JPH07298631A - ３相ｐｗｍ電圧発生回路 - Google Patents
３相ｐｗｍ電圧発生回路Info
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- JPH07298631A JPH07298631A JP6082135A JP8213594A JPH07298631A JP H07298631 A JPH07298631 A JP H07298631A JP 6082135 A JP6082135 A JP 6082135A JP 8213594 A JP8213594 A JP 8213594A JP H07298631 A JPH07298631 A JP H07298631A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 出力電圧が低い場合や電圧指令ベクトルの
位相角が基本電圧ベクトルの位相角に近い場合にも直流
母線の電流を検出するのに十分なパルス幅を得ることが
できたり、力率が低い場合即ち電流位相の遅れ角が大き
い時にも出力相電流のピーク値を検出できる３相ＰＷＭ
電圧発生回路等である。 【構成】 出力電圧が低い場合や電圧指令ベクトルの
位相角が基本電圧ベクトルの位相角に近い場合にも、直
流母線の電流を検出するのに十分なパルス幅を得ること
ができる。また、力率が低い場合即ち電流位相の遅れ角
が大きい時にも出力相電流のピーク値を検出できる。更
に、平均スイッチング周波数の等しい２アーム変調に比
べて、トルクリップルを低減することができる。又、出
力電圧の誤差を補正するための検出信号を１つだけです
むため高電圧部との絶縁を行うフォトカプラを１個のみ
にすることで小型低コストに相電圧検出することができ
る。更に負荷中性点電位変動を抑えて、漏れ電流を少な
くすることができる。
位相角が基本電圧ベクトルの位相角に近い場合にも直流
母線の電流を検出するのに十分なパルス幅を得ることが
できたり、力率が低い場合即ち電流位相の遅れ角が大き
い時にも出力相電流のピーク値を検出できる３相ＰＷＭ
電圧発生回路等である。 【構成】 出力電圧が低い場合や電圧指令ベクトルの
位相角が基本電圧ベクトルの位相角に近い場合にも、直
流母線の電流を検出するのに十分なパルス幅を得ること
ができる。また、力率が低い場合即ち電流位相の遅れ角
が大きい時にも出力相電流のピーク値を検出できる。更
に、平均スイッチング周波数の等しい２アーム変調に比
べて、トルクリップルを低減することができる。又、出
力電圧の誤差を補正するための検出信号を１つだけです
むため高電圧部との絶縁を行うフォトカプラを１個のみ
にすることで小型低コストに相電圧検出することができ
る。更に負荷中性点電位変動を抑えて、漏れ電流を少な
くすることができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】半導体スイッチング素子を用いた
３相電圧型インバータ装置の３相ＰＷＭ電圧発生回路に
関する。
３相電圧型インバータ装置の３相ＰＷＭ電圧発生回路に
関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種のインバータ制御装置にお
いては、６０°位相差のある２種類の基本電圧ベクトル
と、それらの基本電圧ベクトルのスイッチング状態の１
相のみをスイッチして得られる大きさを持たない２種類
の零ベクトルの合計４種類の基本電圧ベクトルを用いて
３相ＰＷＭ電圧を発生するスイッチング方式（以下３ア
ーム変調）と、６０°位相差のある２種類の基本電圧ベ
クトルと、大きさを持たない２種類の零ベクトルのうち
一方のみを使ったスイッチング方式（以下２アーム変
調）の２方式が用いられている。また、２アーム変調の
場合、３相出力の内２相のみスイッチングしており他の
１相はスイッチングを休止しているが、このスイッチン
グを行わない相は、例えば、電圧基本波の最大値位相の
前後３０°の計６０°と、電圧基本波の最小値位相の前
後３０°の計６０°とに固定されており、電圧位相に固
定されている。
いては、６０°位相差のある２種類の基本電圧ベクトル
と、それらの基本電圧ベクトルのスイッチング状態の１
相のみをスイッチして得られる大きさを持たない２種類
の零ベクトルの合計４種類の基本電圧ベクトルを用いて
３相ＰＷＭ電圧を発生するスイッチング方式（以下３ア
ーム変調）と、６０°位相差のある２種類の基本電圧ベ
クトルと、大きさを持たない２種類の零ベクトルのうち
一方のみを使ったスイッチング方式（以下２アーム変
調）の２方式が用いられている。また、２アーム変調の
場合、３相出力の内２相のみスイッチングしており他の
１相はスイッチングを休止しているが、このスイッチン
グを行わない相は、例えば、電圧基本波の最大値位相の
前後３０°の計６０°と、電圧基本波の最小値位相の前
後３０°の計６０°とに固定されており、電圧位相に固
定されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記のように、２アー
ム変調（又は３アーム変調）方式では、出力電圧が低い
場合や電圧指令ベクトルの位相角が基本電圧ベクトルの
位相角に近い場合には、大きさを持った６０°位相差の
ある２種類の基本電圧ベクトルの時間比率が少なくな
り、スイッチングモードの保持時間幅が狭くなる。これ
により、例えば特願平２−２０４４５のようなインバー
タの直流母線の電流を検出し、この値から相電流を間接
的に求める方式では電流が流れている期間が短くなるた
