JP3232615B2 - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
- Publication number
- JP3232615B2 JP3232615B2 JP01505292A JP1505292A JP3232615B2 JP 3232615 B2 JP3232615 B2 JP 3232615B2 JP 01505292 A JP01505292 A JP 01505292A JP 1505292 A JP1505292 A JP 1505292A JP 3232615 B2 JP3232615 B2 JP 3232615B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- vector
- output
- output voltage
- vectors
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、パルス幅変調制御さ
れる直列多重型あるいは並列多重型インバータ装置に関
するものである。
れる直列多重型あるいは並列多重型インバータ装置に関
するものである。
【０００２】
【従来の技術】図１３に従来の直列多重型インバータ回
路の構成を示す。図１３において、２０および２１は平
滑コンデンサ、２２〜２５、３３〜３６および４４〜４
７はゲートターンオフサイリスタ（以下、ＧＴＯと呼
ぶ）、２６〜３１、３７〜４２および４８〜５３はダイ
オード、３２、４３および５４はインバータ出力端子で
ある。
路の構成を示す。図１３において、２０および２１は平
滑コンデンサ、２２〜２５、３３〜３６および４４〜４
７はゲートターンオフサイリスタ（以下、ＧＴＯと呼
ぶ）、２６〜３１、３７〜４２および４８〜５３はダイ
オード、３２、４３および５４はインバータ出力端子で
ある。
【０００３】図１３に示したように、平滑コンデンサ２
０および２１の電圧をそれぞれＥとし、かつ平滑コンデ
ンサ２０および２１の相互接続点すなわち中性点の電位
を零電位とすると、例えばＧＴＯ２２〜２５のオン・オ
フ状態と出力端子３２の電圧Ｖｕの関係は図１４のよう
になることが知られている。この関係は、図１３および
図１４より容易に理解することができる。他の出力端子
４３および５４の電圧についても、同様である。
０および２１の電圧をそれぞれＥとし、かつ平滑コンデ
ンサ２０および２１の相互接続点すなわち中性点の電位
を零電位とすると、例えばＧＴＯ２２〜２５のオン・オ
フ状態と出力端子３２の電圧Ｖｕの関係は図１４のよう
になることが知られている。この関係は、図１３および
図１４より容易に理解することができる。他の出力端子
４３および５４の電圧についても、同様である。
【０００４】このように、図１３に示された直列多重型
インバータ回路は、ＧＴＯ２２〜２５、３３〜３６およ
び４４〜４７のオン・オフ状態に応じて、出力電圧が−
Ｅ、０、Ｅの３値をとるので、３レベルインバータ回路
とも呼ばれている。また、ダイオード２６、２７、３
７、３８、４８および４９によって中性点電圧がクラン
プされることから、中性点クランプ型インバータ回路と
も呼ばれている。
インバータ回路は、ＧＴＯ２２〜２５、３３〜３６およ
び４４〜４７のオン・オフ状態に応じて、出力電圧が−
Ｅ、０、Ｅの３値をとるので、３レベルインバータ回路
とも呼ばれている。また、ダイオード２６、２７、３
７、３８、４８および４９によって中性点電圧がクラン
プされることから、中性点クランプ型インバータ回路と
も呼ばれている。
【０００５】さて、従来この直列多重型インバータ回路
の出力電圧をパルス幅変調制御により制御する方式とし
て、例えば図１５に示すものがあった。この制御方式
は、ＩＥＥＥ−ＰＥＳＣ’８８ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ
Ｒｅｃｏｒｄ １２５５頁〜１２６２頁に記載の論文
Ａ ｎｏｂｅｌ ａｐｐｒｏａｃｈ ｔｏ ｔｈｅｇ
ｅｎｅｒａｔｉｏｎ ａｎｄ ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏ
ｎ ｏｆ ｔｈｒｅｅ−ｌｅｖｅｌ ＰＷＭ ｗａｖｅ
ｆｏｒｍｓ に示されている。
の出力電圧をパルス幅変調制御により制御する方式とし
て、例えば図１５に示すものがあった。この制御方式
は、ＩＥＥＥ−ＰＥＳＣ’８８ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ
Ｒｅｃｏｒｄ １２５５頁〜１２６２頁に記載の論文
Ａ ｎｏｂｅｌ ａｐｐｒｏａｃｈ ｔｏ ｔｈｅｇ
ｅｎｅｒａｔｉｏｎ ａｎｄ ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏ
ｎ ｏｆ ｔｈｒｅｅ−ｌｅｖｅｌ ＰＷＭ ｗａｖｅ
ｆｏｒｍｓ に示されている。
【０００６】次に、この従来のパルス幅変調方式による
出力電圧制御動作を図１３〜図１５を参照しながら説明
する。まず、出力端子３２から出力されるＵ相出力電圧
Ｖｕの指令として２種類の正弦波信号Ｓａ およびＳｂ
が与えられ、３角波信号Ｓｃとそれぞれ比較される。こ
こで、正弦波信号Ｓａ の振幅に関係したパラメータＫ
はＵ相出力電圧Ｖｕの指令の振幅に比例する。すなわ
ち、出力電圧Ｖｕの指令の振幅が大きくなるほど、パラ
メータＫの値は大きくなる。一方、正弦波信号Ｓｂ は
次のようにして与えられる。図において、パラメータＨ
の値は一定で、かつ３角波信号Ｓｃ のｐ−ｐ値を越え
ないように設定される。このとき、正弦波信号Ｓｂ と
正弦波信号Ｓａ との関係は１式で示される。すなわ
ち、正弦波信号Ｓｂ は正弦波信号Ｓａ から１式による
演算によって求めることができる。
出力電圧制御動作を図１３〜図１５を参照しながら説明
する。まず、出力端子３２から出力されるＵ相出力電圧
Ｖｕの指令として２種類の正弦波信号Ｓａ およびＳｂ
が与えられ、３角波信号Ｓｃとそれぞれ比較される。こ
こで、正弦波信号Ｓａ の振幅に関係したパラメータＫ
はＵ相出力電圧Ｖｕの指令の振幅に比例する。すなわ
ち、出力電圧Ｖｕの指令の振幅が大きくなるほど、パラ
メータＫの値は大きくなる。一方、正弦波信号Ｓｂ は
次のようにして与えられる。図において、パラメータＨ
の値は一定で、かつ３角波信号Ｓｃ のｐ−ｐ値を越え
ないように設定される。このとき、正弦波信号Ｓｂ と
正弦波信号Ｓａ との関係は１式で示される。すなわ
ち、正弦波信号Ｓｂ は正弦波信号Ｓａ から１式による
演算によって求めることができる。
【０００７】
【数１】
【０００８】次に、ＧＴＯ２２〜２５のスイッチングは
以下のようにして行われる。すなわち、正弦波信号Ｓｂ
の振幅が３角波信号Ｓｃ の振幅より大きい場合はＧＴ
Ｏ２２をオンとし小さい場合はオフする。同様に、正弦
波信号Ｓａ の振幅が３角波信号Ｓｃ の振幅より大きい
場合はＧＴＯ２３をオンとし小さい場合はオフする。ま
た、ＧＴＯ２４のスイッチングはＧＴＯ２２と逆にす
る。すなわち、ＧＴＯ２４はＧＴＯ２２がオンのときオ
フ、ＧＴＯ２２がオフのときオンとする。同様に、ＧＴ
Ｏ２５のスイッチングはＧＴＯ２３と逆にする。その結
果、図１４の関係から、図１５（ａ）の最下段に示され
たように正弦波信号Ｓａ 、Ｓｂ に応じてパルス幅変調
制御されたＵ相出力電圧Ｖｕが出力される。
以下のようにして行われる。すなわち、正弦波信号Ｓｂ
の振幅が３角波信号Ｓｃ の振幅より大きい場合はＧＴ
Ｏ２２をオンとし小さい場合はオフする。同様に、正弦
