JP2922941B2 - パルス幅変調形インバータの制御方法 - Google Patents
パルス幅変調形インバータの制御方法Info
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- JP2922941B2 JP2922941B2 JP1302180A JP30218089A JP2922941B2 JP 2922941 B2 JP2922941 B2 JP 2922941B2 JP 1302180 A JP1302180 A JP 1302180A JP 30218089 A JP30218089 A JP 30218089A JP 2922941 B2 JP2922941 B2 JP 2922941B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は交流電動機を可変速制御するインバータ装置
で、特にパルス幅変調方式（PWM）の電圧形インバータ
における出力電圧歪を防止する方法に関する。
で、特にパルス幅変調方式（PWM）の電圧形インバータ
における出力電圧歪を防止する方法に関する。
従来より、交流電動機等を駆動するインバータ装置で
は、正弦波近似の出力電圧を得るために、正弦波の電圧
指令信号と、三角波の搬送波信号とを比較してパルス幅
変調（PWM）された電圧信号を得、該信号によりインバ
ータの出力電圧及び周波数を制御する方法が知られてい
る。
は、正弦波近似の出力電圧を得るために、正弦波の電圧
指令信号と、三角波の搬送波信号とを比較してパルス幅
変調（PWM）された電圧信号を得、該信号によりインバ
ータの出力電圧及び周波数を制御する方法が知られてい
る。
第12図は従来のPWMインバータ１相分の構成を示す。
１はトランジスタTrとフライホイールダイオードFD等か
らなる主回路、２はPWM波形発生部、３は主回路１のト
ランジスタTrPとTrNとが同時にオンになることを防止す
るためにPWM信号に遅延時間Tdを設けるためのオンデレ
イ部、４はトランジスタのベースドライブ回路である。
１はトランジスタTrとフライホイールダイオードFD等か
らなる主回路、２はPWM波形発生部、３は主回路１のト
ランジスタTrPとTrNとが同時にオンになることを防止す
るためにPWM信号に遅延時間Tdを設けるためのオンデレ
イ部、４はトランジスタのベースドライブ回路である。
第13図はPWM制御動作を示す。PWM信号発生部２では電
圧指令vu ＊と搬送部vcとを比較し、上下（P,N）のトラ
ンジスタをオン，オフする期間を制御するPWM信号
（UP0,UN0）を出力する（第13図（ａ），（ｂ））。さ
らにオンデレイ部３により上下トランジスタの短絡を防
ぐため、両トランジスタがオフとなるオンデレイ期間Td
を上記PWM信号に考慮したPWM信号（UP,UN）を出力する
（第13図（ｃ））。そして、このPWM信号に基づいてベ
ースドライブ回路４によりトランジスタをオン，オフし
て出力電圧をPWM制御する。
圧指令vu ＊と搬送部vcとを比較し、上下（P,N）のトラ
ンジスタをオン，オフする期間を制御するPWM信号
（UP0,UN0）を出力する（第13図（ａ），（ｂ））。さ
らにオンデレイ部３により上下トランジスタの短絡を防
ぐため、両トランジスタがオフとなるオンデレイ期間Td
を上記PWM信号に考慮したPWM信号（UP,UN）を出力する
（第13図（ｃ））。そして、このPWM信号に基づいてベ
ースドライブ回路４によりトランジスタをオン，オフし
て出力電圧をPWM制御する。
しかし、上記のようにオンデレイを設けているため
に、その期間Tdは上下トランジスタはオフしているが、
トランジスタと並列に設けられたフライホイールダイオ
ードを介して電流が流れる。これにより、インバータ出
力端電位は負荷側の出力電流方向によつて定まり、正の
出力電流では負の電位に、逆に負の出力電流では正の電