め、検出電流が十分に立上がる前に電流が零になり実際
の電流より低く検出される不具合を生じる。特に出力電
圧が低いとこの傾向は著しい。これを防ぐために特願平
２−２０４４５では、スイッチング制御周期を長くとる
対策を講じているが、これらはインバータの制御性を著
しく低下させるため不完全な方式となっている。
ム変調（又は３アーム変調）方式では、出力電圧が低い
場合や電圧指令ベクトルの位相角が基本電圧ベクトルの
位相角に近い場合には、大きさを持った６０°位相差の
ある２種類の基本電圧ベクトルの時間比率が少なくな
り、スイッチングモードの保持時間幅が狭くなる。これ
により、例えば特願平２−２０４４５のようなインバー
タの直流母線の電流を検出し、この値から相電流を間接
的に求める方式では電流が流れている期間が短くなるた
め、検出電流が十分に立上がる前に電流が零になり実際
の電流より低く検出される不具合を生じる。特に出力電
圧が低いとこの傾向は著しい。これを防ぐために特願平
２−２０４４５では、スイッチング制御周期を長くとる
対策を講じているが、これらはインバータの制御性を著
しく低下させるため不完全な方式となっている。
【０００４】また、インバータの直流母線電流の絶対値
で過大電流を検出する場合においては、力率が低い場合
即ち電流位相の遅れ角が大きい時には出力相電流のピー
ク値が検出できない。また、２アーム変調では、３アー
ム変調に比べて同じ変調周波数で比較すると約２倍のト
ルクリップルが発生する。また、従来変調方式では、負
荷中性点電位変動が大きく漏れ電流が多く流れる。
で過大電流を検出する場合においては、力率が低い場合
即ち電流位相の遅れ角が大きい時には出力相電流のピー
ク値が検出できない。また、２アーム変調では、３アー
ム変調に比べて同じ変調周波数で比較すると約２倍のト
ルクリップルが発生する。また、従来変調方式では、負
荷中性点電位変動が大きく漏れ電流が多く流れる。
【０００５】また、出力電圧の誤差を補正する場合にお
いては、３相の電圧をそれぞれ別個に検出する必要があ
り、高電圧部との絶縁を行うフォトカプラを３個必要と
するために小型化や低コスト化を阻害している。
いては、３相の電圧をそれぞれ別個に検出する必要があ
り、高電圧部との絶縁を行うフォトカプラを３個必要と
するために小型化や低コスト化を阻害している。
【０００６】さらに、２アーム変調で、電圧基本波の最
大値位相の前後３０°の計６０°と、電圧基本波の最小
値位相の前後３０°の計６０°とに固定された方式で
は、負荷力率が１の場合に最もスイッチング損失が少な
い。しかし、誘導電動機駆動時では必ず遅れ力率で動作
し、しかも負荷状態の変化により力率が変化し、出力相
電流の位相が増減した場合に半導体素子のスイッチング
損失の低減効果が不十分である。
大値位相の前後３０°の計６０°と、電圧基本波の最小
値位相の前後３０°の計６０°とに固定された方式で
は、負荷力率が１の場合に最もスイッチング損失が少な
い。しかし、誘導電動機駆動時では必ず遅れ力率で動作
し、しかも負荷状態の変化により力率が変化し、出力相
電流の位相が増減した場合に半導体素子のスイッチング
損失の低減効果が不十分である。
【０００７】また、図１３はＰＷＭインバータでモータ
である誘導性負荷を駆動した場合の相電流波形図であ
る。図に示すように、電流はリップルを含んだ正弦波状
になり、この時電流極性が切替わり点Ｔｚｘでの挙動を
図１４で更に詳細に説明する。図１４でＢｕ、Ｂｘは、
夫々図３におけるＵ相の上側パワートランジスタ３Ｕと
下側パワートランジスタ３Ｘのベース信号で、簡単化の
ため回路の遅れ時間は無視している。
である誘導性負荷を駆動した場合の相電流波形図であ
る。図に示すように、電流はリップルを含んだ正弦波状
になり、この時電流極性が切替わり点Ｔｚｘでの挙動を
図１４で更に詳細に説明する。図１４でＢｕ、Ｂｘは、
夫々図３におけるＵ相の上側パワートランジスタ３Ｕと
下側パワートランジスタ３Ｘのベース信号で、簡単化の
ため回路の遅れ時間は無視している。
【０００８】ＩｕはＵ相負荷電流、ＶｕはＵ相出力相電
圧である。最初電流が正の状態で上側素子がオンしてお
り、この状態でＢｕが切れ上側パワートランジスタ３Ｕ
がオフする。この為Ｕ相出力相電圧Ｖｕは瞬間的に低下
して下側のダイオードがオンし、Ｕ相負荷電流Ｉｕを流
し続ける。その後、電流が低下し零となる（期間α）。
もし、この時点までに、デッドタイムが経過していない
場合は、下側パワートランジスタＢｘにオン信号は入ら
ない。従ってＵ相電流は流れず、Ｕ相端子電圧はインバ
ータ出力アームから解放されたオープン状態となり、電
位は負荷によってのみ決定する（期間β）。この時の電
圧は直流母線電圧と出力パルスのタイミングのみにより
電圧検出する方式では検出不可能となる。
圧である。最初電流が正の状態で上側素子がオンしてお
り、この状態でＢｕが切れ上側パワートランジスタ３Ｕ
がオフする。この為Ｕ相出力相電圧Ｖｕは瞬間的に低下
して下側のダイオードがオンし、Ｕ相負荷電流Ｉｕを流
し続ける。その後、電流が低下し零となる（期間α）。
もし、この時点までに、デッドタイムが経過していない
場合は、下側パワートランジスタＢｘにオン信号は入ら
ない。従ってＵ相電流は流れず、Ｕ相端子電圧はインバ
ータ出力アームから解放されたオープン状態となり、電
位は負荷によってのみ決定する（期間β）。この時の電
圧は直流母線電圧と出力パルスのタイミングのみにより
電圧検出する方式では検出不可能となる。
【０００９】また、電圧検出せずに電流値のみによりス
