JP2016103969A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】従来技術においては、系統連系時における、スイッチング素子の負担の軽減が望まれる。【解決手段】商用電力系統又は負荷の少なくとも一方と接続部との間の、接続状態と非接続状態とを切り替えるリレー部と、を備え、スイッチング素子のオンオフを制御することで、接続部から出力される出力電圧または出力電流の少なくとも一方の振幅を制御し、スイッチング素子をオフ状態としている間に、リレー部により、商用電力系統又は負荷の少なくとも一方と接続部との間を、非接続状態から接続状態に切り替える、電力変換装置。【選択図】図４２

Description

本開示は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関する。

近年、会社や個人が、分散型電源（例えば、太陽電池、燃料電池、蓄電池）の電力を、電力会社に売るビジネス（売電）が拡大している。売電は、分散型電源を商用電力系統と接続する系統連系によって実行することができる。系統連系では、パワーコンディショナーと称される電力変換装置を用いて、分散型電源の電力を、商用電力系統に適応した電力に変換する。

分散型電源が直流電源の場合、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置が、系統連系で利用される。このような電力変換装置として、例えば、高周波トランスと、直流電力を高周波電力に変換する前記高周波トランスの１次側に配置された第１インバータと、前記高周波電力を商用電力に変換する前記高周波トランスの２次側に配置された限流リアクトルと、複数のスイッチング素子がフルブリッジ構成された第２インバータとを有し、前記第２インバータのスイッチング素子を双方向スイッチで構成し、前記第２インバータの双方向スイッチを系統電圧の極性に応じてオンオフして前記高周波トランスの電力を交流に変換する系統連系インバータ装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

特許第４１００１２５号公報

従来技術においては、系統連系時における、スイッチング素子の負担の軽減が望まれる。

本開示の一様態における電力変換装置は、一次巻線と前記一次巻線と磁気結合される二次巻線とを含むトランスと、直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換し、変換した交流電圧を前記一次巻線に供給するインバータ回路と、商用電力系統又は負荷の少なくとも一方と電気的に接続される接続部と、前記二次巻線と前記接続部とに接続されるスイッチング素子を含むスイッチング回路部と、前記商用電力系統又は前記負荷の少なくとも一方と前記接続部との間の、接続状態と非接続状態とを切り替えるリレー部と、を備え、前記スイッチング素子のオンオフを制御することで、前記接続部から出力される出力電圧または出力電流の少なくとも一方の振幅を制御し、前記スイッチング素子をオフ状態としている間に、前記リレー部により、前記商用電力系統又は前記負荷の少なくとも一方と前記接続部との間を、非接続状態から接続状態に切り替える。

本開示によれば、系統連系時における、スイッチング素子の負担を軽減できる。

本実施形態に係る電力変換装置の回路図である。 本実施形態に係る電力変換装置の動作の概要を説明する説明図である。 位相差が０°である出力電圧と出力電流との波形を示す波形図である。 位相差が１８０°である出力電圧と出力電流との波形を示す波形図である。 非対称制御をしたとき、図３に示す期間Ｔ１０での電力供給モードのタイムチャートである。 非対称制御をしたとき、図４に示す期間Ｔ１２での電力回生モードのタイムチャートである。 本実施形態に係る電力変換装置に備えられるサイクロコンバータの動作を説明する第１説明図である。 本実施形態に係る電力変換装置に備えられるサイクロコンバータの動作を説明する第２説明図である。 本実施形態に係る電力変換装置に備えられるサイクロコンバータの動作を説明する第３説明図である。 本実施形態に係る電力変換装置に備えられるサイクロコンバータの動作を説明する第４説明図である。 本実施形態に係る電力変換装置に備えられるサイクロコンバータの動作を説明する第５説明図である。 本実施形態に係る電力変換装置に備えられるサイクロコンバータの動作を説明する第６説明図である。 本実施形態に係る電力変換装置に備えられるサイクロコンバータの動作を説明する第７説明図である。 本実施形態に係る電力変換装置に備えられるサイクロコンバータの動作を説明する第８説明図である。 非対称制御をしたとき、図４に示す期間Ｔ１２での電力回生モードの他の例のタイムチャートである。 対称制御をしたとき、図３に示す期間Ｔ１０での電力供給モードのタイムチャートである。 対称制御をしたとき、図４に示す期間Ｔ１２での電力回生モードのタイムチャートである。 図５に示す期間Ｔ２において、電力変換装置の回路を流れる電流を示す回路図である。 図５に示す期間Ｔ９において、電力変換装置の回路を流れる電流を示す回路図である。 図３に示す出力電流がゼロクロスする期間Ｔ１１において、図５に示す非対称制御での正群コンバータ及び負群コンバータの動作のタイムチャートである。 電力供給期間において、正群コンバータから負群コンバータに切り替える制御がされているときに、電力変換装置の回路を流れる電流を示す回路図である。 電力非供給期間において、正群コンバータから負群コンバータに切り替えられる直前の電力変換装置の回路を流れる電流を示す回路図である。 電力非供給期間において、正群コンバータから負群コンバータに切り替え中の電力変換装置の回路を流れる電流を示す回路図である。 電力非供給期間において、正群コンバータから負群コンバータに切り替えられた直後の電力変換装置の回路を流れる電流を示す回路図である。 切り替え制御の他の例において、正群コンバータから負群コンバータに切り替えられるときに、各スイッチング素子に印加される制御信号の波形を示す波形図である。 切り替え制御の他の例において、期間Ｔ２１での制御モードのタイムチャートである。 図１に示す電力変換装置において、図２６に示す期間（０）のとき、オン状態のスイッチング素子を示す電力変換装置の回路図である。 図１に示す電力変換装置において、時点（１）のとき、オン状態のスイッチング素子を示す電力変換装置の回路図である。 図１に示す電力変換装置において、時点（２）のとき、オン状態のスイッチング素子を示す電力変換装置の回路図である。 図１に示す電力変換装置において、時点（３）のとき、オン状態のスイッチング素子を示す電力変換装置の回路図である。 図１に示す電力変換装置において、時点（４）のとき、オン状態のスイッチング素子を示す電力変換装置の回路図である。 図１に示す電力変換装置において、期間（５）のとき、オン状態のスイッチング素子を示す電力変換装置の回路図である。 図１に示す電力変換装置において、時点（６）のとき、オン状態のスイッチング素子を示す電力変換装置の回路図である。 図１に示す電力変換装置において、時点（７）のとき、オン状態のスイッチング素子を示す電力変換装置の回路図である。 図１に示す電力変換装置において、時点（８）のとき、オン状態のスイッチング素子を示す電力変換装置の回路図である。 図１に示す電力変換装置において、時点（９）のとき、オン状態のスイッチング素子を示す電力変換装置の回路図である。 図１に示す電力変換装置において、期間（１０）のとき、オン状態のスイッチング素子を示す電力変換装置の回路図である。 図１に示す電力変換装置の第１変形例の回路図である。 電力供給モードと電力回生モードとの切り替え制御を説明する説明図である。 図１に示す電力変換装置の第２変形例の回路図である。 図１に示す電力変換装置の第３変形例の回路図である。 実施の形態２における電力変換装置４０００の概略構成を示す図である。 実施の形態２における電力変換装置４０００の具体的な構成例を示す図である。 実施の形態２における電力変換装置の動作の一例を示す図である。 比較例における系統連系シーケンスの概要を示すタイミングチャートである。 実施の形態２における系統連系シーケンスの概要を示すタイミングチャートである。 実施の形態２における電力変換装置の動作の一例を示す図である。

＜本発明に係る一形態を得るに至った経緯＞
電力変換装置の一次側に配置されたインバータ回路が、フルブリッジ型の場合、四つのスイッチング素子のオンオフを切り替えるタイミングを制御することにより、電力変換装置の二次側から出力される電圧の振幅を制御することができる。しかし、この場合、電力変換装置の二次側から電力を出力しない期間に、インバータ回路において、循環電流が発生する。循環電流は電力のロスとなる。このような課題は、上記特許文献１において言及されていない。そこで、一次側のインバータ回路において、循環電流が発生しないようにするために、本発明を創作するに至った。

＜発明の一態様の概要＞
本発明の一態様である電力変換装置は、図１を参照して、一次巻線１９と一次巻線１９と磁気結合される二次巻線２１とを含むトランス９と、直流電源１７からの直流電圧を交流電圧に変換し、変換した交流電圧を一次巻線１９に供給するインバータ回路５と、商用電力系統２７又は負荷２９のいずれか一方と電気的に接続可能な第１端１５ａと第２端１５ｂとを含む接続部１５と、接続部１５の第１端１５ａと二次巻線２１の第１端２１ａとの間に挿入される第１スイッチング素子Ｓ５と、接続部１５の第２端１５ｂと二次巻線２１の第１端２１ａとの間に挿入される第２スイッチング素子Ｓ６と、接続部１５の第１端１５ａと二次巻線２１の第２端２１ｂとの間に挿入される第３スイッチング素子Ｓ７と、接続部１５の第２端１５ｂと二次巻線２１の第２端２１ｂとの間に挿入される第４スイッチング素子Ｓ８と、接続部１５から出力される出力電圧または出力電流の少なくとも一方の振幅を制御する制御部７と、を備え、図５、図１６及び図１７を参照して、制御部７は、第１スイッチング素子Ｓ５と第４スイッチング素子Ｓ８との内の少なくとも一方を、二次巻線２１の電圧（トランス電圧Ｖ１）が正である第１期間における第１オン時点Ｔｏｎ１において、オフからオンに切り替え、第２スイッチング素子Ｓ６と第３スイッチング素子Ｓ７との内の少なくとも一方を、第１期間に続く二次巻線２１の電圧が負である第２期間における第２オン時点Ｔｏｎ２において、オフからオンに切り替え、第１オン時点Ｔｏｎ１または第２オン時点Ｔｏｎ２の内の少なくともいずれか一方をシフトさせることにより、出力電圧または出力電流の少なくとも一方の振幅を制御する。

本発明の一態様である電力変換装置１によれば、電力変換装置１の二次側に配置された第１〜第４スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８を制御することによって、出力電圧または出力電流の少なくとも一方の振幅を制御する。このため、一次側のインバータ回路５では、出力電圧または出力電流の少なくとも一方の振幅を制御するための処理が不要なので（インバータ回路５を構成するスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を駆動させる信号の位相を固定できるので）、一次側のインバータ回路５において、循環電流が発生しないようにすることができる。

上記構成において、図５を参照して、制御部７は、第１スイッチング素子Ｓ５と第４スイッチング素子Ｓ８との内で第１オン時点Ｔｏｎ１にてオフからオンに切り替えないスイッチング素子を、第１期間および第２期間に渡って、オン状態とし、第２スイッチング素子Ｓ６と第３スイッチング素子Ｓ７との内で第２オン時点Ｔｏｎ２にてオフからオンに切り替えないスイッチング素子を、第１期間および第２期間に渡って、オン状態とすることにより、出力電圧または出力電流の少なくとも一方の振幅を制御する。

この構成は、図５に示すように、非対称制御において、電力供給モードを実現できる。また、図５に示す期間Ｔ１，Ｔ３において、トランス電流ｉ１が０になり、第１スイッチング素子Ｓ５、第２スイッチング素子Ｓ６、第３スイッチング素子Ｓ７及び第４スイッチング素子Ｓ８によって構成される回路からインバータ回路５に電力が回生されないので、電力のロスを少なくできる。

なお、トランス電流ｉ１が０とは、理想的には、０という意味であり、実際には、漏れ磁束等の影響でトランス電流ｉ１が若干発生している。以降、トランス電流ｉ１が０とは、この意味である。

上記構成において、図５、図１６及び図１７を参照して、制御部７は、第１スイッチング素子Ｓ５と第４スイッチング素子Ｓ８との内で第１オン時点Ｔｏｎ１にてオフからオンに切り替えたスイッチング素子を、第２期間の第１オフ時点Ｔｏｆｆ１において、オンからオフに切り替え、第２スイッチング素子Ｓ６と第３スイッチング素子Ｓ７との内で第２オン時点Ｔｏｎ２にてオフからオンに切り替えたスイッチング素子を、第２期間に続く二次巻線２１の電圧が正である第３期間における第２オフ時点Ｔｏｆｆ２において、オンからオフに切り替えることにより、出力電圧の振幅または出力電流の少なくとも一方を制御する。

この構成は、スイッチング素子のオンからオフに切り替えるタイミングの一例である。この構成を図５に示す非対称制御に適用した場合、電力のロスを少なくできる。

上記構成において、図６を参照して、制御部７は、第１スイッチング素子Ｓ５と第４スイッチング素子Ｓ８との内のいずれか一方を、第１オン時点Ｔｏｎ１と異なる予め定められた第３オン時点Ｔｏｎ３において、オフからオンに切り替え、第１スイッチング素子Ｓ５と第４スイッチング素子Ｓ８との内のもう一方を、第１期間で、かつ、第３オン時点Ｔｏｎ３よりも前の第４オン時点Ｔｏｎ４において、オフからオンに切り替え、第２スイッチング素子Ｓ６と第３スイッチング素子Ｓ７との内のいずれか一方を、第２オン時点Ｔｏｎ２と異なる予め定められた第５オン時点Ｔｏｎ５において、オフからオンに切り替え、第２スイッチング素子Ｓ６と第３スイッチング素子Ｓ７との内のもう一方を、第２期間で、かつ、第５オン時点Ｔｏｎ５よりも前の第６オン時点Ｔｏｎ６において、オフからオンに切り替え、第４オン時点Ｔｏｎ４または第６オン時点Ｔｏｎ６の少なくともいずれか一方をシフトさせることにより、出力電圧または出力電流の少なくとも一方の振幅を制御する。

この構成は、図６に示すように、非対称制御において、電力回生モードを実現できる。また、図６に示す期間Ｔ６，Ｔ８において、トランス電流ｉ１が０になり、インバータ回路５から第１スイッチング素子Ｓ５、第２スイッチング素子Ｓ６、第３スイッチング素子Ｓ７及び第４スイッチング素子Ｓ８によって構成される回路に電力が供給されないので、電力のロスを少なくできる。

上記構成において、図６を参照して、制御部７は、第１期間において、第３オン時点を設定し、第２期間において、第５オン時点を設定する。

この構成は、直流電源１７と負荷２９とを接続して運転（自立運転）をする場合、及び、直流電源１７と商用電力系統２７とを接続して運転（系統連系運転）をする場合のいずれにも適用することができる。

上記構成において、図６を参照して、制御部７は、第１スイッチング素子Ｓ５と第４スイッチング素子Ｓ８との内で第３オン時点Ｔｏｎ３にてオフからオンに切り替えたスイッチング素子を、第２期間で、かつ、第５オン時点Ｔｏｎ５よりも後の第３オフ時点Ｔｏｆｆ３において、オンからオフに切り替え、第１スイッチング素子Ｓ５と第４スイッチング素子Ｓ８との内で第４オン時点Ｔｏｎ４にてオフからオンに切り替えたスイッチング素子を、第３オフ時点Ｔｏｆｆ３よりも後の第４オフ時点Ｔｏｆｆ４において、オンからオフに切り替え、第２スイッチング素子Ｓ６と第３スイッチング素子Ｓ７との内で第５オン時点Ｔｏｎ５にてオフからオンに切り替えたスイッチング素子を、第２期間に続く二次巻線２１の電圧が正である第３期間における第５オフ時点Ｔｏｆｆ５において、オンからオフに切り替え、第２スイッチング素子Ｓ６と第３スイッチング素子Ｓ７との内で第６オン時点Ｔｏｎ６にてオフからオンに切り替えたスイッチング素子を、第３期間における第６オフ時点Ｔｏｆｆ６において、オンからオフに切り替えることにより、出力電圧または出力電流の少なくとも一方の振幅を制御する。