波信号Ｓａ の振幅が３角波信号Ｓｃ の振幅より大きい
場合はＧＴＯ２３をオンとし小さい場合はオフする。ま
た、ＧＴＯ２４のスイッチングはＧＴＯ２２と逆にす
る。すなわち、ＧＴＯ２４はＧＴＯ２２がオンのときオ
フ、ＧＴＯ２２がオフのときオンとする。同様に、ＧＴ
Ｏ２５のスイッチングはＧＴＯ２３と逆にする。その結
果、図１４の関係から、図１５（ａ）の最下段に示され
たように正弦波信号Ｓａ 、Ｓｂ に応じてパルス幅変調
制御されたＵ相出力電圧Ｖｕが出力される。
【０００９】次に、出力電圧指令の振幅が大きい場合
は、図１５（ｂ）に示したように、正弦波信号Ｓａ お
よび正弦波信号Ｓｂ の振幅が出力電圧指令の振幅に比
例して大きくなり、出力電圧の基本波成分も大きくな
る。
は、図１５（ｂ）に示したように、正弦波信号Ｓａ お
よび正弦波信号Ｓｂ の振幅が出力電圧指令の振幅に比
例して大きくなり、出力電圧の基本波成分も大きくな
る。
【００１０】他の出力端子４３および５４から出力され
るＶ相およびＷ相の出力電圧Ｖｖ、Ｖｗについても同様
にそれぞれ電圧指令に応じた２種類の正弦波信号と３角
波信号Ｓｃ とが比較されパルス幅変調制御される。こ
の結果、図１３に示された直列多重型インバータ回路か
らパルス幅変調制御された３相の交流電圧が出力され
る。
るＶ相およびＷ相の出力電圧Ｖｖ、Ｖｗについても同様
にそれぞれ電圧指令に応じた２種類の正弦波信号と３角
波信号Ｓｃ とが比較されパルス幅変調制御される。こ
の結果、図１３に示された直列多重型インバータ回路か
らパルス幅変調制御された３相の交流電圧が出力され
る。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】従来のインバータ装置
では、上述したように各相毎に２種類の正弦波信号を用
いて出力電圧のパルス幅変調制御を行っているが、図１
５からわかるように出力電圧指令の振幅が大きくなる
と、出力電圧が零となる区間が短くなり、正（Ｅ）また
は負（−Ｅ）となる区間が長くなる。このため、出力電
圧の振幅が大きくなると、正または負の２値の電圧を出
力する通常の２レベルインバータと比較して、直列多重
型インバータの特徴である出力電圧の高調波成分低減効
果が失われるという問題があった。
では、上述したように各相毎に２種類の正弦波信号を用
いて出力電圧のパルス幅変調制御を行っているが、図１
５からわかるように出力電圧指令の振幅が大きくなる
と、出力電圧が零となる区間が短くなり、正（Ｅ）また
は負（−Ｅ）となる区間が長くなる。このため、出力電
圧の振幅が大きくなると、正または負の２値の電圧を出
力する通常の２レベルインバータと比較して、直列多重
型インバータの特徴である出力電圧の高調波成分低減効
果が失われるという問題があった。
【００１２】
【課題を解決するための手段】この発明は上記のような
問題点を解消するためになされたもので、出力電圧の振
幅が大きい場合にも高調波成分の少ない交流出力を得る
ためのインバータ装置を提供することを目的としてい
る。上記の目的は、出力電圧指令ベクトルの振幅および
位相に基づいてこの出力電圧指令ベクトルに近接し、か
つ少なくとも零電圧ベクトルもしくは中性点電圧ベクト
ルを含む３つの出力電圧ベクトルを選択し、所定期間に
おけるこれら３つの電圧ベクトルの持続時間および選択
順序を制御することにより達成される。
問題点を解消するためになされたもので、出力電圧の振
幅が大きい場合にも高調波成分の少ない交流出力を得る
ためのインバータ装置を提供することを目的としてい
る。上記の目的は、出力電圧指令ベクトルの振幅および
位相に基づいてこの出力電圧指令ベクトルに近接し、か
つ少なくとも零電圧ベクトルもしくは中性点電圧ベクト
ルを含む３つの出力電圧ベクトルを選択し、所定期間に
おけるこれら３つの電圧ベクトルの持続時間および選択
順序を制御することにより達成される。
【００１３】
【作用】後述するように、ある時間における任意の振幅
の出力電圧ベクトルは、直列多重型あるいは並列多重型
インバータが出力可能な電圧ベクトルの中から、この出
力電圧ベクトルに近接する３つの電圧ベクトルを選択
し、かつ所定期間におけるこれら３つの電圧ベクトルの
持続時間を制御することにより出力することが可能であ
る。さらに、上記の３つの電圧ベクトルの選択順序を制
御することにより、出力電圧の振幅が大きい場合にも、
出力電圧に含まれる高調波成分を低減することが可能で
ある。
の出力電圧ベクトルは、直列多重型あるいは並列多重型
インバータが出力可能な電圧ベクトルの中から、この出
力電圧ベクトルに近接する３つの電圧ベクトルを選択
し、かつ所定期間におけるこれら３つの電圧ベクトルの
持続時間を制御することにより出力することが可能であ
る。さらに、上記の３つの電圧ベクトルの選択順序を制
御することにより、出力電圧の振幅が大きい場合にも、
出力電圧に含まれる高調波成分を低減することが可能で
ある。
【００１４】
【実施例】実施例１． 以下この発明の一実施例を図面を用いて説明する。図１
はこの発明の第１の実施例の構成を示す回路図である。
図において、１は直列多重型インバータ回路、２はこの
直列多重型インバータ回路を制御するマイクロコンピュ
ータ、３〜８はＤ／Ａコンバータ、９は３角波信号発生
回路、１０〜１５は比較器、１６は電圧ベクトル選択回
路、１７はスイッチング信号発生回路、１８は出力電圧
指令ベクトル発生回路である。直列多重型インバータ回
路１において、１９は直流電源であり、平滑コンデンサ
２０および２１など他の構成要素は従来装置における直
列多重型インバータ回路のものと同一のものである。
はこの発明の第１の実施例の構成を示す回路図である。
図において、１は直列多重型インバータ回路、２はこの
直列多重型インバータ回路を制御するマイクロコンピュ
ータ、３〜８はＤ／Ａコンバータ、９は３角波信号発生
回路、１０〜１５は比較器、１６は電圧ベクトル選択回
路、１７はスイッチング信号発生回路、１８は出力電圧
指令ベクトル発生回路である。直列多重型インバータ回
路１において、１９は直流電源であり、平滑コンデンサ
２０および２１など他の構成要素は従来装置における直
列多重型インバータ回路のものと同一のものである。
【００１５】次に、直列多重型インバータ回路１の出力
可能な電圧ベクトルについて説明する。図１４に示した
ように、直列多重型インバータ回路１は出力端子３２、
４３および５４から出力される各相（Ｕ，Ｖ，Ｗとす
る）の電圧Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗがそれぞれ正、０、負
の３値をとり得ることから、３×３×３＝２７個の電圧
ベクトルを出力できる。ここで、例えばＶｕ＝Ｅ、Ｖｖ
＝０、Ｖｗ＝−Ｅとなる電圧ベクトルを（１，０，−
１）と表現すると、２つの電圧ベクトル（−１，０，
０）と（０，１，１）とは同一の線間電圧を出力するこ
とがわかる。したがって、同一の線間電圧を出力する電
圧ベクトルの数を１つと数えると、出力可能な電圧ベク
トルの数は１９個となる。
可能な電圧ベクトルについて説明する。図１４に示した
ように、直列多重型インバータ回路１は出力端子３２、
４３および５４から出力される各相（Ｕ，Ｖ，Ｗとす
る）の電圧Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗがそれぞれ正、０、負
の３値をとり得ることから、３×３×３＝２７個の電圧
ベクトルを出力できる。ここで、例えばＶｕ＝Ｅ、Ｖｖ
＝０、Ｖｗ＝−Ｅとなる電圧ベクトルを（１，０，−