イッチングタイミングを予測することで、出力電圧の誤
差を補正する方式においても出力電位の固定されない中
間電位になると予測タイミングの誤差が多くなり、出力
電圧の誤差を補正することが困難となる。
イッチングタイミングを予測することで、出力電圧の誤
差を補正する方式においても出力電位の固定されない中
間電位になると予測タイミングの誤差が多くなり、出力
電圧の誤差を補正することが困難となる。
【００１０】本発明は上記事情に鑑みてなされたもの
で、その目的は、半導体スイッチング素子を用いた３相
電圧型インバータ装置において、出力電圧が低い場合や
電圧指令ベクトルの位相角が基本電圧ベクトルの位相角
に近い場合にも直流母線の電流を検出するのに十分なパ
ルス幅を得ることができる３相ＰＷＭ電圧発生回路と、
インバータの直流母線電流の絶対値で過大電流を検出す
る場合において、力率が低い場合即ち電流位相の遅れ角
が大きい時にも出力相電流のピーク値を検出できる３相
ＰＷＭ電圧発生回路と、平均スイッチング周波数の等し
い２アーム変調に比べて、トルクリップルを低減するこ
とができる３相ＰＷＭ電圧発生回路と、負荷中性点電位
変動を抑えて、漏れ電流を少なくすることができる３相
ＰＷＭ電圧発生回路と、出力電圧の誤差を補正するため
の検出信号を１つだけですむため高電圧部との絶縁を行
うフォトカプラを１個のみにすることで小型低コストに
相電圧検出することができる３相ＰＷＭ電圧発生回路
と、負荷力率が遅れ力率の場合にもスイッチング損失を
少なくし、しかも、負荷状態の変化により力率が変化
し、出力相電流の位相が増減した場合にもスイッチング
を休止する相を常に最大電流が流れている相に移動する
ことで、スイッチング素子のスイッチング損失の低減効
果がある３相ＰＷＭ電圧発生回路と、出力電圧の誤差を
補正する場合において、負荷相電流が零に近付き零を交
差する直前で、この相を一時的にスイッチング休止相に
切換え、零交差が完了した後に再びスイッチングを開始
することで、出力相電位の固定されない中間電位になる
ことを防止し、電圧検出を確実に実行し、出力スイッチ
ングタイミング予測値の誤差を少なくできる３相ＰＷＭ
電圧発生回路とを提供するにある。
で、その目的は、半導体スイッチング素子を用いた３相
電圧型インバータ装置において、出力電圧が低い場合や
電圧指令ベクトルの位相角が基本電圧ベクトルの位相角
に近い場合にも直流母線の電流を検出するのに十分なパ
ルス幅を得ることができる３相ＰＷＭ電圧発生回路と、
インバータの直流母線電流の絶対値で過大電流を検出す
る場合において、力率が低い場合即ち電流位相の遅れ角
が大きい時にも出力相電流のピーク値を検出できる３相
ＰＷＭ電圧発生回路と、平均スイッチング周波数の等し
い２アーム変調に比べて、トルクリップルを低減するこ
とができる３相ＰＷＭ電圧発生回路と、負荷中性点電位
変動を抑えて、漏れ電流を少なくすることができる３相
ＰＷＭ電圧発生回路と、出力電圧の誤差を補正するため
の検出信号を１つだけですむため高電圧部との絶縁を行
うフォトカプラを１個のみにすることで小型低コストに
相電圧検出することができる３相ＰＷＭ電圧発生回路
と、負荷力率が遅れ力率の場合にもスイッチング損失を
少なくし、しかも、負荷状態の変化により力率が変化
し、出力相電流の位相が増減した場合にもスイッチング
を休止する相を常に最大電流が流れている相に移動する
ことで、スイッチング素子のスイッチング損失の低減効
果がある３相ＰＷＭ電圧発生回路と、出力電圧の誤差を
補正する場合において、負荷相電流が零に近付き零を交
差する直前で、この相を一時的にスイッチング休止相に
切換え、零交差が完了した後に再びスイッチングを開始
することで、出力相電位の固定されない中間電位になる
ことを防止し、電圧検出を確実に実行し、出力スイッチ
ングタイミング予測値の誤差を少なくできる３相ＰＷＭ
電圧発生回路とを提供するにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】請求項１では、半導体ス
イッチング素子を用いた３相電圧型インバータ装置にお
いて、１２０°位相差のある２種類の基本電圧ベクトル
と、それらの基本電圧ベクトルのスイッチング状態の１
相のみをスイッチンして得られる大きさを持たない零ベ
クトルの合計３種類の基本電圧ベクトルを用いて３相Ｐ
ＷＭ電圧を発生する３相ＰＷＭ電圧発生回路である。
イッチング素子を用いた３相電圧型インバータ装置にお
いて、１２０°位相差のある２種類の基本電圧ベクトル
と、それらの基本電圧ベクトルのスイッチング状態の１
相のみをスイッチンして得られる大きさを持たない零ベ
クトルの合計３種類の基本電圧ベクトルを用いて３相Ｐ
ＷＭ電圧を発生する３相ＰＷＭ電圧発生回路である。
【００１２】請求項２では、半導体スイッチング素子を
用いた３相電圧型インバータ装置において、夫々６０°
づつ位相差のある３種類の基本電圧ベクトルを用いて３
相ＰＷＭ電圧を発生する３相ＰＷＭ電圧発生回路であ
る。
用いた３相電圧型インバータ装置において、夫々６０°
づつ位相差のある３種類の基本電圧ベクトルを用いて３
相ＰＷＭ電圧を発生する３相ＰＷＭ電圧発生回路であ
る。
【００１３】請求項３では、半導体スイッチング素子を
用いた３相電圧型インバータ装置において、１２０°位
相差のある２種類の基本電圧ベクトルと、それらの基本
電圧ベクトルのスイッチング状態の１相のみをスイッチ
して得られる大きさを持たない零ベクトルの合計３種類
の基本電圧ベクトルを用いて３相ＰＷＭ電圧を発生する