位となる。すなわち、第13図（ｅ）のようにオンデレイ
間の電圧は出力電流inに対して逆電圧となり、インバー
タの出力電圧は第13図（ｄ）となる。これは理想とする
第13図（ｂ）のPWM波形に対して、逆電圧分だけの誤差
を生じ（その誤差をオンデレイ電圧降下と呼ぶ）、出力
電圧の低下や電流歪を発生する。また、オンデレイ期間
の逆電圧によつてインバータ出力電圧の振幅や位相が変
化するため、電動機の乱調の発生原因にもなつている。
に、その期間Tdは上下トランジスタはオフしているが、
トランジスタと並列に設けられたフライホイールダイオ
ードを介して電流が流れる。これにより、インバータ出
力端電位は負荷側の出力電流方向によつて定まり、正の
出力電流では負の電位に、逆に負の出力電流では正の電
位となる。すなわち、第13図（ｅ）のようにオンデレイ
間の電圧は出力電流inに対して逆電圧となり、インバー
タの出力電圧は第13図（ｄ）となる。これは理想とする
第13図（ｂ）のPWM波形に対して、逆電圧分だけの誤差
を生じ（その誤差をオンデレイ電圧降下と呼ぶ）、出力
電圧の低下や電流歪を発生する。また、オンデレイ期間
の逆電圧によつてインバータ出力電圧の振幅や位相が変
化するため、電動機の乱調の発生原因にもなつている。
このオンデレイ電圧降下の補償方法が例えば特開昭60
−118082号公報において論じられている。この補償原理
はオンデレイ回路によつてPWMの立上りのパルスが第13
図（ｃ）のようにTd時間削られる分を、あらかじめPWM
原信号のパルス幅に補正することで、オンデレイによる
電圧降下を補償するものである。第14図は補償方式のブ
ロツク図であり、オンデレイ補償回路51,52はPWM原信号
UP0を共通入力とし、補償回路51は入力UP0に対してその
立上りをオンデレイ時間だけ遅らせた出力を得、また、
補償回路52は入力UP0に対してその立上りをオンデレイ
時間だけ遅らせた出力を得る。
−118082号公報において論じられている。この補償原理
はオンデレイ回路によつてPWMの立上りのパルスが第13
図（ｃ）のようにTd時間削られる分を、あらかじめPWM
原信号のパルス幅に補正することで、オンデレイによる
電圧降下を補償するものである。第14図は補償方式のブ
ロツク図であり、オンデレイ補償回路51,52はPWM原信号
UP0を共通入力とし、補償回路51は入力UP0に対してその
立上りをオンデレイ時間だけ遅らせた出力を得、また、
補償回路52は入力UP0に対してその立上りをオンデレイ
時間だけ遅らせた出力を得る。
電流極性検出器６はインバータ出力電流の極性を検出
し、正極性であれば補償回路51の出力をオンデレイ回路
３の入力とし、また、逆極性であれば補償回路52の出力
をオンデレイ回路３とする。
し、正極性であれば補償回路51の出力をオンデレイ回路
３の入力とし、また、逆極性であれば補償回路52の出力
をオンデレイ回路３とする。
これにより、出力電流極性に依存して発生するオンデ
レイ電圧降下を補償するようにしている。
レイ電圧降下を補償するようにしている。
上記従来技術はオンデレイ補償回路において、PWM信
号のパルス幅の補正時間Taは一般にTa≒Tdとした固定値
が設定される。
号のパルス幅の補正時間Taは一般にTa≒Tdとした固定値
が設定される。
ところで、実際に誤差電圧を発生する時間T0は（１）
式で示すように、オンデレイ設定値Tdからスイツチ素子
のターンオフタイムToffとターンオンタイムTonを考慮
した値になる。
式で示すように、オンデレイ設定値Tdからスイツチ素子
のターンオフタイムToffとターンオンタイムTonを考慮
した値になる。
T0＝Td−Toff＋Ton …（１） ここで使用するスイツチ素子のToff,Tonの特性が電流
によつて変化しないか、または同じ方向で変化するもの
であればオンデレイ補正時間Ta（＝T0）を一定に設定し