１）と表現すると、２つの電圧ベクトル（−１，０，
０）と（０，１，１）とは同一の線間電圧を出力するこ
とがわかる。したがって、同一の線間電圧を出力する電
圧ベクトルの数を１つと数えると、出力可能な電圧ベク
トルの数は１９個となる。
【００１６】以上のことから直列多重型インバータ回路
１が出力可能な電圧ベクトルを図示すると図２が得られ
る。図において、２４個の正３角形の頂点が出力電圧ベ
クトルである。ここで、（−１，−１，−１）、（０，
０，０）および（１，１，１）の３つの電圧ベクトル
は、線間電圧が零となるので零電圧ベクトルと呼ぶ。ま
た、例えば（０，−１，−１）と（１，０，０）は同じ
線間電圧を出力するが、充放電される平滑コンデンサが
異なる。すなわち、（０，−１，−１）の電圧ベクトル
を出力するときは、図１においてＧＴＯ２３、２４、３
５、３６、４６、４７がオンし、平滑コンデンサ２１が
充放電される。一方、（１，０，０）の電圧ベクトルを
出力するときは、ＧＴＯ２２、２３、３４、３５、４
５、４６がオンし、平滑コンデンサ２２が充放電され
る。したがって、これらの電圧ベクトルを出力する場合
は、平滑コンデンサ２１および２２の相互接続点である
中性点の電位が変化する。そこで、これらの電圧ベクト
ルをここでは中性点電圧ベクトルと呼ぶことにする。図
２中黒丸で示したように、中性点電圧ベクトルはこれら
２つの電圧ベクトル以外に１０個存在する。
１が出力可能な電圧ベクトルを図示すると図２が得られ
る。図において、２４個の正３角形の頂点が出力電圧ベ
クトルである。ここで、（−１，−１，−１）、（０，
０，０）および（１，１，１）の３つの電圧ベクトル
は、線間電圧が零となるので零電圧ベクトルと呼ぶ。ま
た、例えば（０，−１，−１）と（１，０，０）は同じ
線間電圧を出力するが、充放電される平滑コンデンサが
異なる。すなわち、（０，−１，−１）の電圧ベクトル
を出力するときは、図１においてＧＴＯ２３、２４、３
５、３６、４６、４７がオンし、平滑コンデンサ２１が
充放電される。一方、（１，０，０）の電圧ベクトルを
出力するときは、ＧＴＯ２２、２３、３４、３５、４
５、４６がオンし、平滑コンデンサ２２が充放電され
る。したがって、これらの電圧ベクトルを出力する場合
は、平滑コンデンサ２１および２２の相互接続点である
中性点の電位が変化する。そこで、これらの電圧ベクト
ルをここでは中性点電圧ベクトルと呼ぶことにする。図
２中黒丸で示したように、中性点電圧ベクトルはこれら
２つの電圧ベクトル以外に１０個存在する。
【００１７】さて次に、本発明におけるパルス幅変調方
式について説明する。まず、図３に示したように、出力
電圧指令ベクトルＶ* がＶ4■［＝（０，−１，−１）
または（１，０，０）］、Ｖ6■［＝（０，０，−１）
または（１，１，０）］およびＶ46［＝（１，０，−
１）］を頂点とする正３角形３の内部にある場合は、以
下に述べるように、これら３つの電圧ベクトルを選択す
ることにより出力電圧の制御が行われる。
式について説明する。まず、図３に示したように、出力
電圧指令ベクトルＶ* がＶ4■［＝（０，−１，−１）
または（１，０，０）］、Ｖ6■［＝（０，０，−１）
または（１，１，０）］およびＶ46［＝（１，０，−
１）］を頂点とする正３角形３の内部にある場合は、以
下に述べるように、これら３つの電圧ベクトルを選択す
ることにより出力電圧の制御が行われる。
【００１８】まず、出力電圧指令ベクトルＶ* は振幅が
ｋで、反時計方向にωの周波数で回転すると仮定する。
すると、ある所定時間Ｔにおける出力電圧指令ベクトル
Ｖ*の先端が描く円弧軌跡の長さと、上記の３つの電圧
ベクトルを用いて出力された合成ベクトルが描く軌跡の
長さとが等しくなることから２式が得られる。
ｋで、反時計方向にωの周波数で回転すると仮定する。
すると、ある所定時間Ｔにおける出力電圧指令ベクトル
Ｖ*の先端が描く円弧軌跡の長さと、上記の３つの電圧
ベクトルを用いて出力された合成ベクトルが描く軌跡の
長さとが等しくなることから２式が得られる。
【００１９】
【数２】
【００２０】２式において、ｔ4■、ｔ6■、およびｔ
46■ はそれぞれ、電圧ベクトルＶ4■、Ｖ6■およびＶ
46の持続時間である。さらに、便宜上図３において、原
点からＶ4■（またはＶ6■）までの長さを０．５７７
（より正確には１を３の平方根で除した値）とした。次
に、これら３つの電圧ベクトルの持続時間の総和が所定
期間Ｔに等しいことから、３式が得られる。
46■ はそれぞれ、電圧ベクトルＶ4■、Ｖ6■およびＶ
46の持続時間である。さらに、便宜上図３において、原
点からＶ4■（またはＶ6■）までの長さを０．５７７
（より正確には１を３の平方根で除した値）とした。次
に、これら３つの電圧ベクトルの持続時間の総和が所定
期間Ｔに等しいことから、３式が得られる。
【００２１】
【数３】
【００２２】２式および３式より、これら３つの電圧ベ
クトルの持続時間を求めると４式が得られる。
クトルの持続時間を求めると４式が得られる。
【００２３】
【数４】
【００２４】同様にして、出力電圧指令ベクトルＶ* が
正３角形１、２および４の内部に存在する場合にも、そ
のときの出力電圧指令ベクトルＶ* の存在する正３角形
の頂点の３つの電圧ベクトルを利用して出力電圧のパル
ス幅変調制御が行われる。図４に電圧指令ベクトルＶ*
がそれぞれ正３角形の内部に存在するための条件と、選
択される３つの電圧ベクトルの持続時間を示す。
正３角形１、２および４の内部に存在する場合にも、そ
のときの出力電圧指令ベクトルＶ* の存在する正３角形
の頂点の３つの電圧ベクトルを利用して出力電圧のパル
ス幅変調制御が行われる。図４に電圧指令ベクトルＶ*
がそれぞれ正３角形の内部に存在するための条件と、選
択される３つの電圧ベクトルの持続時間を示す。
【００２５】ここでは、出力電圧指令ベクトルＶ* の位
相θが０〜π／３の範囲にある場合のパルス幅変調方式
について説明したが、位相θが０〜π／３ずつ変化する
毎に選択する３つの電圧を変化させれば、位相θがπ／
３〜２πの範囲にあっても同様に出力電圧を制御でき
る。以上の方法によって出力電圧指令ベクトルＶ* に応
じてパルス幅変調制御された３相交流出力電圧を得るこ
とができる。ここで、出力電圧の振幅および周波数はそ
れぞれ出力電圧指令ベクトルＶ* の振幅ｋおよび周波数
ωに応じて制御できることは明かである。
相θが０〜π／３の範囲にある場合のパルス幅変調方式
について説明したが、位相θが０〜π／３ずつ変化する
毎に選択する３つの電圧を変化させれば、位相θがπ／
３〜２πの範囲にあっても同様に出力電圧を制御でき
る。以上の方法によって出力電圧指令ベクトルＶ* に応
じてパルス幅変調制御された３相交流出力電圧を得るこ
とができる。ここで、出力電圧の振幅および周波数はそ
れぞれ出力電圧指令ベクトルＶ* の振幅ｋおよび周波数
ωに応じて制御できることは明かである。
【００２６】次に、３つの電圧ベクトルの選択順序につ
いて、図５〜図７を参照しながら説明する。まず、出力
電圧指令ベクトルＶ* の振幅が小さくて零電圧ベクトル
を頂点の１つとする正３角形の内部に含まれる場合に
は、図５に示した矢印にそって３つの電圧ベクトルを選
択する。例えば、出力電圧指令ベクトルＶ* の位相θが
０〜π／３の範囲にある場合は、所定時間Ｔの間に、Ｖ
0→Ｖ4■→Ｖ6■→Ｖ0→Ｖ4■→Ｖ6■→Ｖ0 の順に３つ
のベクトルＶ0 、Ｖ4■およびＶ6■を選択する。そし
て、出力電圧指令ベクトルＶ* の位相θが増加してπ／
３〜２π／３の範囲に移ると、所定時間Ｔの間にＶ0→