回路と、これによって発生した実際の出力３相電圧を全
波整流回路により整流して零電圧状態であるか否かを検
出し、この信号と上記３相ＰＷＭ電圧発生回路により得
られた信号との比較により出力電圧誤差を補正する回路
とからなる３相ＰＷＭ電圧発生回路である。
用いた３相電圧型インバータ装置において、１２０°位
相差のある２種類の基本電圧ベクトルと、それらの基本
電圧ベクトルのスイッチング状態の１相のみをスイッチ
して得られる大きさを持たない零ベクトルの合計３種類
の基本電圧ベクトルを用いて３相ＰＷＭ電圧を発生する
回路と、これによって発生した実際の出力３相電圧を全
波整流回路により整流して零電圧状態であるか否かを検
出し、この信号と上記３相ＰＷＭ電圧発生回路により得
られた信号との比較により出力電圧誤差を補正する回路
とからなる３相ＰＷＭ電圧発生回路である。
【００１４】請求項４では、半導体スイッチング素子を
用いた３相電圧型インバータ装置において、スイッチン
グ休止期間の中心を電圧基本波の最大値位相から、ある
一定量（３０°以下）遅らせることを特徴とする３相Ｐ
ＷＭ電圧発生回路。
用いた３相電圧型インバータ装置において、スイッチン
グ休止期間の中心を電圧基本波の最大値位相から、ある
一定量（３０°以下）遅らせることを特徴とする３相Ｐ
ＷＭ電圧発生回路。
【００１５】請求項５では、半導体スイッチング素子を
用いた３相電圧型インバータ装置において、スイッチン
グ休止期間の中心位相と電流基本波の最大値位相との位
相差を約零（−１０°〜１０°の間）にする３相ＰＷＭ
電圧発生回路である。
用いた３相電圧型インバータ装置において、スイッチン
グ休止期間の中心位相と電流基本波の最大値位相との位
相差を約零（−１０°〜１０°の間）にする３相ＰＷＭ
電圧発生回路である。
【００１６】請求項６では、半導体スイッチング素子を
用いた３相電圧型インバータ装置において、負荷相電流
が約零の相のスイッチングを休止し、他の２相でスイッ
チングする３相ＰＷＭ電圧発生回路である。
用いた３相電圧型インバータ装置において、負荷相電流
が約零の相のスイッチングを休止し、他の２相でスイッ
チングする３相ＰＷＭ電圧発生回路である。
【００１７】
【作用】上記手段により請求項１では、出力電圧が低い
場合や電圧指令ベクトルの位相角が基本電圧ベクトルの
位相角に近い場合にも、直流母線の電流を検出するのに
十分なパルス幅を得ることができる。また、インバータ
の直流母線電流の絶対値で過大電流を検出する場合にお
いて、力率が低い場合即ち電流位相の遅れ角が大きい時
にも出力相電流のピーク値を検出できる。更に、平均ス
イッチング周波数の等しい２アーム変調に比べて、トル
クリップルを低減することができる。また、出力電圧の
誤差を補正するための検出信号を１つだけですむため高
電圧部との絶縁を行うフォトカプラを１個のみにするこ
とで小型低コストに相電圧検出することができる。
場合や電圧指令ベクトルの位相角が基本電圧ベクトルの
位相角に近い場合にも、直流母線の電流を検出するのに
十分なパルス幅を得ることができる。また、インバータ
の直流母線電流の絶対値で過大電流を検出する場合にお
いて、力率が低い場合即ち電流位相の遅れ角が大きい時
にも出力相電流のピーク値を検出できる。更に、平均ス
イッチング周波数の等しい２アーム変調に比べて、トル
クリップルを低減することができる。また、出力電圧の
誤差を補正するための検出信号を１つだけですむため高
電圧部との絶縁を行うフォトカプラを１個のみにするこ
とで小型低コストに相電圧検出することができる。
【００１８】請求項２では、更に負荷中性点電位変動を
抑えて、漏れ電流を少なくすることができる。請求項３
では、負荷力率が遅れ力率の場合にもスイッチング損失
を少なくし、しかも、負荷状態の変化により力率が変化
し、出力相電流の位相が増減した場合にもスイッチング
を休止する相を常に最大電流が流れている相に移動する
ことで、スイッチング素子のスイッチング損失の低減効
果がある。
抑えて、漏れ電流を少なくすることができる。請求項３
では、負荷力率が遅れ力率の場合にもスイッチング損失
を少なくし、しかも、負荷状態の変化により力率が変化
し、出力相電流の位相が増減した場合にもスイッチング
を休止する相を常に最大電流が流れている相に移動する
ことで、スイッチング素子のスイッチング損失の低減効
果がある。
【００１９】請求項４では、出力電圧の誤差を補正する
場合において、負荷相電流が零に近付き零を交差する直
前で、この相を一時的にスイッチング休止相に切換え、
零交差が完了した後に再びスイッチングを開始すること
で、出力相電位の固定されない中間電位になることを防
止し、電圧検出を確実に実行できる。また、電圧検出せ
ずに電流値のみにより、スイッチングタイミングを予測
することで出力電圧の誤差を補正する方式においても、
出力電位の固定されない中間電位になることを防止し、
出力スイッチングタイミング予測値の誤差を少なくでき
る。
場合において、負荷相電流が零に近付き零を交差する直
前で、この相を一時的にスイッチング休止相に切換え、
零交差が完了した後に再びスイッチングを開始すること
で、出力相電位の固定されない中間電位になることを防
止し、電圧検出を確実に実行できる。また、電圧検出せ
ずに電流値のみにより、スイッチングタイミングを予測
することで出力電圧の誤差を補正する方式においても、
出力電位の固定されない中間電位になることを防止し、
出力スイッチングタイミング予測値の誤差を少なくでき
る。
【００２０】
【実施例】以下本発明の一実施例について図面を参照し