ても問題がない。しかし、特にトランジスタの場合には
スイツチング特性が第15図に示されるように、低電流に
なるに従いTonに比べToffが大きくなる。そのため、低
電流では誤差電圧の発生時間T0が小さくなり、オンデレ
イ補償時間Taを一定に設定していたのでは、補償電圧が
過大となる。これにより、特に低周波数，軽負荷で電動
機を駆動したときには、電動機の電圧指令vu ＊よりもオ
ンデレイ補償電圧の方が大きくなるため、補償電圧の過
補償は電動機の過電流につながり問題となる。さらに出
力電流の変極点近傍では第９図に示すように誤差電圧に
対して補償電圧が過大となり、電流のはね上りが発生
し、正弦波に対して波形歪が生じ、これによつてトルク
の脈動が発生するといつた問題がある。
によつて変化しないか、または同じ方向で変化するもの
であればオンデレイ補正時間Ta（＝T0）を一定に設定し
ても問題がない。しかし、特にトランジスタの場合には
スイツチング特性が第15図に示されるように、低電流に
なるに従いTonに比べToffが大きくなる。そのため、低
電流では誤差電圧の発生時間T0が小さくなり、オンデレ
イ補償時間Taを一定に設定していたのでは、補償電圧が
過大となる。これにより、特に低周波数，軽負荷で電動
機を駆動したときには、電動機の電圧指令vu ＊よりもオ
ンデレイ補償電圧の方が大きくなるため、補償電圧の過
補償は電動機の過電流につながり問題となる。さらに出
力電流の変極点近傍では第９図に示すように誤差電圧に
対して補償電圧が過大となり、電流のはね上りが発生
し、正弦波に対して波形歪が生じ、これによつてトルク
の脈動が発生するといつた問題がある。
本発明の目的は、PWM電圧制御におけるオンデレイ補
償を適切に行うことにより、過大電流や脈動トルクが発
生しない電動機駆動用のPWMインバータを提供すること
にある。
償を適切に行うことにより、過大電流や脈動トルクが発
生しない電動機駆動用のPWMインバータを提供すること
にある。
上記目的を達成するために、インバータ出力電流の極
性と大きさ（振幅値）を検出し、オンデレイ補償回路に
おけるPWMパルス幅の補正時間を電流の大きさによつて
変えるようにしたものである。
性と大きさ（振幅値）を検出し、オンデレイ補償回路に
おけるPWMパルス幅の補正時間を電流の大きさによつて
変えるようにしたものである。
また、上記目的を達成するためにインバータ出力電流
の位相を検出し、オンデレイ補償回路におけるPWMパル
ス幅の補正時間を位相の大きさによつて変えるようにし
たものである。
の位相を検出し、オンデレイ補償回路におけるPWMパル
ス幅の補正時間を位相の大きさによつて変えるようにし
たものである。
本発明におけるオンデレイ補償は、PWM電圧制御のパ
ルス幅期間を補正する。その補正時間Taはインバータ主
回路のスイツチ素子の特性に合せて出力電流の振幅値に
対応して大きさが変化する。したがつて、低周波数，低
電流の状態でもインバータの誤差電圧とオンデレイ補正
電流は一致するので電流の過剰や波形歪が生じることが
ない。
ルス幅期間を補正する。その補正時間Taはインバータ主
回路のスイツチ素子の特性に合せて出力電流の振幅値に
対応して大きさが変化する。したがつて、低周波数，低
電流の状態でもインバータの誤差電圧とオンデレイ補正
電流は一致するので電流の過剰や波形歪が生じることが
ない。
また、出力電流の位相θＣよりオンデレイ補償する手
段によれば、出力電流の変極点0,180度位相近傍におい
て、PWMパルス補正時間Taが変化する。これによつて、
電流変極点近傍でのオンデレイ過補償に伴う波形歪が解
消される。
段によれば、出力電流の変極点0,180度位相近傍におい
て、PWMパルス補正時間Taが変化する。これによつて、
電流変極点近傍でのオンデレイ過補償に伴う波形歪が解
消される。
以下、本発明の一実施例を説明する。第１図はPWM電