Ｖ2■→Ｖ6■→Ｖ0→Ｖ2■→Ｖ6■→Ｖ0 の順に３つの
電圧ベクトルＶ0 、Ｖ2■およびＶ6■を選択する。この
ような順序で３つの電圧ベクトルを選択すると、出力電
圧指令ベクトルＶ* の位相θがπ／３を境にして変化し
ても、電圧ベクトルＶ4■とＶ2■が入れ替るだけで残り
の２つの電圧ベクトルは変化しない。しかも、図４から
わかるように、位相θ＝π／３の付近では電圧ベクトル
Ｖ4■とＶ2■の持続時間はほとんど零である。
いて、図５〜図７を参照しながら説明する。まず、出力
電圧指令ベクトルＶ* の振幅が小さくて零電圧ベクトル
を頂点の１つとする正３角形の内部に含まれる場合に
は、図５に示した矢印にそって３つの電圧ベクトルを選
択する。例えば、出力電圧指令ベクトルＶ* の位相θが
０〜π／３の範囲にある場合は、所定時間Ｔの間に、Ｖ
0→Ｖ4■→Ｖ6■→Ｖ0→Ｖ4■→Ｖ6■→Ｖ0 の順に３つ
のベクトルＶ0 、Ｖ4■およびＶ6■を選択する。そし
て、出力電圧指令ベクトルＶ* の位相θが増加してπ／
３〜２π／３の範囲に移ると、所定時間Ｔの間にＶ0→
Ｖ2■→Ｖ6■→Ｖ0→Ｖ2■→Ｖ6■→Ｖ0 の順に３つの
電圧ベクトルＶ0 、Ｖ2■およびＶ6■を選択する。この
ような順序で３つの電圧ベクトルを選択すると、出力電
圧指令ベクトルＶ* の位相θがπ／３を境にして変化し
ても、電圧ベクトルＶ4■とＶ2■が入れ替るだけで残り
の２つの電圧ベクトルは変化しない。しかも、図４から
わかるように、位相θ＝π／３の付近では電圧ベクトル
Ｖ4■とＶ2■の持続時間はほとんど零である。
【００２７】したがって、所定時間Ｔにおける３つの電
圧ベクトルを零電圧ベクトルが第１番目となるように選
択すると、出力電圧指令ベクトルＶ* の位相θがπ／３
毎に変化する際の出力電圧の変化を最低限に抑えること
ができる。すなわち、このような順序で電圧ベクトルを
選択すると出力電圧指令ベクトルＶ* が図５の実線で囲
まれた正６角形の内部に存在する場合、波形歪が極めて
少ない交流出力電圧が得られる。
圧ベクトルを零電圧ベクトルが第１番目となるように選
択すると、出力電圧指令ベクトルＶ* の位相θがπ／３
毎に変化する際の出力電圧の変化を最低限に抑えること
ができる。すなわち、このような順序で電圧ベクトルを
選択すると出力電圧指令ベクトルＶ* が図５の実線で囲
まれた正６角形の内部に存在する場合、波形歪が極めて
少ない交流出力電圧が得られる。
【００２８】次に、出力電圧指令ベクトルＶ* の振幅が
大きく中性点電圧ベクトルＶ4■を頂点の１つとする正
３角形の内部に含まれる場合には、図６に示した矢印に
そって３つの電圧ベクトルを選択する。例えば、出力電
圧指令ベクトルＶ* が電圧ベクトルＶ4■、Ｖ4 および
Ｖ46を頂点とする正３角形の内部に存在する場合は、所
定時間Ｔの間にＶ4■→Ｖ4→Ｖ46→Ｖ4■→Ｖ46→Ｖ4→
Ｖ4■の順に３つの電圧ベクトルＶ4■、Ｖ4 およびＶ46
を選択する。そして、出力電圧指令ベクトルＶ* の位相
θが増加して電圧ベクトルＶ4■、Ｖ6■およびＶ46を頂
点とする正３角形の内部に移ると、所定時間Ｔの間にＶ
4■→Ｖ6■→Ｖ46→Ｖ4■→Ｖ46→Ｖ6■→Ｖ4■の順に
３つの電圧ベクトルＶ4 、Ｖ6■およびＶ46を選択す
る。すると、電圧ベクトルＶ4 とＶ6■が入れ替るだけ
で残りの２つの電圧ベクトルは同じである。
大きく中性点電圧ベクトルＶ4■を頂点の１つとする正
３角形の内部に含まれる場合には、図６に示した矢印に
そって３つの電圧ベクトルを選択する。例えば、出力電
圧指令ベクトルＶ* が電圧ベクトルＶ4■、Ｖ4 および
Ｖ46を頂点とする正３角形の内部に存在する場合は、所
定時間Ｔの間にＶ4■→Ｖ4→Ｖ46→Ｖ4■→Ｖ46→Ｖ4→
Ｖ4■の順に３つの電圧ベクトルＶ4■、Ｖ4 およびＶ46
を選択する。そして、出力電圧指令ベクトルＶ* の位相
θが増加して電圧ベクトルＶ4■、Ｖ6■およびＶ46を頂
点とする正３角形の内部に移ると、所定時間Ｔの間にＶ
4■→Ｖ6■→Ｖ46→Ｖ4■→Ｖ46→Ｖ6■→Ｖ4■の順に
３つの電圧ベクトルＶ4 、Ｖ6■およびＶ46を選択す
る。すると、電圧ベクトルＶ4 とＶ6■が入れ替るだけ
で残りの２つの電圧ベクトルは同じである。
【００２９】したがって、所定時間Ｔにおける３つの電
圧ベクトルを中性点電圧ベクトルが第１番目となるよう
に選択すると、出力電圧指令ベクトルＶ* が図６の実線
で囲まれた正６角形の内部に存在する場合、波形歪が極
めて少ない交流出力電圧が得られる。
圧ベクトルを中性点電圧ベクトルが第１番目となるよう
に選択すると、出力電圧指令ベクトルＶ* が図６の実線
で囲まれた正６角形の内部に存在する場合、波形歪が極
めて少ない交流出力電圧が得られる。
【００３０】次に、出力電圧指令ベクトルＶ* の位相θ
が増加して図６の実線で囲まれた正６角形に含まれなく
なった場合は、図７に実線で囲ったような中性点電圧ベ
クトルＶ6■を中心とする正６角形について同様の方法
で電圧ベクトルを選択する。
が増加して図６の実線で囲まれた正６角形に含まれなく
なった場合は、図７に実線で囲ったような中性点電圧ベ
クトルＶ6■を中心とする正６角形について同様の方法
で電圧ベクトルを選択する。
【００３１】要約すると、本発明によるパルス幅変調方
式は零電圧ベクトルあるいは中性点電圧ベクトルを中心
とする正６角形を１つのまとまりとみなし、それぞれの
正６角形に含まれる電圧ベクトルを利用して出力電圧の
パルス幅変調制御を行う際に出力電圧の波形歪が最小と
なるように、所定時間における３つの電圧ベクトルのう
ち零電圧ベクトルあるいは中性点電圧ベクトルが第１番
目となるように電圧ベクトルを選択するものである。
式は零電圧ベクトルあるいは中性点電圧ベクトルを中心
とする正６角形を１つのまとまりとみなし、それぞれの
正６角形に含まれる電圧ベクトルを利用して出力電圧の
パルス幅変調制御を行う際に出力電圧の波形歪が最小と
なるように、所定時間における３つの電圧ベクトルのう
ち零電圧ベクトルあるいは中性点電圧ベクトルが第１番
目となるように電圧ベクトルを選択するものである。
【００３２】次に、上述した出力電圧指令ベクトル発生
回路１８の詳細な構成を図８に示す。図において、６０
はＡ／Ｄコンバータ、６２はＲＯＭ（リードオンリメモ
リ）、６３はＶ／Ｆコンバータ、６４はカウンタであ
る。
回路１８の詳細な構成を図８に示す。図において、６０
はＡ／Ｄコンバータ、６２はＲＯＭ（リードオンリメモ
リ）、６３はＶ／Ｆコンバータ、６４はカウンタであ
る。
【００３３】次に、上述した本発明の第１の実施例の動
作を図１および図８をも参照しながら説明する。まず、
アナログ量である周波数指令ｆを、Ａ／Ｄコンバータ６
０に入力してディジタル量に変換した後、Ｖ／Ｆパター
ンが記憶されたＲＯＭ６２に入力すると、出力電圧指令
ベクトルＶ* の振幅ｋのディジタル値がＲＯＭ６２から
出力される。一方、アナログ量である周波数指令ｆをＶ
／Ｆコンバータ６３に入力して周波数が周波数指令ｆの
振幅に比例したパルス列に変換した後カウンタ６４に入
力すると周波数指令ｆの時間積分が行われ、出力電圧指
令ベクトルＶ*の位相θのディジタル値として出力され
る。このような出力電圧指令ベクトルの発生方法は、汎
用インバータなどを用いて誘導電動機をＶ／Ｆ一定制御
する場合によく使用されている。
作を図１および図８をも参照しながら説明する。まず、
アナログ量である周波数指令ｆを、Ａ／Ｄコンバータ６
０に入力してディジタル量に変換した後、Ｖ／Ｆパター
ンが記憶されたＲＯＭ６２に入力すると、出力電圧指令