て説明する。まず、本発明が適用される三相ＰＷＭイン
バータ装置におけるインバータ主回路の概略的構成は、
図３に示す通り直流母線１，２間に６個のスイッチング
素子３ｕ，３ｖ，３ｗ，３ｘ，３ｙ，３ｚをブリッジ接
続した周知構成である。ここで、各アームの上下のスイ
ッチング素子はいずれか一方がオンにされるものである
から、スイッチングモードは２3 ＝８通り存在する。そ
こで、インバータ装置の出力電圧に各相の位相差を考慮
し、各スイッチングモードに対応して瞬時ベクトル的表
現を与えた電圧ベクトルを仮想すると、これらは図４に
実線で示すように、互いにπ／３だけ位相が事なり且つ
大きさの等しい６種の基本電圧ベクトルと２種のゼロベ
クトル（０，０，０），（１，１，１）として表現でき
る。
て説明する。まず、本発明が適用される三相ＰＷＭイン
バータ装置におけるインバータ主回路の概略的構成は、
図３に示す通り直流母線１，２間に６個のスイッチング
素子３ｕ，３ｖ，３ｗ，３ｘ，３ｙ，３ｚをブリッジ接
続した周知構成である。ここで、各アームの上下のスイ
ッチング素子はいずれか一方がオンにされるものである
から、スイッチングモードは２3 ＝８通り存在する。そ
こで、インバータ装置の出力電圧に各相の位相差を考慮
し、各スイッチングモードに対応して瞬時ベクトル的表
現を与えた電圧ベクトルを仮想すると、これらは図４に
実線で示すように、互いにπ／３だけ位相が事なり且つ
大きさの等しい６種の基本電圧ベクトルと２種のゼロベ
クトル（０，０，０），（１，１，１）として表現でき
る。
【００２１】ここで、８種のベクトル（Ｓａ，Ｓｂ，Ｓ
ｃ）は、８通りのスイッチングモードに対応し、各相の
正側のスイッチング素子３ｕ，３ｖ，３ｗがオンである
ときにＳａ，Ｓｂ，Ｓｃを「１」と表わし、逆に負側の
スイッチング素子３ｘ，３ｙ，３ｚがオンであるときに
「０」と表わしたものである。
ｃ）は、８通りのスイッチングモードに対応し、各相の
正側のスイッチング素子３ｕ，３ｖ，３ｗがオンである
ときにＳａ，Ｓｂ，Ｓｃを「１」と表わし、逆に負側の
スイッチング素子３ｘ，３ｙ，３ｚがオンであるときに
「０」と表わしたものである。
【００２２】さて、上記各スイッチング素子のスイッチ
ング状態を制御するための３相ＰＷＭ信号発生回路４
は、互いに１２０°位相差のある２種類の基本電圧ベク
トル（電圧空間ベクトル）と、それら２種類の基本電圧
ベクトルのどちらのスイッチング状態から１相のみのス
イッチだけで得られる零ベクトルの合計３種類の電圧ベ
クトル間の時間比制御によって任意の大きさＶ*８と位
相θ*８の指令電圧ベクトルを出力するものであるか
ら、指令電圧ベクトルの位相θ*を例えば３０°〜９０
°の領域について限定して考えると、図１に示すよう
に、（１，０，０），（０，１，０），（０，０，０）
の３種類の基本電圧ベクトルを用い、（０，０，０）→
（１，０，０）→（０，０，０）→（０，１，０）→
（０，０，０）の順にスイッチング制御することで実現
できる。この時の各相電圧の波形図を図２に示す。これ
により、Ｗ相は零電位に固定され全くスイッチングしな
いことになる。
ング状態を制御するための３相ＰＷＭ信号発生回路４
は、互いに１２０°位相差のある２種類の基本電圧ベク
トル（電圧空間ベクトル）と、それら２種類の基本電圧
ベクトルのどちらのスイッチング状態から１相のみのス
イッチだけで得られる零ベクトルの合計３種類の電圧ベ
クトル間の時間比制御によって任意の大きさＶ*８と位
相θ*８の指令電圧ベクトルを出力するものであるか
ら、指令電圧ベクトルの位相θ*を例えば３０°〜９０
°の領域について限定して考えると、図１に示すよう
に、（１，０，０），（０，１，０），（０，０，０）
の３種類の基本電圧ベクトルを用い、（０，０，０）→
（１，０，０）→（０，０，０）→（０，１，０）→
（０，０，０）の順にスイッチング制御することで実現
できる。この時の各相電圧の波形図を図２に示す。これ
により、Ｗ相は零電位に固定され全くスイッチングしな
いことになる。
【００２３】この様にして生成された三相ＰＷＭ信号Ｓ
ｕ，Ｓｖ，Ｓｗは、デッドタイム発生回路５に入力され
て６個のスイッチング素子用の各スイッチング信号Ｂ
ｕ，Ｂｖ，Ｂｗ，Ｂｘ，Ｂｙ，Ｂｚが生成される。この
デッドタイム発生回路５は、三相ＰＷＭ信号からインバ
ータ主回路の各アームの上下のスイッチング素子が同時
にオンすることがないようにして各スイッチング素子の
ためのスイッチング信号を生成するためのものである。
ｕ，Ｓｖ，Ｓｗは、デッドタイム発生回路５に入力され
て６個のスイッチング素子用の各スイッチング信号Ｂ
ｕ，Ｂｖ，Ｂｗ，Ｂｘ，Ｂｙ，Ｂｚが生成される。この
デッドタイム発生回路５は、三相ＰＷＭ信号からインバ
ータ主回路の各アームの上下のスイッチング素子が同時
にオンすることがないようにして各スイッチング素子の
ためのスイッチング信号を生成するためのものである。
【００２４】電流を検出するために必要な（１，０，
０）と（０，１，０）の状態のスイッチング制御の１周
期に対する出力時間を夫々、ｔ１，ｔ２とすると、図１
の幾何学的解析により、次式を満たすことになる。
０）と（０，１，０）の状態のスイッチング制御の１周
期に対する出力時間を夫々、ｔ１，ｔ２とすると、図１
の幾何学的解析により、次式を満たすことになる。
【００２５】ｔ１＝Ｖ*・ＣＯＳ（θ*−π／６） ｔ２＝Ｖ*・ＣＯＳ（θ*−π／６） 上式から分かるように位相が３０°〜９０°に変化して
も、ｔ１，ｔ２いずれも決して零にならない。従って、