圧制御形インバータのPWM制御回路の１相分の要部を示
す。ここでオンデレイ補償回路51,52はPWM発生器２の電
圧指令vu ＊と搬送波vCによるパルス幅変調により得るPW
M波形原信号UP0を共通入力とし、そして、両回路からの
PWM出力信号UPaはインバータ出力電流極性検出器６から
の極性に応じて選択される。さらに、そのPWM信号はオ
ンデレイ回路３によつて主回路スイツチ素子の短絡防止
を考慮したPWM信号UP,UNを作成し、そのPWM信号に基づ
きドライブ回路４よりスイツチング素子を動作させる。
以上の構成は前記した第12図の従来例と同一である。本
発明はさらにオンデレイ補償回路51,52のオンデレイ補
正時間Taをインバータ出力電流の大きさに応じて変化さ
せるため、絶対値回路７により出力電流iuの絶対値|iu|
を検出し、その|iu|の入力の大きさに応じて関数器８か
らオンデレイ補正時間Taを出力する。ここで、関数器８
のTaはインバータ主回路スイツチ素子の出力電流（コレ
クタ電流IC）とTon,Toffの関係からなるスイツチング特
性及びオンデレイ回路で設定するオンデレイ時間Tdに基
づく（２）式の関数とする。
圧制御形インバータのPWM制御回路の１相分の要部を示
す。ここでオンデレイ補償回路51,52はPWM発生器２の電
圧指令vu ＊と搬送波vCによるパルス幅変調により得るPW
M波形原信号UP0を共通入力とし、そして、両回路からの
PWM出力信号UPaはインバータ出力電流極性検出器６から
の極性に応じて選択される。さらに、そのPWM信号はオ
ンデレイ回路３によつて主回路スイツチ素子の短絡防止
を考慮したPWM信号UP,UNを作成し、そのPWM信号に基づ
きドライブ回路４よりスイツチング素子を動作させる。
以上の構成は前記した第12図の従来例と同一である。本
発明はさらにオンデレイ補償回路51,52のオンデレイ補
正時間Taをインバータ出力電流の大きさに応じて変化さ
せるため、絶対値回路７により出力電流iuの絶対値|iu|
を検出し、その|iu|の入力の大きさに応じて関数器８か
らオンデレイ補正時間Taを出力する。ここで、関数器８
のTaはインバータ主回路スイツチ素子の出力電流（コレ
クタ電流IC）とTon,Toffの関係からなるスイツチング特
性及びオンデレイ回路で設定するオンデレイ時間Tdに基
づく（２）式の関数とする。
Ta（IC）＝Td−Toff（IC）＋Ton（IC） …（２） 例えば、第15図で示すトランジスタを用いた場合にお
ける、オンデレイ補正時間Taの特性を求めると概略的に
第２図となり、コレクタ電流ICが小さくなるに従いTaも
小さくなる。これは一般のトランジスタでも同様な傾向
を示す。
ける、オンデレイ補正時間Taの特性を求めると概略的に
第２図となり、コレクタ電流ICが小さくなるに従いTaも
小さくなる。これは一般のトランジスタでも同様な傾向
を示す。
なお、関数器８の設定においては（２）式のような関
数式でもよいが、第２図の特性曲線をあらかじめテーブ
ル化してもよい。
数式でもよいが、第２図の特性曲線をあらかじめテーブ
ル化してもよい。
次にオンデレイ補償法の動作を第３図より説明する。
ここでは代表して出力電流が正極性の場合について述べ
る。したがつて、オンデレイ補償回路は51が選択され、
オンデレイ補正時間TaはPWM原信号の立下り時間がTa時
間だけ長くなる（第３図（ｃ））。そのTaの時間は出力
電流の大きさIC1,IC2,IC3…の大さに応じたTa1,Ta2,Ta3
…が設定される。そして、オンデレイ回路３においては
インバータ主回路の上下トランジスタP,Nをオン，オフ
するPWM信号を作成すると共に、短絡防止のためのオン
デレイ時間Td（デツトタイム）がPWMパルス立上り点か
ら差し引かれ（第３図（ｄ））、このPWM信号UP,UNに基
づいてトランジスタをスイツチング動作させ、出力電圧
をPWM制御する。この時のＵ相のPWM出力電圧波形はトラ