この構成は、スイッチング素子のオンからオフに切り替えるタイミングの一例である。

上記構成において、図１５を参照して、制御部７は、第１スイッチング素子Ｓ５と第４スイッチング素子Ｓ８との内のいずれか一方を、第１オン時点Ｔｏｎ１と異なる予め定められた第３オン時点Ｔｏｎ３において、オフからオンに切り替え、第３オン時点Ｔｏｎ３後、第２期間における第３オフ時点Ｔｏｆｆ３において、オンからオフに切り替え、第２スイッチング素子Ｓ６と第３スイッチング素子Ｓ７との内のいずれか一方を、第２オン時点Ｔｏｎ２と異なる予め定められた第５オン時点Ｔｏｎ５において、オフからオンに切り替え、第５オン時点Ｔｏｎ５より前の第１期間における第５オフ時点Ｔｏｆｆ５において、オンからオフに切り替え、第２スイッチング素子Ｓ６と第３スイッチング素子Ｓ７との内のもう一方を、第２期間で、かつ、第３オフ時点Ｔｏｆｆ３よりも前である第６オン時点Ｔｏｎ６において、オフからオンに切り替え、第１スイッチング素子Ｓ５と第４スイッチング素子Ｓ８との内のもう一方を、第１期間で、かつ、第５オフ時点Ｔｏｆｆ５よりも前である第４オン時点Ｔｏｎ４において、オフからオンに切り替え、第４オン時点Ｔｏｎ４または第６オン時点Ｔｏｎ６の少なくともいずれか一方をシフトさせることにより、出力電圧または出力電流の少なくとも一方の振幅を制御する。

この構成は、図１５に示すように、非対称制御において、電力回生モードを実現できる。また、図１５に示す期間Ｔ６，Ｔ８において、トランス電流ｉ１が０になり、インバータ回路５から第１スイッチング素子Ｓ５、第２スイッチング素子Ｓ６、第３スイッチング素子Ｓ７及び第４スイッチング素子Ｓ８によって構成される回路に電力が供給されないので、電力のロスを少なくできる。

この構成は、直流電源１７と負荷２９とを接続して運転（自立運転）をする場合、及び、直流電源１７と商用電力系統２７とを接続して運転（系統連系運転）をする場合のいずれにも適用することができる。

上記構成において、図１５を参照して、制御部７は、第１スイッチング素子Ｓ５と第４スイッチング素子Ｓ８との内で、第４オン時点Ｔｏｎ４にてオフからオンに切り替えたスイッチング素子を、第５オン時点Ｔｏｎ５よりも後である第４オフ時点Ｔｏｆｆ４において、オンからオフに切り替え、第２スイッチング素子Ｓ６と第３スイッチング素子Ｓ７との内で、第６オン時点Ｔｏｎ６にてオフからオンに切り替えたスイッチング素子を、第６オン時点Ｔｏｎ６よりも前で、かつ、第３オン時点Ｔｏｎ３よりも後である第６オフ時点Ｔｏｆｆ６において、オンからオフに切り替えることにより、出力電圧または出力電流の少なくとも一方の振幅を制御する。

この構成は、スイッチング素子のオンからオフに切り替えるタイミングの一例である。

上記構成において、図１を参照して、接続部１５の第１端１５ａと二次巻線２１の第１端２１ａとの間に、第１スイッチング素子Ｓ５と並列に挿入され、電流を流す方向が第１スイッチング素子Ｓ５と逆方向である第５スイッチング素子Ｓ９と、接続部１５の第２端１５ｂと二次巻線２１の第１端２１ａとの間に、第２スイッチング素子Ｓ６と並列に挿入され、電流を流す方向が第２スイッチング素子Ｓ６と逆方向である第６スイッチング素子Ｓ１０と、接続部１５の第１端１５ａと二次巻線２１の第２端２１ｂとの間に、第３スイッチング素子Ｓ７と並列に挿入され、電流を流す方向が第３スイッチング素子Ｓ７と逆方向である第７スイッチング素子Ｓ１１と、接続部１５の第２端１５ｂと二次巻線２１の第２端２１ｂとの間に、第４スイッチング素子Ｓ８と並列に挿入され、電流を流す方向が第４スイッチング素子Ｓ８と逆方向である第８スイッチング素子Ｓ１２と、を備え、制御部７は、接続部１５から出力される出力電流が正である期間において、第１スイッチング素子Ｓ５、第２スイッチング素子Ｓ６、第３スイッチング素子Ｓ７及び第４スイッチング素子Ｓ８を制御することによって、出力電圧の振幅を制御し、接続部１５から出力される出力電流が負である期間において、第１スイッチング素子Ｓ５に替えて第６スイッチング素子Ｓ１０を制御し、第２スイッチング素子Ｓ６に替えて第５スイッチング素子Ｓ９を制御し、第３スイッチング素子Ｓ７に替えて第８スイッチング素子Ｓ１２を制御し、第４スイッチング素子Ｓ８に替えて第７スイッチング素子Ｓ１１を制御することによって、出力電圧または出力電流の少なくとも一方の振幅を制御する。

この構成によれば、出力電流が正負に応じて、制御するスイッチング素子を替えることによって、出力電圧または出力電流の少なくとも一方の振幅を制御する。

第１スイッチング素子Ｓ５に替えて第６スイッチング素子Ｓ１０を制御し、第２スイッチング素子Ｓ６に替えて第５スイッチング素子Ｓ９を制御し、第３スイッチング素子Ｓ７に替えて第８スイッチング素子Ｓ１２を制御し、第４スイッチング素子Ｓ８に替えて第７スイッチング素子Ｓ１１を制御する、とは、以下の（ａ）〜（ｇ）である。
（ａ）図５、図１６及び図１７を参照して、制御部７は、第６スイッチング素子Ｓ１０と第７スイッチング素子Ｓ１１との内の少なくとも一方を、二次巻線２１の電圧が正である第１期間における第１オン時点Ｔｏｎ１において、オフからオンに切り替え、第５スイッチング素子Ｓ９と第８スイッチング素子Ｓ１２との内の少なくとも一方を、第１期間に続く二次巻線２１の電圧が負である第２期間における第２オン時点Ｔｏｎ２において、オフからオンに切り替え、第１オン時点Ｔｏｎ１または第２オン時点Ｔｏｎ２の内の少なくともいずれか一方をシフトさせることにより、出力電圧または出力電流の少なくとも一方の振幅を制御する。
（ｂ）図５を参照して、制御部７は、第６スイッチング素子Ｓ１０と第７スイッチング素子Ｓ１１との内で第１オン時点Ｔｏｎ１にてオフからオンに切り替えないスイッチング素子を、第１期間および第２期間に渡って、オン状態とし、第５スイッチング素子Ｓ９と第８スイッチング素子Ｓ１２との内で第２オン時点Ｔｏｎ２にてオフからオンに切り替えないスイッチング素子を、第１期間および第２期間に渡って、オン状態とすることにより、出力電圧または出力電流の少なくとも一方の振幅を制御する。
（ｃ）図５、図１６及び図１７を参照して、制御部７は、第６スイッチング素子Ｓ１０と第７スイッチング素子Ｓ１１との内で第１オン時点Ｔｏｎ１にてオフからオンに切り替えたスイッチング素子を、第２期間の第１オフ時点Ｔｏｆｆ１において、オンからオフに切り替え、第５スイッチング素子Ｓ９と第８スイッチング素子Ｓ１２との内で第２オン時点Ｔｏｎ２にてオフからオンに切り替えたスイッチング素子を、第２期間に続く二次巻線２１の電圧が正である第３期間における第２オフ時点Ｔｏｆｆ２において、オンからオフに切り替えることにより、出力電圧または出力電流の少なくとも一方の振幅を制御する。
（ｄ）図６を参照して、制御部７は、第６スイッチング素子Ｓ１０と第７スイッチング素子Ｓ１１との内のいずれか一方を、第１オン時点Ｔｏｎ１と異なる予め定められた第３オン時点Ｔｏｎ３において、オフからオンに切り替え、第６スイッチング素子Ｓ１０と第７スイッチング素子Ｓ１１との内のもう一方を、第１期間で、かつ、第３オン時点Ｔｏｎ３よりも前の第４オン時点Ｔｏｎ４において、オフからオンに切り替え、第５スイッチング素子Ｓ９と第８スイッチング素子Ｓ１２との内のいずれか一方を、第２オン時点Ｔｏｎ２と異なる予め定められた第５オン時点Ｔｏｎ５において、オフからオンに切り替え、第５スイッチング素子Ｓ９と第８スイッチング素子Ｓ１２との内のもう一方を、第２期間で、かつ、第５オン時点Ｔｏｎ５よりも前の第６オン時点Ｔｏｎ６において、オフからオンに切り替え、第４オン時点Ｔｏｎ４または第６オン時点Ｔｏｎ６の少なくともいずれか一方をシフトさせることにより、出力電圧または出力電流の少なくとも一方の振幅を制御する。
（ｅ）図６を参照して、制御部７は、第６スイッチング素子Ｓ１０と第７スイッチング素子Ｓ１１との内で第３オン時点Ｔｏｎ３にてオフからオンに切り替えたスイッチング素子を、第２期間で、かつ、第５オン時点Ｔｏｎ５よりも後の第３オフ時点Ｔｏｆｆ３において、オンからオフに切り替え、第６スイッチング素子Ｓ１０と第７スイッチング素子Ｓ１１との内で第４オン時点Ｔｏｎ４にてオフからオンに切り替えたスイッチング素子を、第３オフ時点Ｔｏｆｆ３よりも後の第４オフ時点Ｔｏｆｆ４において、オンからオフに切り替え、第５スイッチング素子Ｓ９と第８スイッチング素子Ｓ１２との内で第５オン時点Ｔｏｎ５にてオフからオンに切り替えたスイッチング素子を、第２期間に続く二次巻線２１の電圧が正である第３期間における第５オフ時点Ｔｏｆｆ５において、オンからオフに切り替え、第５スイッチング素子Ｓ９と第８スイッチング素子Ｓ１２との内で第６オン時点Ｔｏｎ６にてオフからオンに切り替えたスイッチング素子を、第３期間における第６オフ時点Ｔｏｆｆ６において、オンからオフに切り替えることにより、出力電圧または出力電流の少なくとも一方の振幅を制御する。
（ｆ）図１５を参照して、制御部７は、第６スイッチング素子Ｓ１０と第７スイッチング素子Ｓ１１との内のいずれか一方を、第１オン時点Ｔｏｎ１と異なる予め定められた第３オン時点Ｔｏｎ３において、オフからオンに切り替え、第３オン時点Ｔｏｎ３後、第２期間における第３オフ時点Ｔｏｆｆ３において、オンからオフに切り替え、第５スイッチング素子Ｓ９と第８スイッチング素子Ｓ１２との内のいずれか一方を、第２オン時点Ｔｏｎ２と異なる予め定められた第５オン時点Ｔｏｎ５において、オフからオンに切り替え、第５オン時点Ｔｏｎ５より前の第１期間における第５オフ時点Ｔｏｆｆ５において、オンからオフに切り替え、第５スイッチング素子Ｓ９と第８スイッチング素子Ｓ１２との内のもう一方を、第２期間で、かつ、第３オフ時点Ｔｏｆｆ３よりも前である第６オン時点Ｔｏｎ６において、オフからオンに切り替え、第６スイッチング素子Ｓ１０と第７スイッチング素子Ｓ１１との内のもう一方を、第１期間で、かつ、第５オフ時点Ｔｏｆｆ５よりも前である第４オン時点Ｔｏｎ４において、オフからオンに切り替え、第４オン時点Ｔｏｎ４または第６オン時点Ｔｏｎ６の少なくともいずれか一方をシフトさせることにより、出力電圧または出力電流の少なくとも一方の振幅を制御する。
（ｇ）図１５を参照して、制御部７は、第６スイッチング素子Ｓ１０と第７スイッチング素子Ｓ１１との内で、第４オン時点Ｔｏｎ４にてオフからオンに切り替えたスイッチング素子を、第５オン時点Ｔｏｎ５よりも後である第４オフ時点Ｔｏｆｆ４において、オンからオフに切り替え、第５スイッチング素子Ｓ９と第８スイッチング素子Ｓ１２との内で、第６オン時点Ｔｏｎ６にてオフからオンに切り替えたスイッチング素子を、第６オン時点Ｔｏｎ６よりも前で、かつ、第３オン時点Ｔｏｎ３よりも後である第６オフ時点Ｔｏｆｆ６において、オンからオフに切り替えることにより、出力電圧または出力電流の少なくとも一方の振幅を制御する。

上記構成において、図２０を参照して、第１スイッチング素子Ｓ５、第２スイッチング素子Ｓ６、第３スイッチング素子Ｓ７及び第４スイッチング素子Ｓ８を含む正群コンバータと、第５スイッチング素子Ｓ９、第６スイッチング素子Ｓ１０、第７スイッチング素子Ｓ１１及び第８スイッチング素子Ｓ１２を含む負群コンバータと、を備え、制御部７は、出力電流の極性が切り替わるタイミングを、直流電源１７から商用電力系統２７又は負荷２９に電力を供給していない期間に設定し、正群コンバータ及び負群コンバータに対して、電力変換装置１の二次側で短絡が発生しない予め定められた制御をする。

この構成によれば、電力変換装置１の二次側で短絡が発生しないので、出力電流の極性をスムーズに切り替えることができる。

上記構成において、図２２〜図２４を参照して、制御部７は、予め定められた制御として、第１スイッチング素子Ｓ５と第２スイッチング素子Ｓ６と第５スイッチング素子Ｓ９と第６スイッチング素子Ｓ１０とを、オフ状態とする。

この構成は、予め定められた制御の一例である。

上記構成において、出力電流が正の期間、出力電流が負の期間、及び、出力電流の極性が切り替わる期間において、第１〜第８スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ１２の少なくとも１つをオン状態とする。

この構成によれば、出力電流が正の期間、出力電流が負の期間、及び、出力電流の極性が切り替わる期間のいずれにおいても、第１〜第８スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ１２の全てがオフ状態とならない。

上記構成において、図１及び図２６を参照して、接続部１５と正群コンバータ及び負群コンバータとの間に挿入される交流用リアクトル（コイル２３）を備え、制御部７は、予め定められた制御として、二次巻線２１の電圧が負である第４期間において、第１スイッチング素子Ｓ５、第４スイッチング素子Ｓ８、第６スイッチング素子Ｓ１０及び第７スイッチング素子Ｓ１１をオンし、かつ、第２スイッチング素子Ｓ６、第３スイッチング素子Ｓ７、第５スイッチング素子Ｓ９及び第８スイッチング素子Ｓ１２をオフした状態にし、第３スイッチング素子Ｓ７及び第８スイッチング素子Ｓ１２を、第４期間における第７オン時点Ｔｏｎ７において、オフからオンに切り替えることにより、交流用リアクトルを充電することを開始し、第１スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ１０を、第７オン時点Ｔｏｎ７より後で、かつ、第４期間に続く二次巻線２１の電圧が正である第５期間に切り替わる前における第７オフ時点Ｔｏｆｆ７において、オンからオフに切り替え、第２スイッチング素子Ｓ６及び第５スイッチング素子Ｓ９を、第５期間における第８オン時点Ｔｏｎ８において、オフからオンに切り替え、第４スイッチング素子Ｓ８及び第７スイッチング素子Ｓ１１を、第８オン時点Ｔｏｎ８より後で、かつ、第５期間における第８オフ時点Ｔｏｆｆ８において、オンからオフに切り替えることにより、交流用リアクトルに蓄積されたエネルギーを放出させる。

この構成は、予め定められた制御の他の例である。

上記構成において、図２を参照して、制御部７は、出力電圧と出力電流との極性が同じとき、直流電源１７から商用電力系統２７又は負荷２９に電力を供給する電力供給モードを実行し、出力電圧と出力電流との極性が異なるとき、商用電力系統２７又は負荷２９から直流電源１７に電力を回生する電力回生モードを実行する。

この構成によれば、電力供給と電力回生とを実行することができる。

上記構成において、図４０を参照して、インバータ回路５に接続され、電力供給モードにおいて昇圧動作をし、電力回生モードにおいて降圧動作をするチョッパ回路８１を備え、制御部７は、チョッパ回路８１と第１〜第８スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ１２とを制御することにより、出力電圧の振幅を制御する。

この構成によれば、チョッパ回路８１を備えることにより、電圧の変動幅の大きな直流電源１７にも柔軟に対応できる。例えば、ＥＶ（ｅｌｅｃｔｒｉｃ ｖｅｈｉｃｌｅ）バッテリー、太陽電池、燃料電池が電圧の変動幅が大きい場合においても適用することができる。