ベクトルＶ* の振幅ｋのディジタル値がＲＯＭ６２から
出力される。一方、アナログ量である周波数指令ｆをＶ
／Ｆコンバータ６３に入力して周波数が周波数指令ｆの
振幅に比例したパルス列に変換した後カウンタ６４に入
力すると周波数指令ｆの時間積分が行われ、出力電圧指
令ベクトルＶ*の位相θのディジタル値として出力され
る。このような出力電圧指令ベクトルの発生方法は、汎
用インバータなどを用いて誘導電動機をＶ／Ｆ一定制御
する場合によく使用されている。
【００３４】つづいて、出力電圧指令ベクトルＶ* の振
幅ｋおよび位相θをマイクロコンピュータ２に入力する
と、図９に示すフローチャートにしたがってマイクロコ
ンピュータ２の内部で演算が行われ、パルス幅変調制御
に必要な制御信号が出力される。まず、入力された位相
θに応じて出力電圧指令ベクトルＶ* がどのπ／３区間
に存在するかの判定が行われ、区間信号Ｓs が演算され
る。すなわち、区間信号Ｓs は例えば０〜５の６つの値
をとる。
幅ｋおよび位相θをマイクロコンピュータ２に入力する
と、図９に示すフローチャートにしたがってマイクロコ
ンピュータ２の内部で演算が行われ、パルス幅変調制御
に必要な制御信号が出力される。まず、入力された位相
θに応じて出力電圧指令ベクトルＶ* がどのπ／３区間
に存在するかの判定が行われ、区間信号Ｓs が演算され
る。すなわち、区間信号Ｓs は例えば０〜５の６つの値
をとる。
【００３５】つづいて、出力電圧指令ベクトルＶ* の振
幅ｋおよび位相θに応じて、図４に示された領域の判定
が行われ、領域信号Ｓr が演算される。このとき領域の
判定に使用される位相は区間信号Ｓs が変化する毎にリ
セットされるので、０〜π／３の値をとる。さらに、図
４に示された持続時間および上述した選択順序にしたが
って、６つの制御信号Ｓ1〜Ｓ6が演算される。例えば、
電圧ベクトルをＶ0→Ｖ4■→Ｖ6■→Ｖ0→Ｖ4■→Ｖ6■
→Ｖ0 の順に選択する場合は、５式にしたがって制御信
号Ｓ1〜Ｓ6が演算される。
幅ｋおよび位相θに応じて、図４に示された領域の判定
が行われ、領域信号Ｓr が演算される。このとき領域の
判定に使用される位相は区間信号Ｓs が変化する毎にリ
セットされるので、０〜π／３の値をとる。さらに、図
４に示された持続時間および上述した選択順序にしたが
って、６つの制御信号Ｓ1〜Ｓ6が演算される。例えば、
電圧ベクトルをＶ0→Ｖ4■→Ｖ6■→Ｖ0→Ｖ4■→Ｖ6■
→Ｖ0 の順に選択する場合は、５式にしたがって制御信
号Ｓ1〜Ｓ6が演算される。
【００３６】
【数５】
【００３７】その後、これらの区間信号Ｓs 、領域信号
Ｓr および制御信号Ｓ1〜Ｓ6がマイクロコンピュータ２
から出力される。
Ｓr および制御信号Ｓ1〜Ｓ6がマイクロコンピュータ２
から出力される。
【００３８】つづいて、マイクロコンピュータ２から出
力された制御信号Ｓ1〜Ｓ6はそれぞれＤ／Ａコンバータ
３〜８に入力されアナログ信号に変換された後、比較器
１０〜１５に入力される。そして比較器１０〜１５によ
って、これらの制御信号Ｓ1〜Ｓ6と３角波信号発生回路
９から出力された３角波信号Ｓc との振幅がそれぞれ比
較され、図１０に示したような２値信号Ｓ1c〜Ｓ6cが出
力される。図１０からわかるように、２値信号Ｓ1c〜Ｓ
6cによって選択すべき電圧ベクトルの選択順序と持続時
間が決定される。すなわち、３角波信号Ｓc の半周期に
相当する所定時間Ｔの間に、２値信号Ｓ1c〜Ｓ6cはそれ
ぞれローレベルからハイレベルへと１回ずつレベルが変
化するので、これらの信号のうち１つが変化する毎に選
択する電圧ベクトルが変更される。また選択された電圧
ベクトルの持続時間は隣あった２つの２値信号の一方が
ローレベルからハイレベルに変化してから、他方の信号
がローレベルからハイレベルに変化するまでの時間とな
る。
力された制御信号Ｓ1〜Ｓ6はそれぞれＤ／Ａコンバータ
３〜８に入力されアナログ信号に変換された後、比較器
１０〜１５に入力される。そして比較器１０〜１５によ
って、これらの制御信号Ｓ1〜Ｓ6と３角波信号発生回路
９から出力された３角波信号Ｓc との振幅がそれぞれ比
較され、図１０に示したような２値信号Ｓ1c〜Ｓ6cが出
力される。図１０からわかるように、２値信号Ｓ1c〜Ｓ
6cによって選択すべき電圧ベクトルの選択順序と持続時
間が決定される。すなわち、３角波信号Ｓc の半周期に
相当する所定時間Ｔの間に、２値信号Ｓ1c〜Ｓ6cはそれ
ぞれローレベルからハイレベルへと１回ずつレベルが変
化するので、これらの信号のうち１つが変化する毎に選
択する電圧ベクトルが変更される。また選択された電圧
ベクトルの持続時間は隣あった２つの２値信号の一方が
ローレベルからハイレベルに変化してから、他方の信号
がローレベルからハイレベルに変化するまでの時間とな
る。
【００３９】次に、これらの２値信号Ｓ1c〜Ｓ6cとマイ
クロコンピュータ２から出力された区間信号Ｓs および
領域信号Ｓr を電圧ベクトル選択回路１６に入力する
と、選択すべき電圧ベクトルに対応した選択信号Ｓv が
出力される。すなわち、２値信号Ｓ1c〜Ｓ6cより選択す
べき３つの電圧ベクトルの選択順序と持続時間が決定さ
れ、区間信号Ｓs および領域信号Ｓr によって図２に示
された２７個の電圧ベクトルのうちどの３つの電圧ベク
トルを選択するかが決定される。したがって、具体的に
は電圧ベクトル選択回路１６として、これらの２値信号
Ｓ1c〜Ｓ6c、区間信号Ｓs および領域信号Ｓr に対応し
て、出力電圧ベクトルに対応した選択信号Ｓv の値がテ
ーブルとして書込まれたＲＯＭが用いられる。このと
き、零電圧ベクトルを出力するためには３つ、１つの中
性点電圧ベクトルを出力するためには２つの電圧ベクト
ルが存在するが、いずれの電圧ベクトルを選択するか
は、例えば所定時間ＴにおけるＧＴＯのスイッチング回
数が最小となるように決定される。なお、電圧ベクトル
は２７個あるので選択信号Ｓv のビット長は５となる。
クロコンピュータ２から出力された区間信号Ｓs および
領域信号Ｓr を電圧ベクトル選択回路１６に入力する
と、選択すべき電圧ベクトルに対応した選択信号Ｓv が
出力される。すなわち、２値信号Ｓ1c〜Ｓ6cより選択す
べき３つの電圧ベクトルの選択順序と持続時間が決定さ
れ、区間信号Ｓs および領域信号Ｓr によって図２に示
された２７個の電圧ベクトルのうちどの３つの電圧ベク
トルを選択するかが決定される。したがって、具体的に
は電圧ベクトル選択回路１６として、これらの２値信号
Ｓ1c〜Ｓ6c、区間信号Ｓs および領域信号Ｓr に対応し
て、出力電圧ベクトルに対応した選択信号Ｓv の値がテ
ーブルとして書込まれたＲＯＭが用いられる。このと
き、零電圧ベクトルを出力するためには３つ、１つの中
性点電圧ベクトルを出力するためには２つの電圧ベクト
ルが存在するが、いずれの電圧ベクトルを選択するか
は、例えば所定時間ＴにおけるＧＴＯのスイッチング回
数が最小となるように決定される。なお、電圧ベクトル
は２７個あるので選択信号Ｓv のビット長は５となる。
【００４０】つづいて、この選択信号Ｓv をスイッチン
グ信号発生回路１７に入力すると、直列多重型インバー
タ回路１中のＧＴＯ２２〜２５、３３〜３６および４４
〜４７のオン・オフ信号が出力される。ここで、電圧ベ
クトルに対応してどのＧＴＯをオン・オフさせるかは図
１４から明らかなので、スイッチング信号発生回路１７
はロジック回路あるいはＲＯＭを利用して容易に構成で
きる。したがって、スイッチング信号発生回路１７の詳