ンジスタのターンオン，ターンオフタイムTon,Toffの遅
れを考慮すると第３図（ｅ）となり、これは第３図
（ｂ）のPWM原信号UP0と略一致した波形となる。すなわ
ち、それはＰとＮ側のトランジスタが同時にオフになる
時間T0（＝Td−Toff＋Ton）において逆電圧の誤差電圧
が発生するが、PWMのオン時間をT0と略等しいTa時間長
くして誤差電圧に相当した電圧を補償した結果である。
ここでは代表して出力電流が正極性の場合について述べ
る。したがつて、オンデレイ補償回路は51が選択され、
オンデレイ補正時間TaはPWM原信号の立下り時間がTa時
間だけ長くなる（第３図（ｃ））。そのTaの時間は出力
電流の大きさIC1,IC2,IC3…の大さに応じたTa1,Ta2,Ta3
…が設定される。そして、オンデレイ回路３においては
インバータ主回路の上下トランジスタP,Nをオン，オフ
するPWM信号を作成すると共に、短絡防止のためのオン
デレイ時間Td（デツトタイム）がPWMパルス立上り点か
ら差し引かれ（第３図（ｄ））、このPWM信号UP,UNに基
づいてトランジスタをスイツチング動作させ、出力電圧
をPWM制御する。この時のＵ相のPWM出力電圧波形はトラ
ンジスタのターンオン，ターンオフタイムTon,Toffの遅
れを考慮すると第３図（ｅ）となり、これは第３図
（ｂ）のPWM原信号UP0と略一致した波形となる。すなわ
ち、それはＰとＮ側のトランジスタが同時にオフになる
時間T0（＝Td−Toff＋Ton）において逆電圧の誤差電圧
が発生するが、PWMのオン時間をT0と略等しいTa時間長
くして誤差電圧に相当した電圧を補償した結果である。
したがつて、本実施例によればオンデレイに伴う特に
低電流時においての出力電圧降下及び出力電流の波形歪
を防止できる効果がある。
低電流時においての出力電圧降下及び出力電流の波形歪
を防止できる効果がある。
次に本発明の変形例を第４図により説明する。前記本
発明一実施例を異なるところは、オンデレイ回路３にお
けるオンデレイ時間Tdの設定を、関数器９によりインバ
ータ出力電流の大きさに応じて変化させるようにしたこ
とにある。ここで関数器９のTdは第15図で示すようなイ
ンバータ主回路のスイツチ素子のスイツチング特性（IC
−Ton,Toff）と短絡防止時間Ta0より決定され、その関
数式は（３）式で示される。
発明一実施例を異なるところは、オンデレイ回路３にお
けるオンデレイ時間Tdの設定を、関数器９によりインバ
ータ出力電流の大きさに応じて変化させるようにしたこ
とにある。ここで関数器９のTdは第15図で示すようなイ
ンバータ主回路のスイツチ素子のスイツチング特性（IC
−Ton,Toff）と短絡防止時間Ta0より決定され、その関
数式は（３）式で示される。
Td（IC）＝Ta0＋Toff（IC）−Ton（IC） …（３） なお、オンデレイ補償回路51,52における、オンデレ
イ補正時間Taは短絡防止時間Ta0を固定値で設定する。
イ補正時間Taは短絡防止時間Ta0を固定値で設定する。
以上の構成によれば、使用するスイツチ素子のスイツ
チング特性に基づいて、オンデレイ時間Tdが設定される
ため、第５図中斜線部における時間（Toff−Ton）は実
機スイツチ素子のスイツチング遅れ時間が相殺されるた
め誤差電圧は発生せず、最小限に設定した短絡防止時間
Ta0で誤差電圧が発生する。しかし、その電圧分は前段
階のオンデレイ補償回路51,52で補償するよう設定され
ているので、誤差電圧による電圧降下は生じない。
チング特性に基づいて、オンデレイ時間Tdが設定される
ため、第５図中斜線部における時間（Toff−Ton）は実
機スイツチ素子のスイツチング遅れ時間が相殺されるた
め誤差電圧は発生せず、最小限に設定した短絡防止時間
Ta0で誤差電圧が発生する。しかし、その電圧分は前段
階のオンデレイ補償回路51,52で補償するよう設定され