上記構成において、図１８及び図１９を参照して、第１ダイオードＤ５、第２ダイオードＤ６、第３ダイオードＤ７及び第４ダイオードＤ８を備え、制御部７が、第１スイッチング素子Ｓ５及び第３スイッチング素子Ｓ７の一方を通る経路から他方を通る経路に転流する制御をするときに、第１ダイオードＤ５及び第３ダイオードＤ７の一方が逆バイアス状態となり、かつ、他方が順バイアス状態となるように、第１ダイオードＤ５と第１スイッチング素子Ｓ５とが直列接続され、かつ、第３ダイオードＤ７と第３スイッチング素子Ｓ７とが直列接続されており、制御部７が、第２スイッチング素子Ｓ６及び第４スイッチング素子Ｓ８の一方を通る経路から他方を通る経路に転流する制御をするときに、第２ダイオードＤ６及び第４ダイオードＤ８の一方が逆バイアス状態となり、かつ、他方が順バイアス状態となるように、第２ダイオードＤ６と第２スイッチング素子Ｓ６とが直列接続され、かつ、第４ダイオードＤ８と第４スイッチング素子Ｓ８とが直列接続されている。

この構成によれば、ソフトスイッチングによって、転流をすることができる。

（実施の形態１）
以下、図面に基づいて本発明の実施形態を詳細に説明する。図１は、本実施形態に係る電力変換装置１の回路図である。電力変換装置１は、接続部３、インバータ回路５、制御部７、トランス９、サイクロコンバータ１１、フィルタ回路１３、及び、接続部１５を備えるパワーコンディショナーである。

接続部３は、直流電源１７の正極と電気的に接続される第１端３ａと、直流電源１７の負極と電気的に接続される第２端３ｂとを備える。直流電源１７として、蓄電池を例にしているが、他の直流電源（例えば、太陽電池、燃料電池）についても、本実施形態を適用することができる。

直流電源１７の電力は、接続部３を介して、インバータ回路５に供給される。インバータ回路５は、高周波インバータであり、直流電源１７から供給された直流電圧を高周波電圧（交流電圧）に変換する。

インバータ回路５は、４個のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４がブリッジ接続された構成を有するフルブリッジ型の回路である。スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４として、ｎｐｎ型の絶縁ゲートバイポーラトランジスタを例にしているが、フルブリッジ型の回路を構成できるスイッチング素子であればよく、例えば、電界効果型のトランジスタが採用されてもよい。

制御部７は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をオン制御しているときに、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をオフ制御し、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をオフ制御しているときに、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をオン制御する。

インバータ回路５は、４個の還流ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４を備える。還流ダイオードＤ１は、所定の向きの電流が流れるように、スイッチング素子Ｓ１のエミッタとコレクタとに接続されている。所定の向きの電流とは、スイッチング素子Ｓ１がオン状態のときにスイッチング素子Ｓ１に流れる電流と逆向きの電流である。これと同様にして、還流ダイオードＤ２がスイッチング素子Ｓ２のエミッタとコレクタとに接続され、還流ダイオードＤ３がスイッチング素子Ｓ３のエミッタとコレクタとに接続され、還流ダイオードＤ４がスイッチング素子Ｓ４のエミッタとコレクタとに接続されている。

トランス９は、高周波トランスであり、一次巻線１９と、一次巻線１９と磁気結合される二次巻線２１とを備える。一次巻線１９の第１端１９ａと第２端１９ｂとは、インバータ回路５の出力端子と接続されている。二次巻線２１の第１端２１ａと第２端２１ｂとは、サイクロコンバータ１１の入力端子と接続されている。

トランス９は、インバータ回路５とサイクロコンバータ１１とを絶縁し、電力供給モードのとき、インバータ回路５から一次巻線１９に供給された高周波電圧を、サイクロコンバータ１１に供給し、電力回生モードのとき、サイクロコンバータ１１から二次巻線２１に供給された電圧を、インバータ回路５に供給する。これらのモードについては、後で詳しく説明する。

サイクロコンバータ１１は、トランス９から供給された高周波電圧を、直接、商用の交流電圧に変換する直接交流コンバータである。

サイクロコンバータ１１は、第１スイッチング素子Ｓ５、第２スイッチング素子Ｓ６、第３スイッチング素子Ｓ７及び第４スイッチング素子Ｓ８がブリッジ接続された構成を有する正群コンバータと、第５スイッチング素子Ｓ９、第６スイッチング素子Ｓ１０、第７スイッチング素子Ｓ１１及び第８スイッチング素子Ｓ１２がブリッジ接続された構成を有する負群コンバータと、を含む。これらのスイッチング素子として、ｎｐｎ型の絶縁ゲートバイポーラトランジスタを例にしているが、これに限定されない。

正群コンバータは、接続部１５から出力される出力電流が正のときに動作する。負群コンバータは、接続部１５から出力される出力電流が負のときに動作する。

第１スイッチング素子Ｓ５は、接続部１５の第１端１５ａと二次巻線２１の第１端２１ａとの間に挿入される。第２スイッチング素子Ｓ６は、接続部１５の第２端１５ｂと二次巻線２１の第１端２１ａとの間に挿入される。第３スイッチング素子Ｓ７は、接続部１５の第１端１５ａと二次巻線２１の第２端２１ｂとの間に挿入される。第４スイッチング素子Ｓ８は、接続部１５の第２端１５ｂと二次巻線２１の第２端２１ｂとの間に挿入される。

サイクロコンバータ１１は、さらに、第１ダイオードＤ５、第２ダイオードＤ６、第３ダイオードＤ７及び第４ダイオードＤ８を備える。これらのダイオードは、第１スイッチング素子Ｓ５、第２スイッチング素子Ｓ６、第３スイッチング素子Ｓ７及び第４スイッチング素子Ｓ８によって構成される正群コンバータの動作時において、ＺＶＳ（Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）やＺＣＳ（Ｚｅｒｏ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）を実行するために用いられる。ＺＶＳやＺＣＳは、ソフトスイッチングと称され、ＺＶＳは、電圧がゼロの状態で行なうスイッチングであり、ＺＣＳは、電流がゼロの状態で行なうスイッチングである。

第１ダイオードＤ５は、二次巻線２１の第１端２１ａと第１スイッチング素子Ｓ５のコレクタとの間に挿入されている。第１ダイオードＤ５の順方向は、第１スイッチング素子Ｓ５が電流を流す向きである。

第２ダイオードＤ６は、接続部１５の第２端１５ｂと第２スイッチング素子Ｓ６のコレクタとの間に挿入されている。第２ダイオードＤ６の順方向は、第２スイッチング素子Ｓ６が電流を流す向きである。

第３ダイオードＤ７は、二次巻線２１の第２端２１ｂと第３スイッチング素子Ｓ７のコレクタとの間に挿入されている。第３ダイオードＤ７の順方向は、第３スイッチング素子Ｓ７が電流を流す向きである。

第４ダイオードＤ８は、接続部１５の第２端１５ｂと第４スイッチング素子Ｓ８のコレクタとの間に挿入されている。第４ダイオードＤ８の順方向は、第４スイッチング素子Ｓ８が電流を流す向きである。

第５スイッチング素子Ｓ９は、接続部１５の第１端１５ａと二次巻線２１の第１端２１ａとの間に、第１スイッチング素子Ｓ５と並列に挿入され、電流を流す方向が第１スイッチング素子Ｓ５と逆方向である。詳しく説明すると、第５スイッチング素子Ｓ９のコレクタは、第５ダイオードＤ９を介して、第１スイッチング素子Ｓ５のエミッタに接続され、第５スイッチング素子Ｓ９のエミッタは、第１ダイオードＤ５を介して、第１スイッチング素子Ｓ５のコレクタに接続されている。

第６スイッチング素子Ｓ１０は、接続部１５の第２端１５ｂと二次巻線２１の第１端２１ａとの間に、第２スイッチング素子Ｓ６と並列に挿入され、電流を流す方向が第２スイッチング素子Ｓ６と逆方向である。詳しく説明すると、第６スイッチング素子Ｓ１０のコレクタは、第６ダイオードＤ１０を介して、第２スイッチング素子Ｓ６のエミッタに接続され、第６スイッチング素子Ｓ１０のエミッタは、第２ダイオードＤ６を介して、第２スイッチング素子Ｓ６のコレクタに接続されている。

第７スイッチング素子Ｓ１１は、接続部１５の第１端１５ａと二次巻線２１の第２端２１ｂとの間に、第３スイッチング素子Ｓ７と並列に挿入され、電流を流す方向が第３スイッチング素子Ｓ７と逆方向である。詳しく説明すると、第７スイッチング素子Ｓ１１のコレクタは、第７ダイオードＤ１１を介して、第３スイッチング素子Ｓ７のエミッタに接続され、第７スイッチング素子Ｓ１１のエミッタは、第３ダイオードＤ７を介して、第３スイッチング素子Ｓ７のコレクタに接続されている。

第８スイッチング素子Ｓ１２は、接続部１５の第２端１５ｂと二次巻線２１の第２端２１ｂとの間に、第４スイッチング素子Ｓ８と並列に挿入され、電流を流す方向が第４スイッチング素子Ｓ８と逆方向である。詳しく説明すると、第８スイッチング素子Ｓ１２のコレクタは、第８ダイオードＤ１２を介して、第４スイッチング素子Ｓ８のエミッタに接続され、第８スイッチング素子Ｓ１２のエミッタは、第４ダイオードＤ８を介して、第４スイッチング素子Ｓ８のコレクタに接続されている。

サイクロコンバータ１１は、さらに、第５ダイオードＤ９、第６ダイオードＤ１０、第７ダイオードＤ１１及び第８ダイオードＤ１２を備える。これらのダイオードは、第５スイッチング素子Ｓ９、第６スイッチング素子Ｓ１０、第７スイッチング素子Ｓ１１及び第８スイッチング素子Ｓ１２によって構成される負群コンバータの動作時において、ＺＶＳやＺＣＳを実行するために用いられる。

第５ダイオードＤ９は、接続部１５の第１端１５ａと第５スイッチング素子Ｓ９のコレクタとの間に挿入されている。第５ダイオードＤ９の順方向は、第５スイッチング素子Ｓ９が電流を流す向きである。

第６ダイオードＤ１０は、二次巻線２１の第１端２１ａと第６スイッチング素子Ｓ１０のコレクタとの間に挿入されている。第６ダイオードＤ１０の順方向は、第６スイッチング素子Ｓ１０が電流を流す向きである。

第７ダイオードＤ１１は、接続部１５の第１端１５ａと第７スイッチング素子Ｓ１１のコレクタとの間に挿入されている。第７ダイオードＤ１１の順方向は、第７スイッチング素子Ｓ１１が電流を流す向きである。

第８ダイオードＤ１２は、二次巻線２１の第２端２１ｂと第８スイッチング素子Ｓ１２のコレクタとの間に挿入されている。第８ダイオードＤ１２の順方向は、第８スイッチング素子Ｓ１２が電流を流す向きである。

第１ダイオードＤ５と第１スイッチング素子Ｓ５との順番が逆でもよい。すなわち、第１ダイオードＤ５の順方向に対して、第１ダイオードＤ５が下流側、第１スイッチング素子Ｓ５が上流側に配置されているが、第１ダイオードＤ５が上流側、第１スイッチング素子Ｓ５が下流側に配置されていてもよい。第２ダイオードＤ６と第２スイッチング素子Ｓ６との順番〜第８ダイオードＤ１２と第８スイッチング素子Ｓ１２との順番についても同様である。

制御部７は、第１〜第８スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ１２のオンオフ制御をすることによって、接続部１５から出力される出力電圧の振幅を制御する。詳しくは、後で説明する。なお、制御部７は、例えば、プロセッサ（例えば、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、ＭＰＵ（Ｍｉｃｒｏ−Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、など）により、構成されてもよい。このとき、当該プロセッサは、メモリに記憶されているプログラムを読み出して実行することで、本開示で示される制御方法を実行してもよい。

フィルタ回路１３は、サイクロコンバータ１１の出力と接続部１５との間に挿入されている。フィルタ回路１３は、コイル２３とコンデンサ２５とにより構成され、サイクロコンバータ１１から出力された交流信号を平滑化する。これにより、サイクロコンバータ１１から出力された矩形波の交流信号が、パルス幅に応じた振幅を持つ正弦波状の交流信号に変換される。

接続部１５は、商用電力系統２７又は負荷２９のいずれか一方と電気的に接続可能な第１端１５ａと第２端１５ｂとを含むスイッチである。負荷２９は、力率が１となる抵抗負荷や、力率が１と異なる誘導性負荷や容量性負荷である。直流電源１７から商用電力系統２７に電力を供給するとき（売電）や、直流電源１７を充電するとき、接続部１５と商用電力系統２７とが接続される。直流電源１７から負荷２９（例えば、家電製品）に電力を供給するとき、接続部１５と負荷２９とが接続される。

本実施形態に係る電力変換装置１の動作について説明する。図２は、この動作の概要を説明する説明図である。図１及び図２を参照して、電力変換装置１の動作には、直流電源１７からの電力を、商用電力系統２７又は負荷２９に供給する電力供給モード（インバータモード）と、商用電力系統２７又は負荷２９からの電力を直流電源１７に回生する電力回生モード（コンバータモード）とがある。

図２に示す波形は、接続部１５から出力される出力電圧Ｖｏと出力電流ｉｏとの一例を示している。なお、フィルタ回路１３に印加される電圧の波形には、なまりがないので、これを出力電圧Ｖｏとして説明する。出力電圧Ｖｏと出力電流ｉｏとの位相差は、９０°である。出力電流ｉｏが正のとき、第１スイッチング素子Ｓ５、第２スイッチング素子Ｓ６、第３スイッチング素子Ｓ７及び第４スイッチング素子Ｓ８によって構成される正群コンバータが動作する。出力電流ｉｏの負のとき、第５スイッチング素子Ｓ９、第６スイッチング素子Ｓ１０、第７スイッチング素子Ｓ１１及び第８スイッチング素子Ｓ１２によって構成される負群コンバータが動作する。

出力電圧Ｖｏと出力電流ｉｏとの極性が同じとき、電力供給モードとなる。電力供給モードには、（１）で示す出力電圧Ｖｏと出力電流ｉｏとが正であるモードと、（３）で示す出力電圧Ｖｏと出力電流ｉｏとが負であるモードとがある。

出力電圧Ｖｏと出力電流ｉｏとの極性が異なるとき、電力回生モードとなる。電力回生モードには、（２）で示す出力電圧Ｖｏが負であり、出力電流ｉｏが正であるモードと、（４）で示す出力電圧Ｖｏが正であり、出力電流ｉｏが負であるモードとがある。

図２に示す波形は、出力電圧Ｖｏと出力電流ｉｏとの位相差が９０°であり、電力供給モードと電力回生モードとが交互に発生している。これに対して、図３に示すように、出力電圧Ｖｏと出力電流ｉｏとの位相差が０°（すなわち、力率が１）のとき、電力回生モードがなく、電力供給モードのみとなる。また、図４に示すように、出力電圧Ｖｏと出力電流ｉｏとの位相差が１８０°（すなわち、力率が０）のとき、電力供給モードがなく、電力回生モードのみとなる。なお、図２は遅れ力率の図であるが、進み力率の場合も同様である。

図２に示す表は、第１〜第８スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ１２の動作を示している。（１）で示す電力供給モードにおいてトランス電圧Ｖ１が正の場合、（１）で示す電力供給モードにおいてトランス電圧Ｖ１が負の場合、（２）で示す電力回生モードにおいてトランス電圧Ｖ１が正の場合、（２）で示す電力回生モードにおいてトランス電圧Ｖ１が負の場合、（３）で示す電力供給モードにおいてトランス電圧Ｖ１が正の場合、（３）で示す電力供給モードにおいてトランス電圧Ｖ１が負の場合、（４）で示す電力回生モードにおいてトランス電圧Ｖ１が正の場合、（４）で示す電力回生モードにおいてトランス電圧Ｖ１が負の場合のそれぞれに応じて、第１〜第８スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ１２の動作が異なる。なお、表内において、「常時ＯＮ」とは、トランス電圧Ｖ１の正負が切り替わる期間も、ＯＮであることを示す。