細な回路構成およびその動作については、説明を省略す
る。
グ信号発生回路１７に入力すると、直列多重型インバー
タ回路１中のＧＴＯ２２〜２５、３３〜３６および４４
〜４７のオン・オフ信号が出力される。ここで、電圧ベ
クトルに対応してどのＧＴＯをオン・オフさせるかは図
１４から明らかなので、スイッチング信号発生回路１７
はロジック回路あるいはＲＯＭを利用して容易に構成で
きる。したがって、スイッチング信号発生回路１７の詳
細な回路構成およびその動作については、説明を省略す
る。
【００４１】次に、これらのオン・オフ信号に応じて、
ＧＴＯ２２〜２５、３３〜３６および４４〜４７のスイ
ッチングが行われ、出力電圧指令ベクトルＶ* に応じて
パルス幅変調制御された３相の交流出力電圧が出力端子
３２、４３および５４から出力される。
ＧＴＯ２２〜２５、３３〜３６および４４〜４７のスイ
ッチングが行われ、出力電圧指令ベクトルＶ* に応じて
パルス幅変調制御された３相の交流出力電圧が出力端子
３２、４３および５４から出力される。
【００４２】実施例２．以下、この発明の第２の実施例
を図面によって説明する。まず、この発明の第２の実施
例の構成を図１１によって説明する。図において、６５
はスイッチング信号発生回路、７０は並列多重型インバ
ータ回路である。その他の構成要素は上述した第１の実
施例におけるものと同一のものである。並列多重型イン
バータ回路７０において、７１および７２は直流電源、
７３は直列接続された直流電源７１および７２に並列接
続された平滑コンデンサ、７４および７５はインバータ
回路、７６〜７８は中間タップ付リアクトル、７９〜８
１は出力端子である。ここで、インバータ回路７４およ
び７５は、中間タップ付リアクトル７６〜７８を介して
出力が並列接続されることから、７０は並列多重型イン
バータ回路と呼ばれる。インバータ回路７４において、
８２〜８７はＧＴＯ、８８〜９３はダイオードである。
インバータ回路７５において、９４〜９９はＧＴＯ、１
００〜１０５はダイオードである。
を図面によって説明する。まず、この発明の第２の実施
例の構成を図１１によって説明する。図において、６５
はスイッチング信号発生回路、７０は並列多重型インバ
ータ回路である。その他の構成要素は上述した第１の実
施例におけるものと同一のものである。並列多重型イン
バータ回路７０において、７１および７２は直流電源、
７３は直列接続された直流電源７１および７２に並列接
続された平滑コンデンサ、７４および７５はインバータ
回路、７６〜７８は中間タップ付リアクトル、７９〜８
１は出力端子である。ここで、インバータ回路７４およ
び７５は、中間タップ付リアクトル７６〜７８を介して
出力が並列接続されることから、７０は並列多重型イン
バータ回路と呼ばれる。インバータ回路７４において、
８２〜８７はＧＴＯ、８８〜９３はダイオードである。
インバータ回路７５において、９４〜９９はＧＴＯ、１
００〜１０５はダイオードである。
【００４３】次に、直流電源７１および７２の電圧はと
もにＥとし、これらの相互接続点の電位を零電位とする
と、例えばＧＴＯ８２、８３、９４および９５のオン・
オフ状態と出力端子７９の電圧Ｖｕとの関係は図１２の
ようになることが知られている。他の出力端子８０およ
び８１の電圧ＶｖおよびＶｗについても同様である。図
１２から、第１の実施例における直列多重型インバータ
回路１と同様に、並列多重型インバータ回路７０も、−
Ｅ，０，Ｅの３値の電圧を出力することができる。この
場合も、上述した第１の実施例における直列多重型イン
バータ回路１と同様に、出力電圧Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗ
の値が全て等しくなる電圧ベクトルを零電圧ベクトル、
１つの相の電圧が零で残りの２相の電圧がともに正
（Ｅ）または負（−Ｅ）となる電圧ベクトルを中性点電
圧ベクトルと呼ぶものとする。すると、第１の実施例と
同じパルス幅変調方式によって、並列多重型インバータ
回路７０の出力電圧Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗを出力電圧指
令ベクトルに応じて制御することができる。
もにＥとし、これらの相互接続点の電位を零電位とする
と、例えばＧＴＯ８２、８３、９４および９５のオン・
オフ状態と出力端子７９の電圧Ｖｕとの関係は図１２の
ようになることが知られている。他の出力端子８０およ
び８１の電圧ＶｖおよびＶｗについても同様である。図
１２から、第１の実施例における直列多重型インバータ
回路１と同様に、並列多重型インバータ回路７０も、−
Ｅ，０，Ｅの３値の電圧を出力することができる。この
場合も、上述した第１の実施例における直列多重型イン
バータ回路１と同様に、出力電圧Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗ
の値が全て等しくなる電圧ベクトルを零電圧ベクトル、
１つの相の電圧が零で残りの２相の電圧がともに正
（Ｅ）または負（−Ｅ）となる電圧ベクトルを中性点電
圧ベクトルと呼ぶものとする。すると、第１の実施例と
同じパルス幅変調方式によって、並列多重型インバータ
回路７０の出力電圧Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗを出力電圧指
令ベクトルに応じて制御することができる。
【００４４】ＧＴＯのオン・オフ状態とそれに対応して
出力される電圧ベクトルの関係が直列多重型インバータ
回路１と異なるので、スイッチング信号発生回路６５の
構成が直列多重型インバータ回路１の場合と異なること
を除けば、この第２の実施例の動作は上述した第１の実
施例の動作と同様であるので、詳細な動作説明は省略す
る。
出力される電圧ベクトルの関係が直列多重型インバータ
回路１と異なるので、スイッチング信号発生回路６５の
構成が直列多重型インバータ回路１の場合と異なること
を除けば、この第２の実施例の動作は上述した第１の実
施例の動作と同様であるので、詳細な動作説明は省略す
る。
【００４５】実施例３．なお、上記本発明の第１および
第２の実施例においては、インバータ回路のスイッチン
グ素子としてＧＴＯを用いた場合について説明したが、
バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ、Ｓ
Ｉトランジスタなどの自己消弧素子を用いてもよい。
第２の実施例においては、インバータ回路のスイッチン
グ素子としてＧＴＯを用いた場合について説明したが、
バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ、Ｓ
Ｉトランジスタなどの自己消弧素子を用いてもよい。
【００４６】実施例４．また、上記本発明の第１および
第２の実施例においては、制御信号Ｓ1〜Ｓ6、区間信号
Ｓs および領域信号Ｓr をマイクロコンピュータを用い
て演算する場合について説明したが、ロジック回路やＲ
ＯＭを利用してハードウェアにより演算することも可能
である。
第２の実施例においては、制御信号Ｓ1〜Ｓ6、区間信号
Ｓs および領域信号Ｓr をマイクロコンピュータを用い
て演算する場合について説明したが、ロジック回路やＲ
ＯＭを利用してハードウェアにより演算することも可能
である。
【００４７】実施例５．さらに、上記本発明の第１およ
び第２の実施例においては、制御信号Ｓ1〜Ｓ6と３角波
信号Ｓc の振幅比較は、アナログ回路によって行う場合
について説明したが、ディジタルコンパレータを用いて
