別回路、２１
・・・位相同期回路、２２・・・短絡防止期間作成回路
、２３・・・論理回路部、２５・・・位相比較器、２６
・・・ローパスフィルタ、２７・・・ＡＤコンバータ、
２８・・・位相シフト部、３０・・・１チツプマイクロ
コン゛ピユータ、３１・・・タイマ。 なお、図中、同一符号は同一または相当部分を示す。 代理人　大岩増ｔｉｊｉ（ばか２名） 第１図 第２図（ｂ） 第２図（Ｃ） Ｉ　　　　　第３図 第５図 ら 第６図 ５゜

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）複数のスイッチング素子をブリッジ接続して構成
   され直流を交流に変換する電力変換器と、この電力変換
   器から負荷に流れる交流電流の極性を判別する電流極性
   判別回路と、周波数指令信号より電圧極性を判別する電
   圧極性判別回路と、前記電流極性判別信号からの位相信
   号に基づいて前記電圧極性判別回路からの位相信号の位
   相同期をとる位相同期回路と、この位相同期回路から出
   力する位相同期信号に短絡防止期間を設定する短絡防止
   期間作成回路と、前記周波数指令信号より作成したパル
   ス幅変調信号と前記短絡防止期間作成回路の出力信号を
   論理処理して前記スイッチング素子の点弧タイミングを
   設定する論理回路とを具備したことを特徴とする電力変
   換器の制御装置。
2. （２）位相同期回路は、その出力信号の位相と電流極性
   判別回路の出力との位相比較を行う位相比較器と、この
   位相比較器の出力をローパスフィルタを通過させた後デ
   ィジタル変換するアナログ・ディジタルコンバータと、
   このアナログ・ディジタルコンバータの出力を位相シフ
   トする位相シフト部とより構成されることを特徴とする
   特許請求の範囲第１項記載の電力変換器の制御装置。
3. （３）位相同期回路は位相シフト部の出力でカウントを
   スタートし、かつ電流極性判別回路の出力でカウントを
   ストップして、そのカウント値に応じて上記位相シフト
   部で位相をシフトさせるタイマを備え、１チップマイク
   ロコンピュータのソフトウェアで処理することを特徴と
   する電力変換器の制御装置。