常時２相の電流が検出されていることになり、電流検出
が完全になる。
も、ｔ１，ｔ２いずれも決して零にならない。従って、
常時２相の電流が検出されていることになり、電流検出
が完全になる。
【００２６】図６は、指令電圧ベクトルの位相により、
どのベクトルを選択すれば良いかを示した図である。幾
何学的対称性から切換えシーケンスも３０°〜９０°の
場合と同様に求まり、従って、３６０°どこの位相角で
も電流検出が可能であることが分かる。図７に位相θ*
８がπ／６からπ／２の間の基本電圧ベクトルの最小出
力時間を示している。Ｉは本発明第一実施例の方式、Ｉ
Ｉは従来変調方式である。ＩＩでは、２種類の基本電圧
ベクトルの出力時間が少ない方が途中の位相で入れ替る
ため、関数が折れ曲る。本発明では指令電圧ベクトルの
大きさＶ*９が零の場合には検出できないが、従来変調
方式に比べ、平均的に３倍程度のパルス幅が確保でき
る。
どのベクトルを選択すれば良いかを示した図である。幾
何学的対称性から切換えシーケンスも３０°〜９０°の
場合と同様に求まり、従って、３６０°どこの位相角で
も電流検出が可能であることが分かる。図７に位相θ*
８がπ／６からπ／２の間の基本電圧ベクトルの最小出
力時間を示している。Ｉは本発明第一実施例の方式、Ｉ
Ｉは従来変調方式である。ＩＩでは、２種類の基本電圧
ベクトルの出力時間が少ない方が途中の位相で入れ替る
ため、関数が折れ曲る。本発明では指令電圧ベクトルの
大きさＶ*９が零の場合には検出できないが、従来変調
方式に比べ、平均的に３倍程度のパルス幅が確保でき
る。
【００２７】但し、本発明では出力電圧を高くできない
ため、出力電圧を高くする必要がある場合には、後述す
る第２実施例の方式または従来の２アーム変調或いは３
アーム変調にスイッチング制御を切換えればよい。出力
電圧が高い場合には電流検出に必要なスイッチング状態
の時間幅が広くなるので、特願平２−２０４４５の方式
でも十分検出可能である。
ため、出力電圧を高くする必要がある場合には、後述す
る第２実施例の方式または従来の２アーム変調或いは３
アーム変調にスイッチング制御を切換えればよい。出力
電圧が高い場合には電流検出に必要なスイッチング状態
の時間幅が広くなるので、特願平２−２０４４５の方式
でも十分検出可能である。
【００２８】図１および図２で明らかなように、零ベク
トル状態がＰＷＭの１周期内に２分割されて発生する
為、従来の２アーム変調である零ベクトル状態がＰＷＭ
の１周期内に１つのみの変調方式に比べ、磁束ベクトル
の接線方向の脈動が低減する。このため、トルク脈動が
少なくなり３アーム変調のトルク脈動に近付くことにな
り、しかも平均スイッチング回数は、３アーム変調の２
／３即ち従来２アーム変調と同レベルとなる。
トル状態がＰＷＭの１周期内に２分割されて発生する
為、従来の２アーム変調である零ベクトル状態がＰＷＭ
の１周期内に１つのみの変調方式に比べ、磁束ベクトル
の接線方向の脈動が低減する。このため、トルク脈動が
少なくなり３アーム変調のトルク脈動に近付くことにな
り、しかも平均スイッチング回数は、３アーム変調の２
／３即ち従来２アーム変調と同レベルとなる。
【００２９】また、図１および図２で明らかなように、
本発明の３相ＰＷＭ電圧発生回路では２種類の基本電圧
ベクトルの間に必ず零ベクトル状態が挿入されるため、
図８に示す回路により零ベクトル状態か否かを判定し、
これと現在の出力状態から実際の出力パルス幅を補正す
ることが可能である。図８において、１０は全波整流回
路、１１はフォトカプラであり、零ベクトル状態である
と３相全てが同電位のため全波整流しても電圧は発生せ
ず、従ってフォトカプラ１１も発光せずそれ以外のベク
トル状態の場合フォトカプラ１１は発光するので、図３
の３相ＰＷＭ信号発生手段へ現在の零ベクトルであるか
否かの情報が伝達される。
本発明の３相ＰＷＭ電圧発生回路では２種類の基本電圧
ベクトルの間に必ず零ベクトル状態が挿入されるため、
図８に示す回路により零ベクトル状態か否かを判定し、
これと現在の出力状態から実際の出力パルス幅を補正す
ることが可能である。図８において、１０は全波整流回
路、１１はフォトカプラであり、零ベクトル状態である
と３相全てが同電位のため全波整流しても電圧は発生せ
ず、従ってフォトカプラ１１も発光せずそれ以外のベク
トル状態の場合フォトカプラ１１は発光するので、図３
の３相ＰＷＭ信号発生手段へ現在の零ベクトルであるか
否かの情報が伝達される。
【００３０】次に、本発明第２実施例について説明す
る。３相ＰＷＭ信号発生回路４は、夫々６０°づつ位相
差のある３種類の基本電圧ベクトルを用い、それらの間
の時間比制御によって任意の大きさＶ*８と位相θ*８の
指令電圧ベクトルを出力することで、指令電圧ベクトル
の位相θ*を例えば３０°〜９０°の領域について限定
して考える。すると、図９に示すように、（１，０，
０），（１，１，０），（０，１，０）の３種類の基本
電圧ベクトルを用い（１，１，０）→（１，０，０）→
（１，１，０）→（０，１，０）→（１，１，０）の順
にスイッチング制御することで実現できる。この時の各
相電圧の波形図を図１０に示す。
る。３相ＰＷＭ信号発生回路４は、夫々６０°づつ位相
差のある３種類の基本電圧ベクトルを用い、それらの間
の時間比制御によって任意の大きさＶ*８と位相θ*８の
指令電圧ベクトルを出力することで、指令電圧ベクトル
の位相θ*を例えば３０°〜９０°の領域について限定
して考える。すると、図９に示すように、（１，０，
０），（１，１，０），（０，１，０）の３種類の基本