ているので、誤差電圧による電圧降下は生じない。
本発明によれば、インバータ主回路のスイツチ素子の
電流−スイツチング応答時間特性に合せてオンデレイ設
定時間を変化させるため、出力電流の大きさに対して誤
差電圧が一定となるという効果がある。
電流−スイツチング応答時間特性に合せてオンデレイ設
定時間を変化させるため、出力電流の大きさに対して誤
差電圧が一定となるという効果がある。
次に本発明の他の実施例を第６図により説明する。前
記本発明の一実施例と異なるところは、インバータ出力
電流の位相検出器10及び関数器11により、オンデレイ補
償回路51におけるオンデレイ補正時間Taを出力電流位相
に応じて変化させることにある。ここで、関数器11の入
出力の特性は第傑７図あるいは第８図のような形で設定
し、どちらも位相θＣが零や180度近傍においてTaを変
化させるようにしており、第７図は連続的に第８図はス
テツプ的にTaを変化させ、位相が90゜及び270゜におい
てTaの絶対値が最大となるように設定されている。
記本発明の一実施例と異なるところは、インバータ出力
電流の位相検出器10及び関数器11により、オンデレイ補
償回路51におけるオンデレイ補正時間Taを出力電流位相
に応じて変化させることにある。ここで、関数器11の入
出力の特性は第傑７図あるいは第８図のような形で設定
し、どちらも位相θＣが零や180度近傍においてTaを変
化させるようにしており、第７図は連続的に第８図はス
テツプ的にTaを変化させ、位相が90゜及び270゜におい
てTaの絶対値が最大となるように設定されている。
本発明の基動動作は第１図と同一であるが特に出力電
流の変極点近傍（例えば±10度,180±10度以内）でのオ
ンデレイ補償を簡易的に実現でき、また前記発明のよう
に出力電流の正確が値がわからなくても補償できるとい
う効果がある。
流の変極点近傍（例えば±10度,180±10度以内）でのオ
ンデレイ補償を簡易的に実現でき、また前記発明のよう
に出力電流の正確が値がわからなくても補償できるとい
う効果がある。
また、第９図は本発明の他の実施例を示す。前記、第
６図の発明と異なるところは、インバータ出力電流の位
相検出信号θＣに基づき、その変極点から極性判別し、
オンデレイ補償回路51,52の出力を選択すると共に、位
相θＣを入力とする関数器12からの出力Tdにより、オン
デレイ回路３のオンデレイ時間Tdを設定するものであ
る。ここで、関数器12の入出力特性は第10図あるいは第
11図のような形で設定し、どちらも位相θＣが零や180
度近傍においてTdが大きく、90及び270度において最小
のオンデレイ時間Td0とし、第10図は連続的に、第11図
はステツプ的にTdがθＣに対して変化する。
６図の発明と異なるところは、インバータ出力電流の位
相検出信号θＣに基づき、その変極点から極性判別し、
オンデレイ補償回路51,52の出力を選択すると共に、位
相θＣを入力とする関数器12からの出力Tdにより、オン
デレイ回路３のオンデレイ時間Tdを設定するものであ
る。ここで、関数器12の入出力特性は第10図あるいは第
11図のような形で設定し、どちらも位相θＣが零や180
度近傍においてTdが大きく、90及び270度において最小
のオンデレイ時間Td0とし、第10図は連続的に、第11図
はステツプ的にTdがθＣに対して変化する。
この基本動作は第４図と同一であるが、特に出力電流
の変極点近傍（例えば±10度,180±10度以内）において
のオンデレイ補償が簡易的にでき、出力電流の大きさに
対して誤差電圧を略一定にすることができるという効果
がある。
の変極点近傍（例えば±10度,180±10度以内）において
のオンデレイ補償が簡易的にでき、出力電流の大きさに
対して誤差電圧を略一定にすることができるという効果
がある。
なお、上述した発明では、出力電流の極性と大きさ及