図５は、図３に示す期間Ｔ１０での電力供給モードのタイムチャートである。図６は、図４に示す期間Ｔ１２での電力回生モードのタイムチャートである。一次側駆動信号は、インバータ回路５を構成するスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４をオン状態にさせる制御信号である。制御部７は、一次側駆動信号の位相を固定して、一次側駆動信号をスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４に供給する。

トランス電圧Ｖ１とは、二次巻線２１の電圧である。一次巻線１９の電圧の波形は、二次巻線２１の電圧の波形と同様なので、一次巻線１９の電圧の波形は省略する。トランス電流ｉ１とは、二次巻線２１の電流である。一次巻線１９の電流の波形は、二次巻線２１の電流の波形と同様なので、一次巻線１９の電流の波形は省略する。

二次側駆動信号は、サイクロコンバータ１１を構成する第１スイッチング素子Ｓ５〜第８スイッチング素子Ｓ１２をオン状態にさせる制御信号である。

図１及び図２を参照して、（１）で示す電力供給モード、及び、（２）で示す電力回生モードでは、出力電流ｉｏが正なので、正群コンバータが動作する。制御部７は、正群コンバータを構成する第１スイッチング素子Ｓ５、第２スイッチング素子Ｓ６、第３スイッチング素子Ｓ７及び第４スイッチング素子Ｓ８をオンオフ制御する。

これに対して、（３）で示す電力供給モード、及び、（４）で示す電力回生モードでは、出力電流ｉｏが負なので、負群コンバータが動作する。負群コンバータの動作は、正群コンバータの動作と基本的に同じであり、オンオフ制御されるスイッチング素子が異なるだけである。従って、制御部７は、（３）で示す電力供給モード、及び、（４）で示す電力回生モードにおいて、図５及び図６に示すように、第１スイッチング素子Ｓ５の替わりに第６スイッチング素子Ｓ１０をオンオフ制御し、第２スイッチング素子Ｓ６の替わりに第５スイッチング素子Ｓ９をオンオフ制御し、第３スイッチング素子Ｓ７の替わりに第８スイッチング素子Ｓ１２をオンオフ制御し、第４スイッチング素子Ｓ８の替わりに第７スイッチング素子Ｓ１１をオンオフ制御する。

電力供給モード及び電力回生モードにおいて、制御部７は、インバータ回路５を構成するスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４をオンオフ制御することによって、常時、デューティー比５０パーセントの高周波電力をインバータ回路５から出力させる。従って、インバータ回路５は、常時、デューティー比５０パーセントで対称駆動する方形波発振器として動作する。制御部７は、インバータ回路５の動作と同期させて、サイクロコンバータ１１を制御することにより、出力電圧Ｖｏの振幅を制御（言い換えれば、出力電圧Ｖｏの波形を成形）する。

サイクロコンバータ１１の制御を、（１）で示す電力供給モードにおいてトランス電圧Ｖ１が正の場合から順番に説明する。図７は、その場合のサイクロコンバータ１１の動作を説明する説明図である。図７に示す回路は、図１に示す電力変換装置１の二次側を示している。図８〜図１４に示す回路も同様である。電力変換装置１の二次側に商用電力系統２７が接続されている態様で説明するが、電力変換装置１の二次側に負荷２９が接続されている態様についても同様のことが言える。

図５及び図７を参照して、制御部７は、正群コンバータを構成するスイッチング素子のうち、第１スイッチング素子Ｓ５に対して、オフ制御からオン制御に切り替える。制御部７は、第２スイッチング素子Ｓ６に対して、オン制御してもよいし、オフ制御してもよい。図５では、第２スイッチング素子Ｓ６をオフ制御する例が示されている。制御部７は、第３スイッチング素子Ｓ７及び第４スイッチング素子Ｓ８に対して、常時、オン制御する。

制御部７は、負群コンバータを構成する第５〜第８スイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２に対して、常時、オフ制御をする。

なお、第１スイッチング素子Ｓ５の動作と第４スイッチング素子Ｓ８の動作とを入れ替えてもよい。すなわち、制御部７は、第１スイッチング素子Ｓ５に対して、常時、オン制御し、第４スイッチング素子Ｓ８に対して、オフ制御からオン制御に切り替える。

第１スイッチング素子Ｓ５がオフ制御されている期間Ｔ１のとき、電力変換装置１の二次側の電流は、第３スイッチング素子Ｓ７、商用電力系統２７及び第４スイッチング素子Ｓ８を通る経路３１を流れる。期間Ｔ１において、電力変換装置１は一次側と二次側とで電流の経路が分離される。そのため、トランス電流ｉ１が０となる。よって、電流供給モードにおいて、無効電力は電力変換装置１の一次側に回生されず、二次側だけで消費されるので、電力ロスを低下できる。

第１スイッチング素子Ｓ５がオフ制御からオン制御に切り替えられ、第１スイッチング素子Ｓ５がオン制御されている期間Ｔ２のとき、電力変換装置１の二次側の電流は、第１スイッチング素子Ｓ５、商用電力系統２７及び第４スイッチング素子Ｓ８を通る経路３２を流れる。期間Ｔ２では、直流電源１７からの電力が、商用電力系統２７に供給される。期間Ｔ２において、第３スイッチング素子Ｓ７はオン制御されているが、第３ダイオードＤ７が逆バイアス状態なので、電流は第３ダイオードＤ７を流れることができない。従って、第３スイッチング素子Ｓ７がオン制御されていても、電流は第３スイッチング素子Ｓ７を流れない。

以上の通り、（１）で示す電力供給モードにおいてトランス電圧Ｖ１が正の場合、制御部７は、第１スイッチング素子Ｓ５に電流が流れていない状態から流れている状態にシフトさせる制御（位相シフト）をする。

図８は、（１）で示す電力供給モードにおいてトランス９の電圧が負の場合のサイクロコンバータ１１の動作を説明する説明図である。図５及び図８を参照して、制御部７は、正群コンバータを構成するスイッチング素子のうち、第１スイッチング素子Ｓ５に対して、オン制御してもよいし、オフ制御してもよい。図５では、第１スイッチング素子Ｓ５をオフ制御する例が示されている。制御部７は、第２スイッチング素子Ｓ６に対して、オフ制御からオン制御に切り替える。制御部７は、第３スイッチング素子Ｓ７及び第４スイッチング素子Ｓ８に対して、常時、オン制御する。

制御部７は、負群コンバータを構成する第５〜第８スイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２に対して、常時、オフ制御をする。

なお、第２スイッチング素子Ｓ６の動作と第３スイッチング素子Ｓ７の動作とを入れ替えてもよい。すなわち、制御部７は、第２スイッチング素子Ｓ６に対して、常時、オン制御し、第３スイッチング素子Ｓ７に対して、オフ制御からオン制御に切り替える。

第２スイッチング素子Ｓ６がオフ制御されている期間Ｔ３のとき、電力変換装置１の二次側の電流は、第３スイッチング素子Ｓ７、商用電力系統２７及び第４スイッチング素子Ｓ８を通る経路３３を流れる。期間Ｔ３において、電力変換装置１は一次側と二次側とで電流の経路が分離される。そのため、トランス電流ｉ１が０となる。よって、電流供給モードにおいて、無効電力は電力変換装置１の一次側に回生されず、二次側だけで消費されるので、電力ロスを低下できる。

第２スイッチング素子Ｓ６がオフ制御からオン制御に切り替えられ、第２スイッチング素子Ｓ６がオン制御されている期間Ｔ４のとき、電力変換装置１の二次側の電流は、第３スイッチング素子Ｓ７、商用電力系統２７及び第２スイッチング素子Ｓ６を通る経路３４を流れる。期間Ｔ４では、直流電源１７からの電力が、商用電力系統２７に供給される。期間Ｔ４において、第４スイッチング素子Ｓ８はオン制御されているが、第４ダイオードＤ８が逆バイアス状態なので、電流は第４ダイオードＤ８を流れることができない。従って、第４スイッチング素子Ｓ８がオン制御されていても、電流は第４スイッチング素子Ｓ８を流れない。

以上の通り、（１）で示す電力供給モードにおいてトランス電圧Ｖ１が負の場合、制御部７は、第２スイッチング素子Ｓ６に電流が流れていない状態から流れている状態にシフトさせる制御（位相シフト）をする。

図９は、（２）で示す電力回生モードにおいてトランス電圧Ｖ１が正の場合のサイクロコンバータ１１の動作を説明する説明図である。図６及び図９を参照して、制御部７は、正群コンバータを構成するスイッチング素子のうち、第１スイッチング素子Ｓ５に対してオフ制御する。制御部７は、第２スイッチング素子Ｓ６及び第３スイッチング素子Ｓ７に対してオン制御する。制御部７は、第４スイッチング素子Ｓ８に対して、オフ制御からオン制御に切り替える。

制御部７は、負群コンバータを構成する第５〜第８スイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２に対して、常時、オフ制御をする。

第４スイッチング素子Ｓ８がオフ制御されている期間Ｔ５のとき、電力変換装置１の二次側の電流は、第３スイッチング素子Ｓ７、商用電力系統２７及び第２スイッチング素子Ｓ６を通る経路３５を流れる。期間Ｔ５において、商用電力系統２７からの電力が、直流電源１７に回生される。

第４スイッチング素子Ｓ８がオフ制御からオン制御に切り替えられ、第４スイッチング素子Ｓ８がオン制御されている期間Ｔ６のとき、電力変換装置１の二次側の電流は、第３スイッチング素子Ｓ７、商用電力系統２７及び第４スイッチング素子Ｓ８を通る経路３６を流れる。期間Ｔ６において、電力変換装置１は一次側と二次側とで電流の経路が分離されるので、無効電力は電力変換装置１の一次側に回生されず、二次側だけで消費される。

期間Ｔ６において、第２スイッチング素子Ｓ６はオン制御されているが、第２ダイオードＤ６が逆バイアス状態なので、電流は第２ダイオードＤ６を流れることができない。従って、第２スイッチング素子Ｓ６がオン制御されていても、電流は第２スイッチング素子Ｓ６を流れない。

以上の通り、（２）で示す電力回生モードにおいてトランス電圧Ｖ１が正の場合、制御部７は、第２スイッチング素子Ｓ６に電流が流れている状態から流れていない状態にシフトさせる制御（位相シフト）をし、かつ、第４スイッチング素子Ｓ８に電流が流れていない状態から流れている状態にシフトさせる制御（位相シフト）をする。

図１０は、（２）で示す電力回生モードにおいてトランス電圧Ｖ１が負の場合のサイクロコンバータ１１の動作を説明する説明図である。図６及び図１０を参照して、制御部７は、正群コンバータを構成するスイッチング素子のうち、第１スイッチング素子Ｓ５に対して、オン制御する。制御部７は、第２スイッチング素子Ｓ６に対してオフ制御する。制御部７は、第３スイッチング素子Ｓ７に対して、オフ制御からオン制御に切り替える。制御部７は、第４スイッチング素子Ｓ８に対してオン制御する。

制御部７は、負群コンバータを構成する第５〜第８スイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２に対して、常時、オフ制御をする。

第３スイッチング素子Ｓ７がオフ制御されている期間Ｔ７のとき、電力変換装置１の二次側の電流は、第１スイッチング素子Ｓ５、商用電力系統２７及び第４スイッチング素子Ｓ８を通る経路３７を流れる。期間Ｔ７において、商用電力系統２７からの電力が、直流電源１７に回生される。

第３スイッチング素子Ｓ７がオフ制御からオン制御に切り替えられ、第３スイッチング素子Ｓ７がオン制御されている期間Ｔ８のとき、電力変換装置１の二次側の電流は、第３スイッチング素子Ｓ７、商用電力系統２７及び第４スイッチング素子Ｓ８を通る経路３８を流れる。期間Ｔ８において、電力変換装置１は一次側と二次側とで電流の経路が分離されるので、無効電力は電力変換装置１の一次側に回生されず、二次側だけで消費される。

期間Ｔ８において、第１スイッチング素子Ｓ５はオン制御されているが、第１ダイオードＤ５が逆バイアス状態なので、電流は第１ダイオードＤ５を流れることができない。従って、第１スイッチング素子Ｓ５がオン制御されていても、電流は第１スイッチング素子Ｓ５を流れない。

以上の通り、（２）で示す電力回生モードにおいてトランス電圧Ｖ１が負の場合、制御部７は、第１スイッチング素子Ｓ５に電流が流れている状態から流れていない状態にシフトさせる制御（位相シフト）をし、かつ、第３スイッチング素子Ｓ７に電流が流れていない状態から流れている状態にシフトさせる制御（位相シフト）をする。

図１１は、（３）で示す電力供給モードにおいてトランス電圧Ｖ１が正の場合のサイクロコンバータ１１の動作を説明する説明図である。図５及び図１１を参照して、制御部７は、負群コンバータを構成するスイッチング素子のうち、第５スイッチング素子Ｓ９に対して、オン制御してもよいし、オフ制御してもよい。図５では、第５スイッチング素子Ｓ９をオフ制御する例が示されている。制御部７は、第６スイッチング素子Ｓ１０に対して、オフ制御からオン制御に切り替える。制御部７は、第７スイッチング素子Ｓ１１及び第８スイッチング素子Ｓ１２に対して、常時、オン制御する。

制御部７は、正群コンバータを構成する第１〜第４スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８に対して、常時、オフ制御をする。

なお、第６スイッチング素子Ｓ１０の動作と第７スイッチング素子Ｓ１１の動作を入れ替えてもよい。すなわち、制御部７は、第６スイッチング素子Ｓ１０に対して、常時、オン制御し、第７スイッチング素子Ｓ１１に対して、オフ制御からオン制御に切り替える。

第６スイッチング素子Ｓ１０がオフ制御されている期間Ｔ１のとき、電力変換装置１の二次側の電流は、第８スイッチング素子Ｓ１２、商用電力系統２７及び第７スイッチング素子Ｓ１１を通る経路３９を流れる。期間Ｔ１において、電力変換装置１は一次側と二次側とで電流の経路が分離される。そのため、トランス電流ｉ１が０となる。よって、電流供給モードにおいて、無効電力は電力変換装置１の一次側に回生されず、二次側だけで消費されるので、電力ロスを低下できる。

第６スイッチング素子Ｓ１０がオフ制御からオン制御に切り替えられ、第６スイッチング素子Ｓ１０がオン制御されている期間Ｔ２のとき、電力変換装置１の二次側の電流は、第６スイッチング素子Ｓ１０、商用電力系統２７及び第７スイッチング素子Ｓ１１を通る経路４０を流れる。期間Ｔ２では、直流電源１７からの電力が、商用電力系統２７に供給される。期間Ｔ２において、第８スイッチング素子Ｓ１２はオン制御されているが、第８ダイオードＤ１２が逆バイアス状態なので、電流は第８ダイオードＤ１２を流れることができない。従って、第８スイッチング素子Ｓ１２がオン制御されていても、電流は第８スイッチング素子Ｓ１２を流れない。なお、（３）で示す電力供給モードのとき、出力電圧Ｖｏは負となる。

以上の通り、（３）で示す電力供給モードにおいてトランス電圧Ｖ１が正の場合、制御部７は、第６スイッチング素子Ｓ１０に電流が流れていない状態から流れている状態にシフトさせる制御（位相シフト）をする。

図１２は、（３）で示す電力供給モードにおいてトランス電圧Ｖ１が負の場合のサイクロコンバータ１１の動作を説明する説明図である。図５及び図１２を参照して、制御部７は、負群コンバータを構成するスイッチング素子のうち、第５スイッチング素子Ｓ９に対して、オフ制御からオン制御に切り替える。制御部７は、第６スイッチング素子Ｓ１０に対して、オン制御してもよいし、オフ制御してもよい。図５では、第６スイッチング素子Ｓ１０をオフ制御する例が示されている。制御部７は、第７スイッチング素子Ｓ１１及び第８スイッチング素子Ｓ１２に対して、常時、オン制御する。

制御部７は、正群コンバータを構成する第１〜第４スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８に対して、常時、オフ制御をする。

なお、第５スイッチング素子Ｓ９の動作と第８スイッチング素子Ｓ１２の動作を入れ替えてもよい。すなわち、制御部７は、第５スイッチング素子Ｓ９に対して、常時、オン制御し、第８スイッチング素子Ｓ１２に対して、オフ制御からオン制御に切り替えてもよい。