ディジタル回路によって行ってもよい。このときは、マ
イクロコンピュータと比較器の間のＤ／Ａコンバータが
不要になる。
び第２の実施例においては、制御信号Ｓ1〜Ｓ6と３角波
信号Ｓc の振幅比較は、アナログ回路によって行う場合
について説明したが、ディジタルコンパレータを用いて
ディジタル回路によって行ってもよい。このときは、マ
イクロコンピュータと比較器の間のＤ／Ａコンバータが
不要になる。
【００４８】
【発明の効果】以上のように、この発明によれば、出力
電圧指令ベクトルの振幅および位相に基づいて出力電圧
指令ベクトルに近接し、かつ少なくとも零電圧ベクトル
もしくは中性点電圧ベクトルを含む３つの電圧ベクトル
を選択するとともに、所定期間において前記３つの出力
電圧ベクトルの選択順序が零電圧ベクトルもしくは中性
点電圧ベクトルが第１番目および最後となる電圧ベクト
ル順序を組み合わせて出力電圧を制御するので、極めて
高調波成分の少ない交流電圧を出力できる直列多重型あ
るいは並列多重型インバータ装置が得られるという効果
がある。
電圧指令ベクトルの振幅および位相に基づいて出力電圧
指令ベクトルに近接し、かつ少なくとも零電圧ベクトル
もしくは中性点電圧ベクトルを含む３つの電圧ベクトル
を選択するとともに、所定期間において前記３つの出力
電圧ベクトルの選択順序が零電圧ベクトルもしくは中性
点電圧ベクトルが第１番目および最後となる電圧ベクト
ル順序を組み合わせて出力電圧を制御するので、極めて
高調波成分の少ない交流電圧を出力できる直列多重型あ
るいは並列多重型インバータ装置が得られるという効果
がある。
【図１】この発明の第１の実施例の構成を示す回路図で
ある。
ある。
【図２】この発明の第１の実施例における直列多重型イ
ンバータの出力電圧のベクトル図である。
ンバータの出力電圧のベクトル図である。
【図３】この発明におけるパルス幅変調方式の原理説明
図である。
図である。
【図４】この発明における出力電圧指令ベクトルに応じ
て選択される３つの電圧ベクトルの持続時間を示す説明
図である。
て選択される３つの電圧ベクトルの持続時間を示す説明
図である。
【図５】この発明におけるパルス幅変調方式の３つの電
圧ベクトルの選択順序を示す説明図である。
圧ベクトルの選択順序を示す説明図である。
【図６】この発明におけるパルス幅変調方式の３つの電
圧ベクトルの選択順序を示す説明図である。
圧ベクトルの選択順序を示す説明図である。
【図７】この発明におけるパルス幅変調方式の３つの電
圧ベクトルの選択順序を示す説明図である。
圧ベクトルの選択順序を示す説明図である。
【図８】この発明の第１の実施例における出力電圧指令
ベクトル発生回路の詳細を示すブロック図である。
ベクトル発生回路の詳細を示すブロック図である。
【図９】この発明の第１の実施例におけるマイクロコン
ピュータの演算内容を示すフローチャートである。
ピュータの演算内容を示すフローチャートである。
【図１０】この発明の第１の実施例における電圧ベクト
ル選択回路の動作説明図である。
ル選択回路の動作説明図である。
【図１１】この発明の第２の実施例における構成を示す
回路図である。
回路図である。
【図１２】この発明の第２の実施例における並列多重型
インバータ回路の出力電圧とＧＴＯのオン・オフ状態と
の関係を示す説明図である。
インバータ回路の出力電圧とＧＴＯのオン・オフ状態と
の関係を示す説明図である。
【図１３】従来の直列多重型インバータ回路の構成を示
す回路図である。
す回路図である。
【図１４】従来の直列多重型インバータ回路の出力電圧
とＧＴＯのオン・オフ状態との関係を示す説明図であ
る。
とＧＴＯのオン・オフ状態との関係を示す説明図であ
る。
【図１５】従来のインバータ装置におけるパルス幅変調
方式の原理説明図である。
方式の原理説明図である。
１ 直列多重型インバータ回路 ２ マイクロコンピュータ ３〜８ Ｄ／Ａコンバータ ９ ３角波発生回路 １０〜１５ 比較器 １６ 電圧ベクトル選択回路 １７ スイッチング信号発生回路 １８ 出力電圧指令ベクトル発生
回路 １９ 直流電源 ２０、２１ 平滑コンデンサ ２２〜２５、３３〜３６ ゲートターンオフサイリス
タ ４４〜４７ ゲートターンオフサイリス
タ ２６、２７、２８〜３１ ダイオード ３７〜４２、４８〜５３ ダイオード ３２、４３、５４ 出力端子 ６５ スイッチング信号発生回路 ７０ 並列多重型インバータ回路 ７１、７２ 直流電源 ７３ 平滑コンデンサ ７４、７５ インバータ回路 ７６〜７８ 中間タップ付リアクトル ７９〜８１ 出力端子 ８２〜８７、９４〜９９ ゲートターンオフサイリス
タ ８８〜９３、１００〜１０５ダイオード
回路 １９ 直流電源 ２０、２１ 平滑コンデンサ ２２〜２５、３３〜３６ ゲートターンオフサイリス
タ ４４〜４７ ゲートターンオフサイリス
タ ２６、２７、２８〜３１ ダイオード ３７〜４２、４８〜５３ ダイオード ３２、４３、５４ 出力端子 ６５ スイッチング信号発生回路 ７０ 並列多重型インバータ回路 ７１、７２ 直流電源 ７３ 平滑コンデンサ ７４、７５ インバータ回路 ７６〜７８ 中間タップ付リアクトル ７９〜８１ 出力端子 ８２〜８７、９４〜９９ ゲートターンオフサイリス
タ ８８〜９３、１００〜１０５ダイオード
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平２−101969（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−159570（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−195369（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−293971（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−151291（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−74175（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−107376（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48
Claims (2)
- 【請求項１】 直流電源および直流回路のリップル電流
を吸収するための平滑コンデンサにより構成され中性点
出力を有する直流回路と、第１ないし第４の４つのスイ
ッチング素子が直列接続されて前記直流回路の端子に接
続され、かつ前記第２および第３のスイッチング素子の
相互接続点がインバータ出力端子に接続され、また前記
第１および第２のスイッチング素子の相互接続点と前記
第３および第４のスイッチング素子の相互接続点とはそ
れぞれ前記直流回路の中性点とダイオードを介して接続
されることにより構成され、パルス幅変調制御により出
力電圧が制御される直列多重型インバータ装置におい
て、出力電圧指令ベクトルの振幅および位相に基づいて
前記出力電圧指令ベクトルに近接し、かつ少なくとも零
電圧ベクトルもしくは中性点電圧ベクトルを含む３つの
電圧ベクトルを選択するとともに、所定期間において前
記３つの電圧ベクトルの選択順序が前記零電圧ベクトル
もしくは前記中性点電圧ベクトルが第１番目および最後
となる電圧ベクトル順序を組み合わせて出力電圧を制御
することを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項２】 直流電源と、直流リアクトルを介して並