び位相をインバータ各相の出力電流から直接検出するよ
うなブロツク図で示したが、出力電流には一般にPWM電
圧制御に伴う高調波成分が基本波に重畳すること、及び
瞬時値を扱うこと等から誤動作の懸念がある。そこで出
力電流の基本波成分を以下に示すようにして検出し、こ
れに基づいて、本発明を実施してもよい。
び位相をインバータ各相の出力電流から直接検出するよ
うなブロツク図で示したが、出力電流には一般にPWM電
圧制御に伴う高調波成分が基本波に重畳すること、及び
瞬時値を扱うこと等から誤動作の懸念がある。そこで出
力電流の基本波成分を以下に示すようにして検出し、こ
れに基づいて、本発明を実施してもよい。
例えば三相インバータによる電動機運転時の１次電流
の基本波成分を精度良く検出する方法としては、（４）
式により固定子座標から回転子座標（ｄ−ｑ直交座標）
に変換することで、交流量を直流量として検出できる。
したがつてこれに基づき基本波の大きさ、並びに位相は
次式より求めることができる。
の基本波成分を精度良く検出する方法としては、（４）
式により固定子座標から回転子座標（ｄ−ｑ直交座標）
に変換することで、交流量を直流量として検出できる。
したがつてこれに基づき基本波の大きさ、並びに位相は
次式より求めることができる。
ここに、θ：電圧位相θｓ−90゜ これより、電流の大きさI1,位相θＣは として得られる。
また、本発明の実施例では、パワートランジスタをイ
ンバータ主回路のスイツチ素子の使用例として説明した
が、他のスイツチ素子（GTO,FET,IGBT等）においても同
様にこれらのスイツチング特性を本発明の関数器8,9,1
1,12に考慮して、オンデレイ補償時間あるいはオンデレ
イ時間を電流あるいは電流位相に応じて変化させても本
発明と同様な効果が得られることはもちろんである。
ンバータ主回路のスイツチ素子の使用例として説明した
が、他のスイツチ素子（GTO,FET,IGBT等）においても同
様にこれらのスイツチング特性を本発明の関数器8,9,1
1,12に考慮して、オンデレイ補償時間あるいはオンデレ
イ時間を電流あるいは電流位相に応じて変化させても本
発明と同様な効果が得られることはもちろんである。
本発明によれば、PWM電圧制御形インバータにおける
オンデレイ電圧降下を出力電流の状態に応じて補償する
ことにより、特に低周波数や軽負荷での過大電流や電流
歪及び脈動トルクが防止できるという効果がある。
オンデレイ電圧降下を出力電流の状態に応じて補償する
ことにより、特に低周波数や軽負荷での過大電流や電流
歪及び脈動トルクが防止できるという効果がある。
第１図は本発明の一実施例を示すブロツク図、第２図は
関数器の特性図、第３図は本発明の動作の説明図、第４
図は他の実施例を示すブロツク図、第５図は関数器の特
性図、第６図は他の実施例を示すブロツク図、第７図，
第８図は関数器の特性図、第９図は他の実施例を示すブ
ロツク図、第10図，第11図は関数器の特性図、第12図は
従来のPWM制御ブロツク図、第13図はその動作説明図、
第14図は従来技術のオンデレイ補償のブロツク図、第15
図はトランジスタのスイツチング特性図、第16図は従来
オンデレイ補償による動作説明図である。 ３……オンデレイ回路、51,52……オンデレイ補償回
路、8,9,11,12……関数器。
関数器の特性図、第３図は本発明の動作の説明図、第４
図は他の実施例を示すブロツク図、第５図は関数器の特
性図、第６図は他の実施例を示すブロツク図、第７図，
第８図は関数器の特性図、第９図は他の実施例を示すブ
ロツク図、第10図，第11図は関数器の特性図、第12図は
従来のPWM制御ブロツク図、第13図はその動作説明図、
第14図は従来技術のオンデレイ補償のブロツク図、第15
図はトランジスタのスイツチング特性図、第16図は従来
オンデレイ補償による動作説明図である。 ３……オンデレイ回路、51,52……オンデレイ補償回
