JPH0496654A - サイクロコンバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は、サイクロコンバータ装置に係り、特に多段縦
続接続された電力変換装置を非対称制御するサイクロコ
ンバータ装置に関する。

（従来の技術） 従来のサイクロコンバータ装置として第６図に示すよう
な同期電動機を駆動する二段縦続循環電流形サイクロコ
ンバータが用いられている。

このサイクロコンバータは、負極性の電流を流す負群コ
ンバータ２３．２４と正極性の電流を流す正群コンバー
タ２５．２６がそれぞれ二段縦続に接続され、これらの
正群コンバータと負群のコンバータは変圧器２１．２２
により絶縁され循環電流を抑制するりアクドルとでＵ相
の変換器が構成される。■。

Ｗ相の変換器も同様に構成され、３相の出力が同期電動
機８に接続されて主回路を構成している。

これらの正群コンバータと負群コンバータはりアクドル
を介して適度な循環電流を維持するように、はゾ同じ電
圧を出力してその２つの平均電圧が電動機８に与えられ
る。また任意の周波数の正弦波電流が各相ごとに位相差
１２０°になるように制御信号が与えられ、電動機の運
転速度を任意に可変するものである。

このような主回路構成を備えたサイクロコンバータ装置
は、種々の用途に適用されるが、第４図（ａ）に示す同
期電動機のベクトル制御に適用された例について説明す
る。

この種の同期電動機のベクトル制御については、例えば
Ｂ、に、Ｂｏｓｅ著“ＰＯＷＥＲＥ％ＥＣＴＲ０ＮＩＣ
５ＡＮＤ　ＡＣＤＲＩＶＥＳ”　　第８章第２節等に詳
述されているので、ここでは簡単に説明する。

速度制御部１は速度基準ω？と速度フィードバックω２
の偏差に応じてトルク指令Ｔ−を発生し、固定子磁束ψ
８で除算され、固定子電流のトルク成分電流基準ＩＴ員
を発生する。磁束基準発生器２は速度の関数として、磁
束基準ψ８″ｌを出力し、検出された実磁束ψＳとの磁
束制御ループにより、磁化電流基準ニーを発生させて、
所定のψ８を確立する。固定子の磁束成分電流基準■−
は、界磁電流Ｉｆと磁化電流エヨとの角度すからＩ　Ｈ
”＝　Ｉ　−−Ｉ　１　ｃｏｓｙにより演算される。

ＩＴ′及びＩＨ′は、座標変換器４により静止基準ｄ８
−ｑｓ座標軸に変換され、さらに２相３相変換部５によ
り３相電流基準１　ａ”ｖ　１　ｂ”＋　ｌ　Ｃ”に変
換される。

またここで用いもれる単位ベクトル（ｓｉｎα　および
ＣＯ８α）固定子磁束ψｇ、、ｃｏｓｙ　　は電動機に
流れる３相の電流ｉａ＋　ｉｂ＋　ｉｃと位置センサ７
からエンコーダ６を通して得られる単位ベクトル（ｓｉ
ｎθ８およびｃｏｓθｅ）を入力とする第４図（ｂ）に
示すような制御ブロックにより演算される。このブロッ
クについての詳細説明は本発明と直接関係せず、公知な
ので省略する。

３相の電流基準１ａ’＋　１ｂ’＋　ｌ♂からサイクロ
コンバータ主回路部へ制御信号を出力するまでの構成を
第５図に示す。

各電流基準とフィードバックは電流制御部１０によりそ
れぞれ比較され偏差に応じた出力が各相の出力電圧基準
ＥＵ＋　ＥＶ＋　Ｅｖとなる。これらの電圧基準は電圧
出力変換部１１により、それに対応した出力電圧を発生
する位相角の制御信号に変換される。この場合、２段縦
続された主回路部１２（第６図参照）の各変換器バンク
毎に分離されて出力される。例えばＵ相の場合は一段目
の変換器出力電圧基準Ｕ　Ｉ　Ｓとして、−段目正群コ
ンバータ２６及び−段目負群コンバータ２４へ制御信号
Ｕ　Ｉ　Ｓ　ＡとＵ□８８が各々与えられる。また二段
目の変換器出力電圧基準Ｕ２ｓとして、二段目正群コン
バータ２５と二段目負群コンバータ２３へ制御信号Ｕ２
ｓＡ。

Ｕ２８Ｂが出力される。

次に電圧出力変換部１１で行なわれる非対称制御につい
て説明する。第７図は出力電圧基準ＥＵが入力され、Ｕ
相の一段目の正群及び負群コンバータの出力電圧基準Ｕ
　ｉｓ　（Ｕ　ｉｓ＾＋　ＵｌｓＢ）と二段目の正群及
び負群コンバータの出力電圧基準Ｕ２８（Ｕ、ｓ＾ｒ　
Ｕ２１１Ｂ）が非対称制御された波形を示しており、第
８図にはその非対称制御を実現する演算制御のフローチ
ャートを示している。すなわち、二段縦続接続されたＵ
相変換器の一方の変換器が最大電圧Ｅａに固定され、Ｕ
相変換器の総出方電圧がＥＬＩになるべく他方の変換器
の出方電圧が制御される。