第５スイッチング素子Ｓ９がオフ制御されている期間Ｔ３のとき、電力変換装置１の二次側の電流は、第８スイッチング素子Ｓ１２、商用電力系統２７及び第７スイッチング素子Ｓ１１を通る経路４１を流れる。期間Ｔ３において、電力変換装置１は、一次側と二次側とで電流の経路が分離される。そのため、トランス電流ｉ１が０となる。よって、電流供給モードにおいて、無効電力は電力変換装置１の一次側に回生されず、二次側だけで消費されるので、電力ロスを低下できる。

第５スイッチング素子Ｓ９がオフ制御からオン制御に切り替えられ、第５スイッチング素子Ｓ９がオン制御されている期間Ｔ４のとき、電力変換装置１の二次側の電流は、第８スイッチング素子Ｓ１２、商用電力系統２７及び第５スイッチング素子Ｓ９を通る経路４２を流れる。期間Ｔ４では、直流電源１７からの電力が、商用電力系統２７に供給される。期間Ｔ４において、第７スイッチング素子Ｓ１１はオン制御されているが、第７ダイオードＤ１１が逆バイアス状態なので、電流は第７ダイオードＤ１１を流れることができない。従って、第７スイッチング素子Ｓ１１がオン制御されていても、電流は第７スイッチング素子Ｓ１１を流れない。

以上の通り、（３）で示す電力供給モードにおいてトランス電圧Ｖ１が負の場合、制御部７は、第５スイッチング素子Ｓ９に電流が流れていない状態から流れている状態にシフトさせる制御（位相シフト）をする。

図１３は、（４）で示す電力回生モードにおいてトランス電圧Ｖ１が正の場合のサイクロコンバータ１１の動作を説明する説明図である。図６及び図１３を参照して、制御部７は、負群コンバータを構成するスイッチング素子のうち、第５スイッチング素子Ｓ９に対して、オン制御する。制御部７は、第６スイッチング素子Ｓ１０に対してオフ制御する。制御部７は、第７スイッチング素子Ｓ１１に対して、オフ制御からオン制御に切り替える。制御部７は、第８スイッチング素子Ｓ１２に対してオン制御する。

制御部７は、正群コンバータを構成する第１〜第４スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８に対して、常時、オフ制御をする。

第７スイッチング素子Ｓ１１がオフ制御されている期間Ｔ５のとき、電力変換装置１の二次側の電流は、第８スイッチング素子Ｓ１２、商用電力系統２７及び第５スイッチング素子Ｓ９を通る経路４３を流れる。期間Ｔ５において、商用電力系統２７からの電力が、直流電源１７に回生される。なお、（４）で示す電力回生モードの場合、出力電圧Ｖｏは正となる。

第７スイッチング素子Ｓ１１がオフ制御からオン制御に切り替えられ、第７スイッチング素子Ｓ１１がオン制御されている期間Ｔ６のとき、電力変換装置１の二次側の電流は、第８スイッチング素子Ｓ１２、商用電力系統２７及び第７スイッチング素子Ｓ１１を通る経路４４を流れる。期間Ｔ６において、電力変換装置１は一次側と二次側とで電流の経路が分離されるので、無効電力は電力変換装置１の一次側に回生されず、二次側だけで消費される。

期間Ｔ６において、第５スイッチング素子Ｓ９はオン制御されているが、第５ダイオードＤ９が逆バイアス状態なので、電流は第５ダイオードＤ９を流れることができない。従って、第５スイッチング素子Ｓ９がオン制御されていても、電流は第５スイッチング素子Ｓ９を流れない。

以上の通り、（４）で示す電力回生モードにおいてトランス電圧Ｖ１が正の場合、制御部７は、第５スイッチング素子Ｓ９に電流が流れている状態から流れていない状態にシフトさせる制御（位相シフト）をし、かつ、第７スイッチング素子Ｓ１１に電流が流れていない状態から流れている状態にシフトさせる制御（位相シフト）をする。

図１４は、（４）で示す電力回生モードにおいてトランス電圧Ｖ１が負の場合のサイクロコンバータ１１の動作を説明する説明図である。図６及び図１４を参照して、制御部７は、負群コンバータを構成するスイッチング素子のうち、第５スイッチング素子Ｓ９に対してオフ制御する。制御部７は、第６スイッチング素子Ｓ１０及び第７スイッチング素子Ｓ１１に対して、オン制御する。制御部７は、第８スイッチング素子Ｓ１２に対して、オフ制御からオン制御に切り替える。

制御部７は、正群コンバータを構成する第１〜第４スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８に対して、常時、オフ制御をする。

第８スイッチング素子Ｓ１２がオフ制御されている期間Ｔ７のとき、電力変換装置１の二次側の電流は、第６スイッチング素子Ｓ１０、商用電力系統２７及び第７スイッチング素子Ｓ１１を通る経路４５を流れる。期間Ｔ７において、商用電力系統２７からの電力が、直流電源１７に回生される。

第８スイッチング素子Ｓ１２がオフ制御からオン制御に切り替えられ、第８スイッチング素子Ｓ１２がオン制御されている期間Ｔ８のとき、電力変換装置１の二次側の電流は、第８スイッチング素子Ｓ１２、商用電力系統２７及び第７スイッチング素子Ｓ１１を通る経路４６を流れる。期間Ｔ８において、電力変換装置１は一次側と二次側とで電流の経路が分離されるので、無効電力は電力変換装置１の一次側に回生されず、二次側だけで消費される。

期間Ｔ８において、第６スイッチング素子Ｓ１０はオン制御されているが、第６ダイオードＤ１０が逆バイアス状態なので、電流は第６ダイオードＤ１０を流れることができない。従って、第６スイッチング素子Ｓ１０がオン制御されていても、電流は第６スイッチング素子Ｓ１０を流れない。

以上の通り、（４）で示す電力回生モードにおいてトランス電圧Ｖ１が負の場合、制御部７は、第６スイッチング素子Ｓ１０に電流が流れている状態から流れていない状態にシフトさせる制御（位相シフト）をし、かつ、第８スイッチング素子Ｓ１２に電流が流れていない状態から流れている状態にシフトさせる制御（位相シフト）をする。

以上が、図２の表で示す電力変換装置１の動作である。

図５を参照して、第１オン時点Ｔｏｎ１とは、第１スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ１０が、トランス電圧Ｖ１（二次巻線２１の電圧）が正である第１期間において、オフからオンに切り替わる時点である。第２オン時点Ｔｏｎ２とは、第２スイッチング素子Ｓ６及び第５スイッチング素子Ｓ９が、第１期間に続くトランス電圧Ｖ１（二次巻線２１の電圧）が負である第２期間において、オフからオンに切り替わる時点である。

図６を参照して、第３オン時点Ｔｏｎ３とは、第１スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ１０が、上記第１期間において、オフからオンに切り替わる時点である。第４オン時点Ｔｏｎ４とは、第４スイッチング素子Ｓ８及び第７スイッチング素子Ｓ１１が、第１期間で、かつ、第３オン時点Ｔｏｎ３よりも前において、オフからオンに切り替わる時点である。第５オン時点Ｔｏｎ５とは、第２スイッチング素子Ｓ６及び第５スイッチング素子Ｓ９が、上記第２期間において、オフからオンに切り替わる時点である。第６オン時点Ｔｏｎ６とは、第３スイッチング素子Ｓ７及び第８スイッチング素子Ｓ１２が、第２期間で、かつ、第５オン時点Ｔｏｎ５よりも前において、オフからオンに切り替わる時点である。

図６を、電力回生モードの一例のタイムチャートとする。図１５は、電力回生モードの他の例のタイムチャートである。すなわち、図１５は、非対称制御をしたとき、図４に示す期間Ｔ１２での電力回生モードの他の例のタイムチャートである。

図１５を参照して、第３オン時点Ｔｏｎ３とは、第１スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ１０が、上記第２期間において、オフからオンに切り替わる時点である。第３オフ時点Ｔｏｆｆ３とは、第１スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ１０が、第３オン時点Ｔｏｎ３後、第２期間において、オンからオフに切り替わる時点である。

第５オン時点Ｔｏｎ５とは、第２スイッチング素子Ｓ６及び第５スイッチング素子Ｓ９を、上記第３期間において、オフからオンに切り替わる時点である。第５オフ時点Ｔｏｆｆ５とは、第２スイッチング素子Ｓ６及び第５スイッチング素子Ｓ９を、第５オン時点Ｔｏｎ５より前の第１期間において、オンからオフに切り替わる時点である。

第６オン時点Ｔｏｎ６とは、第３スイッチング素子Ｓ７及び第８スイッチング素子Ｓ１２を、第２期間で、かつ、第３オフ時点Ｔｏｆｆ３よりも前において、オフからオンに切り替わる時点である。

第４オン時点Ｔｏｎ４とは、第４スイッチング素子Ｓ８及び第７スイッチング素子Ｓ１１を、第１期間で、かつ、第５オフ時点Ｔｏｆｆ５よりも前において、オフからオンに切り替わる時点である。第４オフ時点Ｔｏｆｆ４とは、第４スイッチング素子Ｓ８及び第７スイッチング素子Ｓ１１が、第５オン時点Ｔｏｎ５よりも後において、オンからオフに切り替わる時点である。

第６オフ時点Ｔｏｆｆ６とは、第３スイッチング素子Ｓ７及び第８スイッチング素子Ｓ１２が、第６オン時点Ｔｏｎ６よりも前で、かつ、第３オン時点Ｔｏｎ３よりも後において、オンからオフに切り替わる時点である。

制御部７は、一次側のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオンからオフに切り替わるタイミング、及び、オフからオンに切り替わるタイミングを固定し、そして、第１オン時点Ｔｏｎ１、第２オン時点Ｔｏｎ２、第４オン時点Ｔｏｎ４及び第６オン時点Ｔｏｎ６を、αで示すように、シフトさせることにより、出力電圧Ｖｏまたは出力電流ｉｏの少なくとも一方の振幅を制御する。

制御部７は、直流電源１７と商用電力系統２７とを接続して運転（系統連系運転）をする場合、出力電流ｉｏの振幅を制御し、直流電源１７と負荷２９とを接続して運転（自立運転）をする場合、出力電圧Ｖｏの振幅及び出力電流ｉｏの振幅を制御する。以降、出力電圧Ｖｏの振幅及び出力電流ｉｏの振幅を制御する例で説明する。

詳しく説明すると、図５に示す電力供給モードにおいて、αで示す期間を短くすると、出力電圧Ｖｏの振幅及び出力電流ｉｏの振幅が大きくなり、αで示す期間を長くすると、出力電圧Ｖｏの振幅及び出力電流ｉｏの振幅が小さくなる。図６及び図１５に示す電力回生モードにおいて、αで示す期間を短くすると、出力電圧Ｖｏの振幅及び出力電流ｉｏの振幅が小さくなり、αで示す期間を長くすると、出力電圧Ｖｏの振幅及び出力電流ｉｏの振幅が大きくなる。

なお、制御部７は、第１オン時点Ｔｏｎ１又は第２オン時点Ｔｏｎ２のうち少なくともいずれか一方を、αで示すように、シフトさせることにより、出力電圧Ｖｏの振幅及び出力電流ｉｏの振幅を制御してもよい。また、制御部７は、第４オン時点Ｔｏｎ４又は第６オン時点Ｔｏｎ６のうち少なくともいずれか一方を、αで示すように、シフトさせることにより、出力電圧Ｖｏの振幅及び出力電流ｉｏの振幅を制御してもよい。

図５、図６及び図１５に示すように、制御部７は、正群コンバータを動作させる場合、第１スイッチング素子Ｓ５と第４スイッチング素子Ｓ８との組を非対称に制御し、第２スイッチング素子Ｓ６と第３スイッチング素子Ｓ７との組を非対称に制御し、負群コンバータを動作させる場合、第６スイッチング素子Ｓ１０と第７スイッチング素子Ｓ１１との組を非対称に制御し、第５スイッチング素子Ｓ９と第８スイッチング素子Ｓ１２との組を非対称に制御している。これを、非対称制御と称する。制御部７が、これらの組をそれぞれ、対称に制御してもよい。これを対称制御と称する。非対称に制御するとは、言い換えれば、異なる制御をすることであり、対称に制御するとは、言い換えれば、同じ制御をすることである。

対称制御において、図３に示す期間Ｔ１０での電力供給モードのタイムチャートを図１６で示し、図４に示す期間Ｔ１２での電力回生モードのタイムチャートを図１７で示す。図５、図６及び図１５に示すタイムチャートと比べて、制御部７は、正群コンバータを動作させる場合、第１スイッチング素子Ｓ５と第４スイッチング素子Ｓ８との組を対称に制御し、第２スイッチング素子Ｓ６と第３スイッチング素子Ｓ７との組を対称に制御し、負群コンバータを動作させる場合、第６スイッチング素子Ｓ１０と第７スイッチング素子Ｓ１１との組を対称に制御し、第５スイッチング素子Ｓ９と第８スイッチング素子Ｓ１２との組を対称に制御している。

対称制御の場合、電力供給モード及び電力回生モードのいずれのモードにおいても、直流電源１７から商用電力系統２７に電力を供給する期間と商用電力系統２７から直流電源１７に電力を回生する期間とが存在し、制御部７は、その比率を変えることにより、出力電圧Ｖｏの振幅及び出力電流ｉｏの振幅を制御する。

このように、対称制御の場合、電力供給モードにおいて、トランス電圧Ｖ１の一周期中に、商用電力系統２７から直流電源１７に電力を回生する期間が発生し、電力回生モードにおいて、トランス電圧Ｖ１の一周期中に、直流電源１７から商用電力系統２７に電力を供給する期間が発生する。これらは、電力のロスとなる。

これに対して、図５、図６及び図１５に示す非対称制御の場合、電力供給モードにおいて、トランス電圧Ｖ１の一周期中に、商用電力系統２７から直流電源１７に電力を回生する期間が発生しない。電力回生モードにおいて、トランス電圧Ｖ１の一周期中に、直流電源１７から商用電力系統２７に電力を供給する期間が発生するが、この期間は極めて短く、又は、発生しない。従って、非対称制御は、対称制御と比べて、無駄な回生電流や供給電流をなくすことができるので、高効率な電力変換を実現できる。

なお、非対称制御から対称制御への切り替え、及び、対称制御から非対称制御への切り替えは、回路定数の最適化等を考慮しなければ、サイクロコンバータ１１を構成する第１スイッチング素子Ｓ５〜第８スイッチング素子Ｓ１２のそれぞれについて、オンオフ制御のタイミングを変更するだけで実現できる。

特許文献１が示す系統連系インバータ装置によれば、一次側に電力が回生されず、自立運転時に、低力率負荷が系統連系インバータ装置に接続されたとき、回生電力を二次側で処理する。従って、上記系統連系インバータ装置では、直流電源１７が蓄電池の場合、蓄電池を充電することができない。

本実施形態に係る電力変換装置１によれば、図６、図１５及び図１７で説明したように、商用電力系統２７から直流電源１７に電力を回生できるので、直流電源１７が蓄電池の場合、充電することができる。

また、本実施形態に係る電力変換装置１によれば、インバータ回路５で生成された高周波電力を直流電力に変換することなく、サイクロコンバータ１１によって、直接、交流電力にする。従って、低損失かつ小型軽量の電力変換装置１を実現できる。

次に、電力変換装置１の転流動作について説明する。図５、図６、図１５、図１６及び図１７に示すように、一次側のインバータ回路５において、上下アームの同時短絡を防止するために、デッドタイムが設けられている。すなわち、制御部７は、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２とが同時にオン状態となることによって生じる短絡を防止するために、スイッチング素子Ｓ１のオン期間とスイッチング素子Ｓ２のオン期間とが重ならないようにしている。同様に、制御部７は、スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４とが同時にオン状態となることによって生じる短絡を防止するために、スイッチング素子Ｓ３のオン期間とスイッチング素子Ｓ４のオン期間とが重ならないようにしている。