列接続されたインバータにより構成され、パルス幅変調
制御により出力電圧が制御される並列多重型インバータ
装置において、出力電圧指令ベクトルの振幅および位相
に基づいて前記出力電圧指令ベクトルに近接し、かつ少
なくとも零電圧ベクトルもしくは中性点電圧ベクトルを
含む３つの電圧ベクトルを選択するとともに、所定期間
において前記３つの電圧ベクトルの選択順序が前記零電
圧ベクトルもしくは前記中性点電圧ベクトルが第１番目
および最後となる電圧ベクトル順序を組み合わせて出力
電圧を制御することを特徴とするインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01505292A JP3232615B2 (ja) | 1992-01-30 | 1992-01-30 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01505292A JP3232615B2 (ja) | 1992-01-30 | 1992-01-30 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05211775A JPH05211775A (ja) | 1993-08-20 |
| JP3232615B2 true JP3232615B2 (ja) | 2001-11-26 |
Family
ID=11878066
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP01505292A Expired - Lifetime JP3232615B2 (ja) | 1992-01-30 | 1992-01-30 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3232615B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100272395B1 (ko) * | 1994-03-02 | 2000-11-15 | 기구치 고 | 다중결합된 전력변환장치 및 그 제어방법 |
| JP6295809B2 (ja) | 2014-04-28 | 2018-03-20 | 株式会社安川電機 | 電力変換装置、制御装置および電力変換装置の制御方法 |
-
1992
- 1992-01-30 JP JP01505292A patent/JP3232615B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05211775A (ja) | 1993-08-20 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0697763B1 (en) | Multi-coupled power converter and its controlling method | |
| US5016158A (en) | Parallel multi-inverter system and motor drive system using the same | |
| EP0567082B1 (en) | Control apparatus of power converter and control apparatus of electric motor vehicle | |
| JP2566021B2 (ja) | インバータ装置の運転方法 | |
| US6594164B2 (en) | PWM controlled power conversion device | |
| US20050128777A1 (en) | Pwm inverter device | |
| CN111656664A (zh) | 电力转换装置 | |
| JP2846203B2 (ja) | 並列多重インバータ装置 | |
| Busquets Monge | Neutral-point-clamped dc-ac power converters | |
| JP2010200537A (ja) | 電力変換装置 | |
| JP3994243B2 (ja) | 電力変換装置とそのｐｗｍパルス発生方法 | |
| JP4661256B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| Rojas et al. | Simple structure and control method for a neutral-point-clamped PWM inverter | |
| JP3232615B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JP7053903B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2923727B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH10257780A (ja) | 多レベルインバータの制御方法とその装置 | |
| JP7275404B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH11122944A (ja) | Ｎｐｃ変換器の制御装置 | |
| JP4277360B2 (ja) | ３レベルインバータの制御装置 | |
| JP3807340B2 (ja) | マルチレベルインバータの制御方法 | |
| Bashir et al. | A modified cps-pwm for capacitor voltage ripples reduction of modular multilevel converter based variable speed drive | |
| JPH1052062A (ja) | ３レベルインバータの制御装置 | |
| JP2654118B2 (ja) | Ｐｗｍ制御方法 | |
| JP7221424B2 (ja) | インバータ制御装置及び電動機駆動装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080921 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080921 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090921 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090921 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100921 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110921 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110921 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120921 Year of fee payment: 11 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120921 Year of fee payment: 11 |