すなわち、Ｅｖ〉０の時、 Ｕｉ、＝　Ｅα Ｕ２３＝Ｅｓｉｎθ−Ｅ。

また、ＥＵ≦０の時 ＵＩＳ＝Ｅｓｉｎθ＋Ｅ、ｘ Ｕ２ｓ＝−Ｅｆｆ ただし１Ｅｓｉｎθ　≦２Ｅｆｆ Ｅαは変換器出力最大電圧を示す。（Ｅα〉０）このよ
うに電圧基準を与えることで出力電圧は正弦波となる。

以上のような非対称制御を用いると、いずれが一方の変
換器は常に入力力率のよい最大電圧で固定されるので、
−段目、二段目とも同じ正弦波出力電圧を与える対称制
御に比較して入力側の電源力率を向上させることができ
る。

（発明が解決しようとする課題） しかしながら、上述従来の非対称制御によるサイクロコ
ンバータ装置は、低電圧出力時における逆変換側の転流
を安全に行なうために変換器に入力されるトランスの２
次電圧を高く設定する必要があり、これによる力率の低
下で相殺されるという問題がある。以下、このことにつ
いて詳述する。

第９図は、同期電動機が力率＝１で低電圧で駆動される
場合の各変換器出力の電圧、電流波形図である。

この図から明らかなうに、低電圧運転の場合、一方の変
換器が最大電圧Ｅαを出力するので他方の変換器がそれ
ぞれ打消す逆電圧を出力し、総合出力電圧ＥＵとして低
電圧が出力される。ここで力率＝１の負荷電流Ｉｕが流
れると、各変換器は図示のように半サイクル毎に最大電
圧Ｅ。に近い出力電圧の逆変換モードで運転される。従
って、このときの最大電流が安全に転流できるようにト
ランスの２次電圧が決定される。

一方、転流時の重なり角Ｕは（ト）式となることが知ら
れている。

但し、αは制御位相角 ωＬ０は転流リアクタンス Ｉｄは出力電流 ■はトランスの２次電圧 また、逆変換時に安全に転流するために必要な最少進み
角β（以後βリミット）は■式となることが知られてい
る。

β＝Ｕ＋γ　　　　　　　　　・・・■但し、γは制御
素子のターンオフ角より大きい転流余裕角、上記０式か
ら、重なり角Ｕは、制御位相角α、出力電流Ｉｄによっ
て変化し、最大逆電圧を出力し、最大電流が流れたとき
の値で決定される。従って、このときの重なり角ｕ　＋
ａａＸに転流余裕角γを加算した値がβリミットとして
設定され、このβリミットにおいて最大逆電圧を出力す
ることの可能な２次電圧としなければならない。

このため、トランスの２次電圧を対称制御に比べ高くし
なければならず、その分だけ力率が低下し、非対称制御
による力率の向上という特徴を充分に活かすことができ
ない。

本発明は、上記の問題に鑑みてなされたもので、同期電
動機を低電圧で駆動する場合においても、トランスの２
次電圧を高くすることなく、非対称制御の特徴を充分に
活かし高力率の運転の可能なサイクロコンバータ装置を
提供することを目的とする。

〔発明の構成〕

（課題を解決するための手段） 本発明は、上記目的を達成するため、各相毎に可逆に相
電圧を出力する縦続接続された変換器と、各相電圧の極
性に応じ、一方の変換器の出方電圧を定電圧に保つと共
に、他方の変換器の出力電圧を該相電圧が正弦波になる
ように各相毎に制御する非対称制御手段を備えた装置に
おいて、相電圧の振幅に応じてβリミットを変えると共
に上記定電圧の値を変える補償手段を設は低電圧運転が
必要な場合でもトランスの２次電圧を高くすることなく
高力率運転を可能にしたサイクロコンバータ装置である
。

（作用） い値にし、低電圧高力のときでもトランスの２次電圧を
高くすることなく安全に転流できるように作用する。

（実施例） 本発明の主要部の一実施例を第１図に示すにの実施例は
、第５図の電圧出力変換部１１の内部に設けられた非対
称制御機能の一部に、出力電圧基準の振幅に応じてβリ
ミットを切換えると共に非対称固定側電圧Ｅαをβリミ
ットの切換えに応じて可変制御する補償機能を設けたも
のである。