これに対して、二次側のサイクロコンバータ１１において、オーバーラッピングタイムが設けられている。すなわち、制御部７は、第１スイッチング素子Ｓ５のオン期間と第３スイッチング素子Ｓ７のオン期間とが重なる期間、第２スイッチング素子Ｓ６のオン期間と第４スイッチング素子Ｓ８のオン期間とが重なる期間、第６スイッチング素子Ｓ１０のオン期間と第８スイッチング素子Ｓ１２のオン期間とが重なる期間、及び、第５スイッチング素子Ｓ９のオン期間と第７スイッチング素子Ｓ１１のオン期間とが重なる期間を、それぞれ設けることにより、電力変換装置１の二次側に転流電流を発生させる。これを、図５に示す期間Ｔ２と、これに続く期間Ｔ９との回路動作を例にして説明する。

図１８は、期間Ｔ２において、電力変換装置１の回路を流れる電流を示す回路図である。期間Ｔ２において、図７で説明したように、直流電源１７から商用電力系統２７に電力が供給されている。直流電源１７からの電流は、スイッチング素子Ｓ１、トランス９の一次巻線１９及びスイッチング素子Ｓ４を通る経路５１を流れている。これに応じて、二次側において、トランス９の二次巻線２１、第１ダイオードＤ５、第１スイッチング素子Ｓ５、商用電力系統２７、第４ダイオードＤ８、第４スイッチング素子Ｓ８を通る経路５２に、電流が流れる。期間Ｔ２において、第３スイッチング素子Ｓ７は、オン状態であるが、第３ダイオードＤ７が逆バイアス状態なので、電流は、第３スイッチング素子Ｓ７を流れない。

図１９は、期間Ｔ９において、電力変換装置１の回路を流れる電流を示す回路図である。制御部７は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をオンからオフに切り替えることによって、期間Ｔ２から期間Ｔ９に遷移する。一次側において、ダイオードＤ２、一次巻線１９、ダイオードＤ３を通る経路５３に、電流が流れる。

スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオンからオフに切り替わることによって、トランス９の二次巻線２１の電圧（トランス電圧Ｖ１）の極性が反転するので、第３ダイオードＤ７が順バイアス状態となり、第１ダイオードＤ５が逆バイアス状態となる。これにより、二次側において、第１ダイオードＤ５及び第１スイッチング素子Ｓ５を流れる電流が、第３ダイオードＤ７及び第３スイッチング素子Ｓ７を流れる電流に切り替わる転流が生じる。

期間Ｔ９において、第１スイッチング素子Ｓ５及び第３スイッチング素子Ｓ７をオンにした状態で、第１ダイオードＤ５及び第３ダイオードＤ７の特性を利用して転流するので、第１ダイオードＤ５及び第１スイッチング素子Ｓ５を流れる電流が、第３ダイオードＤ７及び第３スイッチング素子Ｓ７を流れる電流に、徐々に切り替わる。

第１スイッチング素子Ｓ５をオンからオフに切り替えるタイミングは、転流が完了した後となるように、予め設定されている。従って、制御部７は、転流が完了した後、第１スイッチング素子Ｓ５をオンからオフに切り替える制御をする。

以上の通り、本実施形態によれば、第３ダイオードＤ７に流れる電流がゼロのときに、第３ダイオードＤ７をターンオンできる。また、第１ダイオードＤ５に印加される電圧がゼロ、かつ、第１ダイオードＤ５に流れる電流がゼロのときに、第１ダイオードＤ５をターンオフすることができる。これにより、強制的に電流を遮断することによって、電流が流れる経路を変えるのではなく、ソフトスイッチングによって、電流が流れる経路を変えることができる。

ソフトスイッチングを実現するために、電力変換装置１は、以下の構成を備える。制御部７が、第１スイッチング素子Ｓ５及び第３スイッチング素子Ｓ７の一方を通る経路から他方を通る経路に転流する制御をするときに、第１ダイオードＤ５及び第３ダイオードＤ７の一方が逆バイアス状態となり、かつ、他方が順バイアス状態となるように、第１ダイオードＤ５と第１スイッチング素子Ｓ５とが直列接続され、かつ、第３ダイオードＤ７と第３スイッチング素子Ｓ７とが直列接続されている。

同様に、制御部７が、第２スイッチング素子Ｓ６及び第４スイッチング素子Ｓ８の一方を通る経路から他方を通る経路に転流する制御をするときに、第２ダイオードＤ６及び第４ダイオードＤ８の一方が逆バイアス状態となり、かつ、他方が順バイアス状態となるように、第２ダイオードＤ６と第２スイッチング素子Ｓ６とが直列接続され、かつ、第４ダイオードＤ８と第４スイッチング素子Ｓ８とが直列接続されている。

次に、正群コンバータと負群コンバータとの切り替え制御について説明する。図２０は、図３に示す出力電流ｉｏがゼロクロスする期間Ｔ１１において、図５に示す非対称制御での正群コンバータ及び負群コンバータの動作のタイムチャートである。

正群コンバータの動作中（オン）において、ＰＷＭ信号は、第１スイッチング素子Ｓ５、第２スイッチング素子Ｓ６、第３スイッチング素子Ｓ７及び第４スイッチング素子Ｓ８の二次側駆動信号を示す。負群コンバータの動作中（オン）において、ＰＷＭ信号は、第５スイッチング素子Ｓ９、第６スイッチング素子Ｓ１０、第７スイッチング素子Ｓ１１及び第８スイッチング素子Ｓ１２の二次側駆動信号を示す。

電力供給期間は、例えば、図５の期間Ｔ２，Ｔ４で示すように、直流電源１７から商用電力系統２７に電力を供給する期間である。電力非供給期間は、例えば、期間Ｔ１，Ｔ３で示すように、直流電源１７から商用電力系統２７に電力を供給していない期間である。

制御部７は、負群コンバータの動作を停止させた状態で、正群コンバータについて、ＰＷＭ信号の生成期間を徐々に短くする制御、すなわち、第１オン時点Ｔｏｎ１及び第２オン時点Ｔｏｎ２のタイミングを徐々に遅らせる制御をする。これにより、正の出力電流ｉｏは、徐々に小さくなり、０となる。その後、制御部７は、正群コンバータの動作を停止させた状態で、負群コンバータについて、ＰＷＭ信号の生成期間を徐々に長くする制御、すなわち、第１オン時点Ｔｏｎ１及び第２オン時点Ｔｏｎ２のタイミングを徐々に早くする制御をする。これにより、負の出力電流ｉｏは０から負の方向に徐々に大きくなる。

図５のタイムチャートで示す期間は、トランス電圧Ｖ１の極性が切り替わる過渡的な期間（例えば、期間Ｔ９）を除いて、電力供給期間と電力非供給期間とで構成される。制御部７が、正群コンバータと負群コンバータとの切り替え制御を、電力供給期間で実行する場合について考察する。

既に説明したように、図１８は、正群コンバータが動作している電力供給期間において、電力変換装置１の回路を流れる電流を示す回路図である。図２１は、制御部７が、正群コンバータから負群コンバータに切り替える制御をしているときに、電力変換装置１の回路を流れる電流を示す回路図である。

この制御がされているとき、正群コンバータを構成する第１スイッチング素子Ｓ５及び第４スイッチング素子Ｓ８、並びに、負群コンバータを構成する第６スイッチング素子Ｓ１０及び第７スイッチング素子Ｓ１１がオン状態中に、第１ダイオードＤ５、第４ダイオードＤ８、第６ダイオードＤ１０及び第７ダイオードＤ１１が、順バイアス状態となる。

これにより、第１ダイオードＤ５及び第１スイッチング素子Ｓ５を通る経路と、第６ダイオードＤ１０及び第６スイッチング素子Ｓ１０を通る経路とが導通状態となり、かつ、第４ダイオードＤ８及び第４スイッチング素子Ｓ８を通る経路と、第７ダイオードＤ１１及び第７スイッチング素子Ｓ１１を通る経路とが導通状態となる。この結果、二次側短絡が発生することによって、電力変換装置１の回路に大電流が流れ、回路が破壊する。よって、電力供給期間において、正群コンバータと負群コンバータとの切り替え制御は、実行することができない。

そこで、制御部７は、電力非供給期間において、正群コンバータと負群コンバータとの切り替え制御を実行する。すなわち、制御部７は、出力電流ｉｏの極性を切り替えるタイミングを電力非供給期間に設定し、正群コンバータ及び負群コンバータに対して、電力変換装置１の二次側で短絡が発生しない予め定められた制御をする。

この制御の一例を、図５及び図２２〜図２４を用いて説明する。図２２は、電力非供給期間において、正群コンバータから負群コンバータに切り替えられる直前の電力変換装置１の回路を流れる電流を示す回路図である。図２３は、電力非供給期間において、正群コンバータから負群コンバータに切り替え中の電力変換装置１の回路を流れる電流を示す回路図である。図２４は、電力非供給期間において、正群コンバータから負群コンバータに切り替えられた直後の電力変換装置１の回路を流れる電流を示す回路図である。

図２２に示すように、制御部７は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をオン制御し、正群コンバータを構成するスイッチング素子のうち、第３スイッチング素子Ｓ７及び第４スイッチング素子Ｓ８をオン制御し、第１スイッチング素子Ｓ５及び第２スイッチング素子Ｓ６をオフ制御し、負群コンバータを構成する全てのスイッチング素子をオフ制御している。電力変換装置１の二次側において、第４ダイオードＤ８、第４スイッチング素子Ｓ８、第３ダイオードＤ７、及び、第３スイッチング素子Ｓ７、及び、商用電力系統２７を通る経路を、電流が流れている。

次に、制御部７は、図２２に示す状態で、図２３に示すように、負群コンバータを構成するスイッチング素子のうち、第７スイッチング素子Ｓ１１及び第８スイッチング素子Ｓ１２をオン制御する。電流は、第４ダイオードＤ８、第４スイッチング素子Ｓ８、第３ダイオードＤ７、第３スイッチング素子Ｓ７、及び、商用電力系統２７を通る経路に加えて、第７ダイオードＤ１１、第７スイッチング素子Ｓ１１、第８ダイオードＤ１２及び第８スイッチング素子Ｓ１２を通る経路にも流れている。

この状態を継続させると、第３ダイオードＤ７、第４ダイオードＤ８、第７ダイオードＤ１１及び第８ダイオードＤ１２のソフトスイッチングによって、第４ダイオードＤ８、第４スイッチング素子Ｓ８、第３ダイオードＤ７、及び、第３スイッチング素子Ｓ７を通る経路を流れる正の電流が徐々に小さくなり、第７ダイオードＤ１１、第７スイッチング素子Ｓ１１、第８ダイオードＤ１２、及び、第８スイッチング素子Ｓ１２を通る経路を流れる負の電流が徐々に大きくなる。

第４ダイオードＤ８、第４スイッチング素子Ｓ８、第３ダイオードＤ７、及び、第３スイッチング素子Ｓ７を通る経路から、第７ダイオードＤ１１、第７スイッチング素子Ｓ１１、第８ダイオードＤ１２、及び、第８スイッチング素子Ｓ１２を通る経路に完全に切り替わった状態を、図２４に示す。電流は、商用電力系統２７、第７ダイオードＤ１１、第７スイッチング素子Ｓ１１、第８ダイオードＤ１２、及び、第８スイッチング素子Ｓ１２を通る経路を流れる。

制御部７は、図２２〜図２４で示す期間中、第１スイッチング素子Ｓ５、第２スイッチング素子Ｓ６、第５スイッチング素子Ｓ９及び第６スイッチング素子Ｓ１０を常に、オフ制御している。よって、電力変換装置１の二次側で短絡が発生することなく、正群コンバータと負群コンバータとの切り替えを完了することができる。

正群コンバータと負群コンバータとの切り替え制御の他の例（以下、切り替え制御の他の例）を説明する。図２５は、切り替え制御の他の例において、正群コンバータから負群コンバータに切り替えられるときに、各スイッチング素子に印加される制御信号の波形を示す波形図である。波形図の縦軸は、制御信号を示し、横軸は、時間を示す。正群コンバータから負群コンバータに切り替える直前の期間を、期間Ｔ２０とし、切り替え中の期間を、期間Ｔ２１とし、切り替え直後の期間を、期間Ｔ２２とする。

図１及び図２５を参照して、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４は、期間Ｔ２０、期間Ｔ２１及び期間Ｔ２２で動作している。正群コンバータを構成する第１スイッチング素子Ｓ５、第２スイッチング素子Ｓ６、第３スイッチング素子Ｓ７及び第４スイッチング素子Ｓ８は、期間Ｔ２０及び期間Ｔ２１で動作しているが、期間Ｔ２２で動作が停止している。負群コンバータを構成する第５スイッチング素子Ｓ９、第６スイッチング素子Ｓ１０、第７スイッチング素子Ｓ１１及び第８スイッチング素子Ｓ１２は、期間Ｔ２０で動作が停止しているが、期間Ｔ２１及び期間Ｔ２２で動作している。

図２６は、切り替え制御の他の例において、期間Ｔ２１での制御モードのタイムチャートである。一次側駆動信号、トランス電圧Ｖ１、トランス電流ｉ１、二次側駆動信号、出力電圧Ｖｏの意味は、図５を用いて既に説明している。制御部７が、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をオン制御する一次側駆動信号を発生させる時点と、第１スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ１０をオン制御する二次側駆動信号を発生させる時点とは、同じにされているが、若干、ずれていてもよい。同様に、制御部７が、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をオン制御する一次側駆動信号を発生させる時点と、第２スイッチング素子Ｓ６及び第５スイッチング素子Ｓ９をオン制御する二次側駆動信号を発生させる時点とは、同じにされているが、若干、ずれていてもよい。

期間（０）、時点（１）〜時点（９）、及び、期間（１０）での電力変換装置１の動作について、図２６〜図３７を用いて説明する。図２７〜図３７において、接続部１５には、商用電力系統２７が接続されているとし、オン制御されているスイッチング素子を示す符号を点線で囲んでいる。

図２７は、図１に示す電力変換装置１において、図２６に示す期間（０）のとき、オン状態のスイッチング素子を示す電力変換装置１の回路図である。図２６及び図２７を参照して、期間（０）において、制御部７は、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をオン制御し、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をオフ制御する。これにより、トランス電圧Ｖ１が負電圧にされている。

期間（０）において、制御部７は、サイクロコンバータ１１を構成するスイッチング素子のうち、第１スイッチング素子Ｓ５、第４スイッチング素子Ｓ８、第６スイッチング素子Ｓ１０及び第７スイッチング素子Ｓ１１をオン制御し、残りのスイッチング素子をオフ制御する。

図２８は、図１に示す電力変換装置１において、時点（１）のとき、オン状態のスイッチング素子を示す電力変換装置１の回路図である。時点（１）は、期間（０）が終了する時点である。図２６及び図２８を参照して、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をオン制御からオフ制御に切り替える時点（２）が近づいてきたので、電力変換装置１の一次側と商用電力系統２７とを切り離す必要がある。そこで、時点（１）において、制御部７は、第３スイッチング素子Ｓ７及び第８スイッチング素子Ｓ１２をオフ制御からオン制御に切り替えて、交流用リアクトル（コイル２３）を充電モードにする。これにより、電力変換装置１の一次側と商用電力系統２７とを切り離すことができる。このとき、商用電力系統２７の電流は、正負のいずれの可能性もある。

図２９は、図１に示す電力変換装置１において、時点（２）のとき、オン状態のスイッチング素子を示す電力変換装置１の回路図である。時点（２）は、時点（１）の後である。図２６及び図２９を参照して、制御部７は、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をオン制御からオフ制御に切り替え、かつ、第１スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ１０をオン制御からオフ制御に切り替える。これにより、トランス電圧Ｖ１を反転させる準備をする。

図３０は、図１に示す電力変換装置１において、時点（３）のとき、オン状態のスイッチング素子を示す電力変換装置１の回路図である。時点（３）は、時点（２）の後である。図２６及び図３０を参照して、制御部７は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をオフ制御からオン制御に切り替え、かつ、第２スイッチング素子Ｓ６及び第５スイッチング素子Ｓ９をオフ制御からオン制御に切り替える。

スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオフ制御からオン制御に切り替えられることにより、トランス電圧Ｖ１が反転する。

第２スイッチング素子Ｓ６及び第５スイッチング素子Ｓ９がオフ制御からオン制御に切り替えられることにより、交流用リアクトル（コイル２３）への充電経路が確保される。トランス電圧Ｖ１が商用電力系統２７の電圧より大きいので、第２スイッチング素子Ｓ６及び第５スイッチング素子Ｓ９は逆バイアス状態となる。