電圧ベクトルを用い（１，１，０）→（１，０，０）→
（１，１，０）→（０，１，０）→（１，１，０）の順
にスイッチング制御することで実現できる。この時の各
相電圧の波形図を図１０に示す。
【００３１】これにより、第１実施例と同様にＷ相は零
電位に固定され全くスイッチングしないことになる。図
２と図１０を比較すると、Ｕ相とＶ相のパルス幅が広が
っただけと見れるため、制御則の連続性が保証され、切
替えに支障はない。また、第１実施例と同様、直流母線
電流による電流検出が可能で、第２実施例では３種類の
基本電圧ベクトルを使用するため、検出の確実性が向上
する。
電位に固定され全くスイッチングしないことになる。図
２と図１０を比較すると、Ｕ相とＶ相のパルス幅が広が
っただけと見れるため、制御則の連続性が保証され、切
替えに支障はない。また、第１実施例と同様、直流母線
電流による電流検出が可能で、第２実施例では３種類の
基本電圧ベクトルを使用するため、検出の確実性が向上
する。
【００３２】また、インバータの直流母線電流の絶対値
で過大電流を検出する場合では、図５より明らかに、
（１，０，０）ベクトルを出力している時の直流母線電
流はＵ相電流となり、（１，１，０）ベクトルを出力し
ている時の直流母線電流は−Ｗ相電流となり、（０，
１，０）ベクトルを出力している時の直流母線電流はＶ
相電流となる。これらの絶対値をＰＷＭ一制御周期中で
最も高い値を取出すと、３相出力電流のうち最も高い電
流が検出されたことになり、たとえ力率が低い場合即ち
電流位相の遅れ角が大きい時にも出力相電流のピーク値
を検出できるし、その他いかなる位相差の電流が流れて
も、確実に過電流検出できる。
で過大電流を検出する場合では、図５より明らかに、
（１，０，０）ベクトルを出力している時の直流母線電
流はＵ相電流となり、（１，１，０）ベクトルを出力し
ている時の直流母線電流は−Ｗ相電流となり、（０，
１，０）ベクトルを出力している時の直流母線電流はＶ
相電流となる。これらの絶対値をＰＷＭ一制御周期中で
最も高い値を取出すと、３相出力電流のうち最も高い電
流が検出されたことになり、たとえ力率が低い場合即ち
電流位相の遅れ角が大きい時にも出力相電流のピーク値
を検出できるし、その他いかなる位相差の電流が流れて
も、確実に過電流検出できる。
【００３３】負荷中性点電位は、Ｕ，Ｖ，Ｗ各３相電圧
の平均値となるため、本発明第１，第２実施例とも２レ
ベルのみとなり、従来の２アーム変調或いは３アーム変
調のように、３レベル，４レベルに比べて負荷中性点電
圧変動が抑えられ、これにより漏れ電流も従来変調方式
に比べ低減する。
の平均値となるため、本発明第１，第２実施例とも２レ
ベルのみとなり、従来の２アーム変調或いは３アーム変
調のように、３レベル，４レベルに比べて負荷中性点電
圧変動が抑えられ、これにより漏れ電流も従来変調方式
に比べ低減する。
【００３４】次に、本発明第３実施例について説明す
る。第３実施例において図３の３相ＰＷＭ信号発生回路
４は基本的には従来の２アーム変調を行う。即ち６０°
位相差のある２種類の基本電圧ベクトルと、大きさを持
たない２種類の零ベクトルのうち一方のみの合計３種類
の電圧ベクトル間の時間比制御によって任意の大きさＶ
*８と位相θ*８の指令電圧ベクトルを出力するスイッチ
ングを行い、指令電圧ベクトルの位相θ*８によるベク
トル切換えシーケンスの領域分割を従来方式より１５°
遅らせる。
る。第３実施例において図３の３相ＰＷＭ信号発生回路
４は基本的には従来の２アーム変調を行う。即ち６０°
位相差のある２種類の基本電圧ベクトルと、大きさを持
たない２種類の零ベクトルのうち一方のみの合計３種類
の電圧ベクトル間の時間比制御によって任意の大きさＶ
*８と位相θ*８の指令電圧ベクトルを出力するスイッチ
ングを行い、指令電圧ベクトルの位相θ*８によるベク
トル切換えシーケンスの領域分割を従来方式より１５°
遅らせる。
【００３５】図１１は位相θ*８によるベクトル切換え
シーケンスの領域分割を示した図である。例えばθ*８
が４５°〜１０５°の領域について限定して考えると、
図１１から明らかなように、この期間ではＷ相は０に固
定されておりＷ相はスイッチングされていない。この３
相ＰＷＭ信号発生回路を用いて３相対称の正弦波変調制
御し３相対称の遅れ負荷を駆動した場合、もし、その負
荷電流位相が電圧位相に対して１５°遅れていたなら、
Ｗ相負荷電流の基本波の最小となる時点の前後３０°
は、Ｗ相はスイッチングしていないことになる。即ち、
Ｗ相電流が最も多く負荷側からインバータ側へ流入する
期間で、Ｗ相がスイッチングを休止していることにな
り、この期間ではスイッチング損失はＵ相とＶ相のみで
発生しＷ相では零となる。スイッチング損失は、電流が
大きいほど大きくなるので、上記のようにすれば、常に
電流の最も大きい相のスイッチングが休止していること
になり、全大的な平均スイッチング損失が最小化され
る。
シーケンスの領域分割を示した図である。例えばθ*８
が４５°〜１０５°の領域について限定して考えると、
図１１から明らかなように、この期間ではＷ相は０に固
定されておりＷ相はスイッチングされていない。この３
相ＰＷＭ信号発生回路を用いて３相対称の正弦波変調制
御し３相対称の遅れ負荷を駆動した場合、もし、その負
荷電流位相が電圧位相に対して１５°遅れていたなら、
Ｗ相負荷電流の基本波の最小となる時点の前後３０°
は、Ｗ相はスイッチングしていないことになる。即ち、
Ｗ相電流が最も多く負荷側からインバータ側へ流入する