路、8,9,11,12……関数器。
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02M 7/42 - 7/98
Claims (3)
- 【請求項１】可変周波数，可変電圧の交流を出力するPW
M制御のインバータであって、該インバータスイッチ素
子の短絡を防止するオンデレイ（デッドタイム）によっ
て発生する電圧降下を補償するオンデレイ補償回路にお
いて、PWM波形信号のパルス幅をインバータ出力電流の
大きさ、あるいは該出力電流の位相に応じて修正するよ
うにしたことを特徴とするパルス幅変調形インバータの
制御方法。 - 【請求項２】特許請求の範囲第１項において、前記修正
手段をインバータスイッチ素子のスイッチング特性（タ
ーンオン，ターンオフタイム等）に基づいてパルス幅を
修正するようにしたことを特徴とするパルス幅変調形イ
ンバータの制御方法。 - 【請求項３】可変周波数，可変電圧の交流を出力するPW
M制御インバータであって、該インバータのスイッチ素
子の短絡を防止するオンデレイ回路において、PWM波形
信号のオンデレイ時間（Td）を、インバータスイッチ素
子の電流−スイッチング応答時間特性に基づいて変化さ
せるようにしたことを特徴とするパルス幅変調形インバ
ータの制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1302180A JP2922941B2 (ja) | 1989-11-22 | 1989-11-22 | パルス幅変調形インバータの制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1302180A JP2922941B2 (ja) | 1989-11-22 | 1989-11-22 | パルス幅変調形インバータの制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03164071A JPH03164071A (ja) | 1991-07-16 |
| JP2922941B2 true JP2922941B2 (ja) | 1999-07-26 |
Family
ID=17905896
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1302180A Expired - Lifetime JP2922941B2 (ja) | 1989-11-22 | 1989-11-22 | パルス幅変調形インバータの制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2922941B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4760118B2 (ja) * | 2005-05-13 | 2011-08-31 | 日産自動車株式会社 | 電動機の制御装置 |
| JP5621960B2 (ja) * | 2010-03-12 | 2014-11-12 | 株式会社リコー | モータ駆動装置、および画像形成装置 |
| JP5316514B2 (ja) | 2010-11-02 | 2013-10-16 | 株式会社日本自動車部品総合研究所 | 電力変換装置 |
| JP2019140804A (ja) | 2018-02-09 | 2019-08-22 | オムロン株式会社 | モータ制御装置 |
-
1989
- 1989-11-22 JP JP1302180A patent/JP2922941B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03164071A (ja) | 1991-07-16 |
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