すなわち、出力電圧基準の給体値ＩＥυ１と一定の電圧
ｖ５Ｉの大小関係を判定する比較手段６１と、１Ｅｕｌ
＞Ｖ、ｚでないときβ＝βｘｐｌＥｕｌ＞Ｖａのときβ
＝β２とするβリミット決定手段６２．６３を設けると
共に、上記βリミット決定手段で決定されたβリミット
を用いて非対称固定側電圧Ｅｔｚを決定する演算手段６
４が新に設けられている。この場合、β１は出力電圧Ｅ
（Ｖａ）の逆変換時に安全に転流できる値とし、β２は
最大出力電圧Ｅ、□を発生した逆変換時に安全に転流で
きる値に０式の関係で設定される。

β、〉β２　　　　　　　　　　・・・（３）従って、
β４．β２において安全に転流できる最大電圧は（イ）
式のようになる。

但し、■はトランスの２次電圧、 上記に）式から（ハ）式の関係が得られる。

Ｅ　（Ｖ（り　＝　ＰリニＥ、ａｘ　　　　　・■ｃｏ
ｓβ２ これにより、出力電圧基準Ｅυの給体値が一定の電圧Ｖ
α以下の低電圧のとき、βリミットはβ□が選択される
と共に非対称固定側電圧Ｅ。はＥ（Ｖａ）となり、トラ
ンスの２次電圧を高くすることなく安全に転流させるこ
とが可能となる。

また、このようなサイクロコンバータを用いて同期電動
機を駆動する場合の電圧と速度の関係は、第２図ｖｓＭ
に示す特性となる。この特性ｖｓＭは界磁制御を行なう
場合の例で、速度ＮＢ以下では界磁一定で速度と電圧は
比例関係となる。従って、サイクロコンバータの出力電
圧がＥ（Ｖよ）に対応する速度Ｎ（Ｖａ）の速度信号で
βリミットの切換えを行なうことができる。

第３図は、本発明を用いて非対称制御を行なった場合の
各バンクの出力電圧、電流の波形例を示したものである
。同図において、ＥＵＬは速度Ｎ（Ｖａ）以下における
低電圧の出力電圧、ＥＬＩＨはＮ（Ｖａ）を越える速度
における出力電圧を示し、ＥｘｌＪＬｓ　ＥｌｌＪＨ及
びＥ　ＺＬＩＬｙ　Ｅ　２１Ｊ）ｌは１バンク及び２バ
ンクにおけるそれぞれの速度のときの出力電圧波形を示
したものである。

このように、低電圧領域では半サイクル期間中逆変換動
作が行なわれるのでβリミットを大きくすると共に、非
対称固定側電圧を低く押え、そのβリミットで十分相殺
可能とし、また、高電圧領域では逆変換動作領域が狭く
なり、この領域で転流する電流値は最大ピーク値に対し
小さくなるのでβリミットを小さくすると共に非対称固
定側電圧を高くして安全ｔこ転流させることができる。

なお、上記実施例では２つのβリミットを切換える例で
説明したが、出力電圧基準あるいは速度信号に応じ連続
的に可変にすることもできる。また、本発明は、循環電
流方式に限らず、非循環電流形のサイクロコンバータに
も適用することができる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、非対称制御によるサイクロコンバータ
を低電圧で運転する場合でもトランスの２次電圧を高く
する必要がなくなり、非対称制御の特徴を充分に活かし
た高力率運転の可能なサイクロコンバータ装置を提供す
ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による主要部の機能を説明するための実
施例図、第２図は本発明による主要部の作用を説明する
ための実施例図、第３図は本発明によるサイクロコンバ
ータの非対称制御による動作波形図、第４図はサイクロ
コンバータの一般的な制御ブロック図、第５図はサイク
ロコンバータの電圧・出力変換部の周辺図、第６図はサ
イクロコンバータの主回路図、第７図は従来のサイクロ
コンバータの非対称制御による出力電圧波形図、第８図
は従来の非対称制御主要部の機能説明図、第９図は従来
の非対称制御の問題点を説明するための出力電圧波形図
である。 １・・速度制御　　　　２　・磁束基準発生器４　・座
標変換器　　　５　・２相３相変換部６・・エンコーダ
　　　７・・・位置センサ８・電動機　　　　　１０・
電流制御部１１・・・電圧出力変換部　１２・・・主回
路部２１、２２・・・変圧器　　２３，２４・・逆側縦
続変換器２５、２６・・・順側縦続変換器　５１・極性
判別手段５２、５３・非対称制御手段　５４−・位相制
御出力６１　　振幅判定手段 ６２、６３・・・βリミット決定手段 ６４・・非対称固定電圧決定手段 代理人　弁理士　則　近　憲　佑 第 図 第 図 第 図 イη〕イ目θ→ 第 図 第 図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 各相毎に可逆に相電圧を出力する縦続接続された変換器
   と、各相電圧の極性に応じ、一方の変換器の出力電圧を
   定電圧に保つと共に、他方の変換器の出力電圧を該相電
   圧が正弦波になるように各相毎に制御する非対称制御手
   段を備えた装置において、相電圧の振幅に応じてβリミ
   ットを変えると共に上記定電圧の値を変える補償手段を
   設けたことを特徴とするサイクロコンバータ装置。