図３１は、図１に示す電力変換装置１において、時点（４）のとき、オン状態のスイッチング素子を示す電力変換装置１の回路図である。時点（４）は、時点（３）の後である。図２６及び図３１を参照して、制御部７は、第４スイッチング素子Ｓ８及び第７スイッチング素子Ｓ１１をオン制御からオフ制御に切り替える。これにより、交流用リアクトル（コイル２３）に蓄積されているエネルギーが開放されるモードになる。

商用電力系統２７の電圧の正負に応じて、交流用リアクトル（コイル２３）に蓄積されているエネルギーが開放されることにより生じる電流の正負が異なる。正電流であれば、この電流は、第３ダイオードＤ７、第３スイッチング素子Ｓ７、コイル２３、商用電力系統２７、第２ダイオードＤ６、及び、第２スイッチング素子Ｓ６により構成される経路を流れる。負電流であれば、この電流は、第８ダイオードＤ１２、第８スイッチング素子Ｓ１２、商用電力系統２７、コイル２３、第５ダイオードＤ９、及び、第５スイッチング素子Ｓ９により構成される経路に流れる。

図３２は、図１に示す電力変換装置１において、期間（５）のとき、オン状態のスイッチング素子を示す電力変換装置１の回路図である。期間（５）が開始する時点は、時点（４）である。図２６及び図３２を参照して、制御部７が、オン制御しているスイッチング素子は、時点（４）において、オン制御しているスイッチング素子と同じである。

交流用リアクトル（コイル２３）にエネルギーが蓄積される期間は、時点（１）〜時点（４）までの期間なので、極めて短い。従って、交流用リアクトル（コイル２３）に蓄積されているエネルギーは、直ちにゼロ（Ｖｄ＝０）となるので、トランス電流ｉ１を０の状態にすることができる。

図３３は、図１に示す電力変換装置１において、時点（６）のとき、オン状態のスイッチング素子を示す電力変換装置１の回路図である。時点（６）は、期間（５）が終了する時点である。図２６及び図３３を参照して、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をオン制御からオフ制御に切り替える時点（７）が近づいてきたので、電力変換装置１の一次側と商用電力系統２７とを切り離す必要がある。そこで、時点（６）において、制御部７は、第４スイッチング素子Ｓ８及び第７スイッチング素子Ｓ１１をオフ制御からオン制御に切り替えて、交流用リアクトル（コイル２３）を充電モードにする。これにより、電力変換装置１の一次側と商用電力系統２７とを切り離すことができる。このとき、商用電力系統２７の電流は、正負のいずれの可能性もある。

図３４は、図１に示す電力変換装置１において、時点（７）のとき、オン状態のスイッチング素子を示す電力変換装置１の回路図である。時点（７）は、時点（６）の後である。図２６及び図３４を参照して、制御部７は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をオン制御からオフ制御に切り替え、かつ、第２スイッチング素子Ｓ６及び第５スイッチング素子Ｓ９をオン制御からオフ制御に切り替える。これにより、トランス電圧Ｖ１を反転させる準備をする。

図３５は、図１に示す電力変換装置１において、時点（８）のとき、オン状態のスイッチング素子を示す電力変換装置１の回路図である。時点（８）は、時点（７）の後である。図２６及び図３５を参照して、制御部７は、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をオフ制御からオン制御に切り替え、かつ、第１スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ１０をオフ制御からオン制御に切り替える。

スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオフ制御からオン制御に切り替えられることにより、トランス電圧Ｖ１が反転する。

第１スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ１０がオフ制御からオン制御に切り替えられることにより、交流用リアクトル（コイル２３）への充電経路が確保される。トランス電圧Ｖ１が商用電力系統２７の電圧より小さいので、第１スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ１０は逆バイアス状態となる。

図３６は、図１に示す電力変換装置１において、時点（９）のとき、オン状態のスイッチング素子を示す電力変換装置１の回路図である。時点（９）は、時点（８）の後である。図２６及び図３６を参照して、制御部７は、第３スイッチング素子Ｓ７及び第８スイッチング素子Ｓ１２をオン制御からオフ制御に切り替える。これにより、交流用リアクトル（コイル２３）に蓄積されているエネルギーが開放されるモードになる。

商用電力系統２７の電圧の正負に応じて、交流用リアクトル（コイル２３）に蓄積されているエネルギーが開放されることにより生じる電流の正負が異なる。正電流であれば、この電流は、第１ダイオードＤ５、第１スイッチング素子Ｓ５、コイル２３、商用電力系統２７、第４ダイオードＤ８、及び、第４スイッチング素子Ｓ８により構成される経路を流れる。負電流であれば、この電流は、第６ダイオードＤ１０、第６スイッチング素子Ｓ１０、商用電力系統２７、コイル２３、第７ダイオードＤ１１、及び、第７スイッチング素子Ｓ１１により構成される経路に流れる。

図３７は、図１に示す電力変換装置１において、期間（１０）のとき、オン状態のスイッチング素子を示す電力変換装置１の回路図である。期間（１０）が開始する時点は、時点（９）である。図２６及び図３７を参照して、制御部７が、オン制御しているスイッチング素子は、時点（９）において、オン制御しているスイッチング素子と同じである。

交流用リアクトル（コイル２３）にエネルギーが蓄積される期間は、時点（６）〜時点（９）までの期間なので、極めて短い。従って、交流用リアクトル（コイル２３）に蓄積されているエネルギーは、直ちにゼロ（Ｖｄ＝０）となるので、トランス電流ｉ１が０の状態にすることができる。

このように、切り替え制御の他の例によれば、トランス電流ｉ１が０の期間を作り出すことができるので、二次側短絡が発生することなく、正群コンバータと負群コンバータとの切り替えをすることができる。

以上説明したように、本実施形態によれば、出力電流ｉｏがゼロクロスするとき、出力電流ｉｏが正の場合に正群コンバータが動作するシーケンス（正期間制御シーケンス）や、出力電流ｉｏが負の場合に負群コンバータが動作するシーケンス（負期間制御シーケンス）とは、異なる上記切替制御シーケンスを実行する。これにより、スムーズに出力電流ｉｏの極性を切り替えることができると共に、出力電流ｉｏの波形歪を最小限に抑えることができる。

なお、正群コンバータと負群コンバータとを切り替える制御（切替制御シーケンス）は、上述した制御に限定されない。制御部７は、電力非供給期間中に、正群コンバータ及び負群コンバータに対して、電力変換装置１の二次側で短絡が発生しない制御であれば、その制御を適用することができる。

切替制御シーケンスを実行するには、出力電流ｉｏの値を監視する必要がある。図３８は、図１に示す電力変換装置１の第１変形例の回路図である。第１変形例に係る電力変換装置１ａについて、図１に示す電力変換装置１との相違点を説明する。

電力変換装置１ａは、電圧センサー７１，７５及び電流センサー７３，７７を備える。電圧センサー７１は、フィルタ回路１３のコンデンサ２５の一端と他端とに接続され、コンデンサ２５に入力される電圧を、出力電圧Ｖｏとして測定する。電流センサー７３は、接続部１５の第１端１５ａとフィルタ回路１３との間に挿入され、ここを流れる電流を出力電流ｉｏとして測定する。

電圧センサー７５は、直流電源１７の電圧を測定する。電流センサー７７は、直流電源１７と接続部３との間に挿入され、直流電源１７の電流を測定する。

制御部７は、電流センサー７３によって測定されている出力電流ｉｏの値を監視し、その値がゼロ付近の予め定められた値に到達したと判定したとき、切替制御シーケンスを実行する。

なお、制御部７が出力電圧Ｖｏを監視するのは、後で説明するように、電力供給モードと電力回生モードとの切り替え制御をするためである。

直流電源１７の電圧及び電流が、それぞれ所定値から外れると、出力電圧Ｖｏの振幅を所望の値に制御できない。そこで、制御部７は、電圧センサー７５及び電流センサー７７を用いて、直流電源１７の電圧及び電流の値を監視する。しかしながら、制御部７が、出力電圧Ｖｏ、直流電源１７の電圧及び電流の値を監視することなく、出力電流ｉｏの値を監視するだけでも、切替制御シーケンスを実行することができる。また、系統連系時のように電圧が既知の場合、内部の電流指令値によっても切替制御シーケンスを実行することができる。

次に、電力供給モードと電力回生モードとの切り替え制御について説明する。図３９は、電力供給モードと電力回生モードとの切り替え制御を説明する説明図である。図３で説明したように、出力電圧Ｖｏと出力電流ｉｏとの位相差が０°（すなわち、力率が１）の場合、電力回生モードがなく、電力供給モードのみとなる。図４で説明したように、出力電圧Ｖｏと出力電流ｉｏとの位相差が１８０°（すなわち、力率が０）の場合、電力供給モードがなく、電力回生モードのみとなる。

出力電圧Ｖｏと出力電流ｉｏとの位相差が、０°及び１８０°と異なるとき、図３９で示すように、商用電力系統２７の１周期内において、出力電圧Ｖｏと出力電流ｉｏとの極性が同じ期間Ｔ１５と、その極性が異なる期間Ｔ１６とが交互に発生する。図３９は、出力電圧Ｖｏと出力電流ｉｏとの位相差が９０°の例を示している。

期間Ｔ１５と期間Ｔ１６とが交互に発生する例として、系統連系運転から自立運転に切り替わったときに、負荷２９が低力率である場合（例えば、モーター）や、系統連系運転時に商用電力系統２７の周波数が変動した場合がある。

制御部７は、図３８に示す電圧センサー７１及び電流センサー７３によって測定されている値を監視し、出力電圧Ｖｏと出力電流ｉｏとの位相差が、０°及び１８０°と異なるかを判定する。制御部７は、出力電圧Ｖｏと出力電流ｉｏとの位相差が、０°及び１８０°と異なると判定したとき、出力電流ｉｏが正であれば、正群コンバータを動作させ、出力電流ｉｏが負であれば、負群コンバータを動作させる。制御部７は、正群コンバータと負群コンバータとの切り替えをするとき、上述した切替制御シーケンスを実行する。そして、制御部７は、期間Ｔ１５において、電力供給モードを実行し、期間Ｔ１６において、電力回生モードを実行する。

電力変換装置１の第２変形例を説明する。図４０は、第２変形例の回路図である。第２変形例に係る電力変換装置１ｂについて、図１に示す電力変換装置１との相違点を説明する。電力変換装置１ｂは、チョッパ回路８１を備え、この回路は、インバータ回路５と接続部３との間に挿入されている。

チョッパ回路８１は、電力供給モードにおいて昇圧動作をし、電力回生モードにおいて降圧動作をする昇降圧チョッパ回路である。制御部７は、チョッパ回路８１、正群コンバータを構成する第１スイッチング素子Ｓ５〜第４スイッチング素子Ｓ８、及び、負群コンバータを構成する第５スイッチング素子Ｓ９〜第８スイッチング素子Ｓ１２を制御することにより、出力電圧Ｖｏまたは出力電流ｉｏの少なくとも一方の振幅を制御する。

第２変形例に係る電力変換装置１ｂによれば、チョッパ回路８１を備えることにより、電圧の変動幅の大きな直流電源１７にも柔軟に対応できる。例えば、ＥＶバッテリー、太陽電池、燃料電池が電圧の変動幅が大きい場合においても適用することができる。

電力変換装置１の第３変形例を説明する。図４１は、第３変形例の回路図である。第３変形例に係る電力変換装置１ｃについて、図１に示す電力変換装置１との相違点を説明する。電力変換装置１ｃのインバータ回路５は、ロスレススナバキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４、励磁インダクタンスＬ１，Ｌ２、及び、電解コンデンサＣ５，Ｃ６を備える。

ロスレススナバキャパシタＣ１は、スイッチング素子Ｓ１のエミッタとコレクタとに接続されている。ロスレススナバキャパシタＣ２は、スイッチング素子Ｓ２のエミッタとコレクタとに接続されている。ロスレススナバキャパシタＣ３は、スイッチング素子Ｓ３のエミッタとコレクタとに接続されている。ロスレススナバキャパシタＣ４は、スイッチング素子Ｓ４のエミッタとコレクタとに接続されている。

電解コンデンサＣ１００は、スイッチング素子Ｓ１のコレクタとスイッチング素子Ｓ２のエミッタとに接続されている。励磁インダクタンスＬ１は、電解コンデンサＣ１００と、スイッチング素子Ｓ１のエミッタ及びスイッチング素子Ｓ２のコレクタとに接続されている。

電解コンデンサＣ２００は、スイッチング素子Ｓ３のコレクタとスイッチング素子Ｓ４のエミッタとに接続されている。励磁インダクタンスＬ２は、電解コンデンサＣ２００と、スイッチング素子Ｓ３のエミッタ及びスイッチング素子Ｓ４のコレクタとに接続されている。

ロスレススナバキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４、励磁インダクタンスＬ１，Ｌ２、及び、電解コンデンサＣ１００，Ｃ２００によって、インバータ回路５では、ソフトスイッチングが実現される。これにより、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を保護することができる。

（実施の形態２）
以下、実施の形態２における電力変換装置の構成が、説明される。なお、上述の実施の形態１と重複する説明は、適宜、省略される。

図４２は、実施の形態２における電力変換装置４０００の概略構成を示す図である。実施の形態２における電力変換装置４０００は、トランス４１００と、インバータ回路４２００と、接続部４３００と、スイッチング回路部４４００と、リレー部４５００と、を備える。

トランス４１００は、一次巻線と、一次巻線と磁気結合される二次巻線と、を含む。

インバータ回路４２００は、直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換し、変換した交流電圧を一次巻線に供給する。

接続部４３００は、商用電力系統又は負荷の少なくとも一方と電気的に接続される。

スイッチング回路部４４００は、二次巻線と接続部４３００とに接続されるスイッチング素子を含む。

リレー部４５００は、商用電力系統又は負荷の少なくとも一方と接続部４３００との間の、接続状態と非接続状態とを切り替える。

実施の形態２における電力変換装置４０００は、スイッチング回路部４４００のスイッチング素子のオンオフを制御することで、接続部４３００から出力される出力電圧または出力電流の少なくとも一方の振幅を制御する。

実施の形態２における電力変換装置４０００は、スイッチング回路部４４００のスイッチング素子をオフ状態としている間に、リレー部４５００により、商用電力系統又は負荷の少なくとも一方と接続部４３００との間を、非接続状態から接続状態に切り替える。

以上の構成によれば、リレー部による系統連系時において、二次側のスイッチング回路部のスイッチング素子に、瞬間的に大電流が流れることを抑制できる。これにより、リレー部による系統連系時における、スイッチング素子の負担を軽減することができる。この結果、例えば、瞬間的な大電流によるスイッチング素子の破壊を防ぐことができる。

図４３は、実施の形態２における電力変換装置４０００の具体的な構成例を示す図である。

図４３に示される電力変換装置においては、スイッチング回路部は、第１スイッチング素子Ｓ５と、第２スイッチング素子Ｓ６と、第３スイッチング素子Ｓ７と、第４スイッチング素子Ｓ８と、を含む。

第１スイッチング素子Ｓ５は、接続部の第１端（１５ａ）と二次巻線の第１端との間に挿入される。

第２スイッチング素子Ｓ６は、接続部の第２端（１５ｂ）と二次巻線の第１端との間に挿入される。

第３スイッチング素子Ｓ７は、接続部の第１端（１５ａ）と二次巻線の第２端との間に挿入される。

第４スイッチング素子Ｓ８は、接続部の第２端（１５ｂ）と二次巻線の第２端との間に挿入される。

また、図４３に示される電力変換装置においては、リレー部４５００は、リレー４５００ａとリレー４５００ｂとで、構成される。

なお、実施の形態１と同様に、各スイッチング素子は、制御部７により制御されてもよい。

また、リレー部であるリレー４５００ａとリレー４５００ｂとは、制御部７により、その開閉が制御されてもよい。

なお、実施の形態２における電力変換装置は、１次側インバータ回路の前段に、実施の形態１の図４０に示すような双方向チョッパ回路を備えてもよい。これにより、電圧の小さい直流電源が使用可能となる。

ここで、実施の形態２における電力変換装置は、第１スイッチング素子Ｓ５と第２スイッチング素子Ｓ６と第３スイッチング素子Ｓ７と第４スイッチング素子Ｓ８との全てをオフ状態としている間に、リレー部（４５００ａ、４５００ｂ）により、商用電力系統又は負荷の少なくとも一方と接続部（１５ａ、１５ｂ）との間を、非接続状態から接続状態に切り替える。

以上の構成によれば、リレー部による系統連系時において、二次側のスイッチング回路部の第１〜第４スイッチング素子に、瞬間的に大電流が流れることを抑制できる。これにより、リレー部による系統連系時における、第１〜第４スイッチング素子の負担を軽減することができる。

また、図４３に示される電力変換装置においては、スイッチング回路部は、第５スイッチング素子Ｓ９と、第６スイッチング素子Ｓ１０と、第７スイッチング素子Ｓ１１と、第８スイッチング素子Ｓ１２と、を含む。

第５スイッチング素子Ｓ９は、接続部の第１端（１５ａ）と二次巻線の第１端との間に、第１スイッチング素子Ｓ５と並列に挿入される。第５スイッチング素子Ｓ９は、電流を流す方向が第１スイッチング素子Ｓ５と逆方向である。

第６スイッチング素子Ｓ１０は、接続部の第２端（１５ｂ）と二次巻線の第１端との間に、第２スイッチング素子Ｓ６と並列に挿入される。第６スイッチング素子Ｓ１０は、電流を流す方向が第２スイッチング素子Ｓ６と逆方向である。

第７スイッチング素子Ｓ１１は、接続部の第１端（１５ａ）と二次巻線の第２端との間に、第３スイッチング素子Ｓ７と並列に挿入される。第７スイッチング素子Ｓ１１は、電流を流す方向が第３スイッチング素子Ｓ７と逆方向である。

第８スイッチング素子Ｓ１２は、接続部の第２端（１５ｂ）と二次巻線の第２端との間に、第４スイッチング素子Ｓ８と並列に挿入される。第８スイッチング素子Ｓ１２は、電流を流す方向が第４スイッチング素子Ｓ８と逆方向である。

ここで、実施の形態２における電力変換装置は、接続部から出力される出力電流が正である期間において、第１スイッチング素子Ｓ５、第２スイッチング素子Ｓ６、第３スイッチング素子Ｓ７及び第４スイッチング素子Ｓ８を制御することによって、出力電圧または出力電流の少なくとも一方の振幅を制御してもよい。

さらに、実施の形態２における電力変換装置は、接続部から出力される出力電流が負である期間において、第１スイッチング素子Ｓ５に替えて第６スイッチング素子Ｓ１０を制御し、第２スイッチング素子Ｓ６に替えて第５スイッチング素子Ｓ９を制御し、第３スイッチング素子Ｓ７に替えて第８スイッチング素子Ｓ１２を制御し、第４スイッチング素子Ｓ８に替えて第７スイッチング素子Ｓ１１を制御することによって、出力電圧または出力電流の少なくとも一方の振幅を制御してもよい。

このとき、実施の形態２における電力変換装置は、第５スイッチング素子Ｓ９と第６スイッチング素子Ｓ１０と第７スイッチング素子Ｓ１１と第８スイッチング素子Ｓ１２との全てをオフ状態としている間に、リレー部により、商用電力系統又は負荷の少なくとも一方と接続部との間を、非接続状態から接続状態に切り替える。

以上の構成によれば、リレー部による系統連系時において、二次側のスイッチング回路部の第１〜第４スイッチング素子に加え第５〜第８スイッチング素子に、瞬間的に大電流が流れることを抑制できる。これにより、リレー部による系統連系時における、第１〜第４スイッチング素子に加え第５〜第８スイッチング素子の負担を軽減することができる。

図４４は、実施の形態２における電力変換装置の動作の一例を示す図である。

図４４に示す例では、第１〜第８スイッチング素子がオフ状態のため、リレー部による系統連系時において、電流が流れ込まない。

図４５は、比較例における系統連系シーケンスの概要を示すタイミングチャートである。

図４５は、例えば、特開２００４−２１５４３９の図１のような装置構成における連系シーケンスを示している。

図４５における、時間ｔ１において、チョッパ制御信号が入力され、チョッパ回路が駆動する。

図４５における、時間ｔ２において、インバータ制御信号が入力され、インバータ回路が駆動する。

図４５における、時間ｔ３において、リレー制御信号が入力され、リレーが閉成される。

すなわち、比較例における構成では、チョッパ回路とインバータ回路の作動が開始された後に、連系リレーが閉成されて、系統連系インバータ装置から商用電力系統への電力供給が開始される。

以上のような比較例の構成では、以下のような課題が生じる。すなわち、入力電圧が上がってから連系するまでの間で、系統電圧の極性切り替え期間で出力コンデンサとリアクトルが共振する。この結果、インバータ装置のスイッチング素子に、瞬間的な電流が、流れる。この結果、リレー部による系統連系時において、インバータ装置のスイッチング素子に負担が加わり、例えば、スイッチング素子が破壊され得る。

図４６は、実施の形態２における系統連系シーケンスの概要を示すタイミングチャートである。

図４６における、時間ｔ１において、リレー制御信号が入力され、リレー部４５００が閉成される。

図４６における、時間ｔ３において、インバータ回路４２００に制御信号が入力され、インバータ回路４２００が駆動される。

図４６における、時間ｔ４において、スイッチング回路部４４００に制御信号が入力され、スイッチング回路部４４００が駆動される。

なお、図４６のように、時間ｔ２において、一次側のチョッパ回路などにより、昇圧が行われてもよい。すなわち、時間ｔ２において、チョッパ回路に制御信号が入力され、チョッパ回路が起動されてもよい。チョッパ回路が起動することで、インバータ回路への入力電圧が上昇する。その後、時間ｔ３では、インバータ回路への入力電圧が、目標電圧に達する。その後、電圧一定制御を行うことで、入力電圧が一定に維持される。

以上のように、実施の形態２における構成では、スイッチング回路部４４００のスイッチング素子がオフ状態である間に、リレー部４５００が閉成されて、電力変換装置４０００から商用電力系統または負荷への電力供給が開始される。

以上の実施の形態２の構成によれば、リレー部による系統連系時において、二次側のスイッチング回路部のスイッチング素子に、瞬間的に大電流が流れることを抑制できる。これにより、リレー部による系統連系時における、スイッチング素子の負担を軽減することができる。

また、図４３に示される電力変換装置は、第１〜第８ダイオード素子Ｄ５〜Ｄ１２を備える。

第１〜第８ダイオード素子Ｄ５〜Ｄ１２は、第１〜第８スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ１２のそれぞれと直列に挿入される。第１〜第８ダイオード素子Ｄ５〜Ｄ１２は、第１〜第８スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ１２のそれぞれの電流を流す向きを順方向とする。

このとき、実施の形態２における電力変換装置は、第１スイッチング素子Ｓ５と第２スイッチング素子Ｓ６と第３スイッチング素子Ｓ７と第４スイッチング素子Ｓ８との全てをオフ状態としている間、もしくは、第５スイッチング素子Ｓ９と第６スイッチング素子Ｓ１０と第７スイッチング素子Ｓ１１と第８スイッチング素子Ｓ１２との全てをオフ状態としている間のうちのいずれか一方の間に、リレー部により、商用電力系統又は負荷の少なくとも一方と接続部との間を、非接続状態から接続状態に切り替える。

以上の構成によれば、オフ状態であるスイッチング素子、もしくは、ダイオードのいずれかにより、第１スイッチング素子から第８スイッチング素子までのスイッチング素子を商用電力系統からの電流が通過する経路が形成されないように制御できる。この結果、リレー部による系統連系時において、二次側のスイッチング回路部の第１〜第８スイッチング素子に、瞬間的に大電流が流れることを抑制できる。これにより、リレー部による系統連系時における、第１〜第８スイッチング素子の負担を軽減することができる。

図４７は、実施の形態２における電力変換装置の動作の一例を示す図である。

図４７に示す例では、第１〜第８スイッチング素子の一部がオン状態であっても、ダイオードの機能により、リレー部による系統連系時において、電流が流れ込まない。

なお、図４７に示されるように、第１〜第４スイッチング素子および第５〜第８スイッチング素子のいずれの群をオフ状態とするかを、商用電力系統の交流電圧の極性に応じて、切り替えてもよい。

なお、上述の実施の形態１または２として示された構成のそれぞれは、適宜、互いに、組み合わされてもよい。

本開示は、例えば、定置用蓄電池のパワーコンディショナーや、ＥＶ／ＰＨＶ用のＶ２Ｈ（Ｖｅｈｉｃｌｅ ｔｏ Ｈｏｍｅ）パワーコンディショナーに利用することができる。

１，１ａ，１ｂ，１ｃ 電力変換装置
３ 接続部
５ インバータ回路
７ 制御部
９ トランス
１１ サイクロコンバータ
１３ フィルタ回路
１５ 接続部
１７ 直流電源
１９ 一次巻線
２１ 二次巻線
２３ コイル（交流用リアクトル）
２７ 商用電力系統
２９ 負荷
８１ チョッパ回路
Ｖ１ トランス電圧（二次巻線２１の電圧）
Ｓ５ 第１スイッチング素子
Ｓ６ 第２スイッチング素子
Ｓ７ 第３スイッチング素子
Ｓ８ 第４スイッチング素子
Ｓ９ 第５スイッチング素子
Ｓ１０ 第６スイッチング素子
Ｓ１１ 第７スイッチング素子
Ｓ１２ 第８スイッチング素子
Ｔｏｎ１ 第１オン時点
Ｔｏｎ２ 第２オン時点
Ｔｏｎ３ 第３オン時点
Ｔｏｎ４ 第４オン時点
Ｔｏｎ５ 第５オン時点
Ｔｏｎ６ 第６オン時点
Ｔｏｎ７ 第７オン時点
Ｔｏｎ８ 第８オン時点
Ｔｏｆｆ１ 第１オフ時点
Ｔｏｆｆ２ 第２オフ時点
Ｔｏｆｆ３ 第３オフ時点
Ｔｏｆｆ４ 第４オフ時点
Ｔｏｆｆ５ 第５オフ時点
Ｔｏｆｆ６ 第６オフ時点
Ｔｏｆｆ７ 第７オフ時点
Ｔｏｆｆ８ 第８オフ時点
Ｄ５ 第１ダイオード
Ｄ６ 第２ダイオード
Ｄ７ 第３ダイオード
Ｄ８ 第４ダイオード
Ｄ９ 第５ダイオード
Ｄ１０ 第６ダイオード
Ｄ１１ 第７ダイオード
Ｄ１２ 第８ダイオード

Claims (4)

1. 一次巻線と前記一次巻線と磁気結合される二次巻線とを含むトランスと、
   直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換し、変換した交流電圧を前記一次巻線に供給するインバータ回路と、
   商用電力系統又は負荷の少なくとも一方と電気的に接続される接続部と、
   前記二次巻線と前記接続部とに接続されるスイッチング素子を含むスイッチング回路部と、
   前記商用電力系統又は前記負荷の少なくとも一方と前記接続部との間の、接続状態と非接続状態とを切り替えるリレー部と、
   を備え、
   前記スイッチング素子のオンオフを制御することで、前記接続部から出力される出力電圧または出力電流の少なくとも一方の振幅を制御し、
   前記スイッチング素子をオフ状態としている間に、前記リレー部により、前記商用電力系統又は前記負荷の少なくとも一方と前記接続部との間を、非接続状態から接続状態に切り替える、
   電力変換装置。
2. 前記スイッチング回路部は、
   前記接続部の第１端と前記二次巻線の第１端との間に挿入される第１スイッチング素子と、
   前記接続部の第２端と前記二次巻線の第１端との間に挿入される第２スイッチング素子と、
   前記接続部の第１端と前記二次巻線の第２端との間に挿入される第３スイッチング素子と、
   前記接続部の第２端と前記二次巻線の第２端との間に挿入される第４スイッチング素子と、
   を含み、
   前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子との全てをオフ状態としている間に、前記リレー部により、前記商用電力系統又は前記負荷の少なくとも一方と前記接続部との間を、非接続状態から接続状態に切り替える、
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記スイッチング回路部は、
   前記接続部の第１端と前記二次巻線の第１端との間に、前記第１スイッチング素子と並列に挿入され、電流を流す方向が前記第１スイッチング素子と逆方向である第５スイッチング素子と、
   前記接続部の第２端と前記二次巻線の第１端との間に、前記第２スイッチング素子と並列に挿入され、電流を流す方向が前記第２スイッチング素子と逆方向である第６スイッチング素子と、
   前記接続部の第１端と前記二次巻線の第２端との間に、前記第３スイッチング素子と並列に挿入され、電流を流す方向が前記第３スイッチング素子と逆方向である第７スイッチング素子と、
   前記接続部の第２端と前記二次巻線の第２端との間に、前記第４スイッチング素子と並列に挿入され、電流を流す方向が前記第４スイッチング素子と逆方向である第８スイッチング素子と、
   を含み、
   前記接続部から出力される出力電流が正である期間において、前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第３スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子を制御することによって、前記出力電圧または前記出力電流の少なくとも一方の振幅を制御し、
   前記接続部から出力される出力電流が負である期間において、前記第１スイッチング素子に替えて前記第６スイッチング素子を制御し、前記第２スイッチング素子に替えて前記第５スイッチング素子を制御し、前記第３スイッチング素子に替えて前記第８スイッチング素子を制御し、前記第４スイッチング素子に替えて前記第７スイッチング素子を制御することによって、前記出力電圧または前記出力電流の少なくとも一方の振幅を制御し、
   前記第５スイッチング素子と前記第６スイッチング素子と前記第７スイッチング素子と前記第８スイッチング素子との全てをオフ状態としている間に、前記リレー部により、前記商用電力系統又は前記負荷の少なくとも一方と前記接続部との間を、非接続状態から接続状態に切り替える、
   請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記スイッチング回路部は、
   前記接続部の第１端と前記二次巻線の第１端との間に挿入される第１スイッチング素子と、
   前記接続部の第２端と前記二次巻線の第１端との間に挿入される第２スイッチング素子と、
   前記接続部の第１端と前記二次巻線の第２端との間に挿入される第３スイッチング素子と、
   前記接続部の第２端と前記二次巻線の第２端との間に挿入される第４スイッチング素子と、
   前記接続部の第１端と前記二次巻線の第１端との間に、前記第１スイッチング素子と並列に挿入され、電流を流す方向が前記第１スイッチング素子と逆方向である第５スイッチング素子と、
   前記接続部の第２端と前記二次巻線の第１端との間に、前記第２スイッチング素子と並列に挿入され、電流を流す方向が前記第２スイッチング素子と逆方向である第６スイッチング素子と、
   前記接続部の第１端と前記二次巻線の第２端との間に、前記第３スイッチング素子と並列に挿入され、電流を流す方向が前記第３スイッチング素子と逆方向である第７スイッチング素子と、
   前記接続部の第２端と前記二次巻線の第２端との間に、前記第４スイッチング素子と並列に挿入され、電流を流す方向が前記第４スイッチング素子と逆方向である第８スイッチング素子と、
   を含み、
   前記接続部から出力される出力電流が正である期間において、前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第３スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子を制御することによって、前記出力電圧または前記出力電流の少なくとも一方の振幅を制御し、
   前記接続部から出力される出力電流が負である期間において、前記第１スイッチング素子に替えて前記第６スイッチング素子を制御し、前記第２スイッチング素子に替えて前記第５スイッチング素子を制御し、前記第３スイッチング素子に替えて前記第８スイッチング素子を制御し、前記第４スイッチング素子に替えて前記第７スイッチング素子を制御することによって、前記出力電圧または前記出力電流の少なくとも一方の振幅を制御し、
   前記第１〜第８スイッチング素子のそれぞれと直列に挿入される、前記第１〜第８スイッチング素子のそれぞれの電流を流す向きを順方向とする第１〜第８ダイオード素子を備え、
   前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子との全てをオフ状態としている間、もしくは、前記第５スイッチング素子と前記第６スイッチング素子と前記第７スイッチング素子と前記第８スイッチング素子との全てをオフ状態としている間のうちのいずれか一方の間に、前記リレー部により、前記商用電力系統又は前記負荷の少なくとも一方と前記接続部との間を、非接続状態から接続状態に切り替える、
   請求項１に記載の電力変換装置。

Images