期間で、Ｗ相がスイッチングを休止していることにな
り、この期間ではスイッチング損失はＵ相とＶ相のみで
発生しＷ相では零となる。スイッチング損失は、電流が
大きいほど大きくなるので、上記のようにすれば、常に
電流の最も大きい相のスイッチングが休止していること
になり、全大的な平均スイッチング損失が最小化され
る。
【００３６】この様に第３実施例では、ベクトル切換え
シーケンスの領域分割位相を、負荷電流の遅れ角の分移
動させることで、スイッチング損失の最小化が達成され
る。連続６０°期間スイッチング休止可能な領域の中心
位相の移動可能限界は図４の幾何学的対象性から、電圧
基本波のピーク位相に対して±３０°に限られるが、モ
ータである誘導性負荷では、重負荷時ほど電流値は大き
くなり電圧と電流の位相差は少なくなるので、インバー
タの過熱を抑える目的としては問題ない。
シーケンスの領域分割位相を、負荷電流の遅れ角の分移
動させることで、スイッチング損失の最小化が達成され
る。連続６０°期間スイッチング休止可能な領域の中心
位相の移動可能限界は図４の幾何学的対象性から、電圧
基本波のピーク位相に対して±３０°に限られるが、モ
ータである誘導性負荷では、重負荷時ほど電流値は大き
くなり電圧と電流の位相差は少なくなるので、インバー
タの過熱を抑える目的としては問題ない。
【００３７】また、第３実施例では、ベクトル切換えシ
ーケンスの領域分割位相を移動を１５°固定にしたた
め、負荷電流の遅れ角が１５°以外ではスイッチング損
失が最小にならない。そこで、負荷電流を検出して常に
ベクトル切換えシーケンスの領域分割位相を、負荷電流
の遅れ角に一致させるように変動させることで、負荷電
流の遅れ角が変化してもスイッチング損失を最小化する
ことができる。
ーケンスの領域分割位相を移動を１５°固定にしたた
め、負荷電流の遅れ角が１５°以外ではスイッチング損
失が最小にならない。そこで、負荷電流を検出して常に
ベクトル切換えシーケンスの領域分割位相を、負荷電流
の遅れ角に一致させるように変動させることで、負荷電
流の遅れ角が変化してもスイッチング損失を最小化する
ことができる。
【００３８】図１２は、第１実施例の制御方式でベクト
ル切替えシーケンスの領域分割を、第１実施例より１５
°遅らせた場合の位相θ*８によるベクトル切換えシー
ケンスの領域分割を示した図である。この様に、第１実
施例や第２実施例の３相ＰＷＭ信号発生方式において
も、同様にベクトル切換えシーケンス領域分割位相を移
動させることが可能であり、スイッチング損失低減を図
れる。また、本実施例では、電流ピークでスイッチング
しないため、スイッチングサージ電圧や輻射電磁波も少
なくすることができる。
ル切替えシーケンスの領域分割を、第１実施例より１５
°遅らせた場合の位相θ*８によるベクトル切換えシー
ケンスの領域分割を示した図である。この様に、第１実
施例や第２実施例の３相ＰＷＭ信号発生方式において
も、同様にベクトル切換えシーケンス領域分割位相を移
動させることが可能であり、スイッチング損失低減を図
れる。また、本実施例では、電流ピークでスイッチング
しないため、スイッチングサージ電圧や輻射電磁波も少
なくすることができる。
【００３９】次に、本発明第４実施例について説明す
る。第４実施例において図３の３相ＰＷＭ信号発生回路
４は、基本的には従来の３アーム変調を行う。即ち、６
０°位相差のある２種類の基本電圧ベクトルと、それら
の基本電圧ベクトルのスイッチング状態の１相のみをス
イッチして得られる大きさを持たない２種類の零ベクト
ルの合計４種類の基本電圧ベクトルの時間比制御によっ
て任意の大きさＶ*８と位相θ*８の指令電圧ベクトルを
出力するスイッチングを行う。そして、負荷相電流が所
定の値より小さくなり零に近付いた時点で、この相を一
時的にスイッチング休止させて零交差が完了し、負荷相
電流が所定の値より大きくなった時点で再びスイッチン
グを開始する。
る。第４実施例において図３の３相ＰＷＭ信号発生回路
４は、基本的には従来の３アーム変調を行う。即ち、６
０°位相差のある２種類の基本電圧ベクトルと、それら
の基本電圧ベクトルのスイッチング状態の１相のみをス
イッチして得られる大きさを持たない２種類の零ベクト
ルの合計４種類の基本電圧ベクトルの時間比制御によっ
て任意の大きさＶ*８と位相θ*８の指令電圧ベクトルを
出力するスイッチングを行う。そして、負荷相電流が所
定の値より小さくなり零に近付いた時点で、この相を一
時的にスイッチング休止させて零交差が完了し、負荷相
電流が所定の値より大きくなった時点で再びスイッチン
グを開始する。
【００４０】この様にすることで、零交差する相でスイ
ッチングが行われず、従ってデッドタイム中に発生する
電位の不確定性は発生しなくなる。この場合、第３実施
例でも述べたようにスイッチング休止可能な領域の中心
位相の移動可能限界は図４の幾何学的対称性から、電圧
基本波のピーク位相に対して±３０°に限られ、更にそ
の点の前後３０°までスイッチング休止できるが、相電
流が零交差する位相は負荷電流ピーク位相に対して±９
０°ずれている。
ッチングが行われず、従ってデッドタイム中に発生する
電位の不確定性は発生しなくなる。この場合、第３実施
例でも述べたようにスイッチング休止可能な領域の中心
位相の移動可能限界は図４の幾何学的対称性から、電圧
基本波のピーク位相に対して±３０°に限られ、更にそ
の点の前後３０°までスイッチング休止できるが、相電
流が零交差する位相は負荷電流ピーク位相に対して±９
０°ずれている。
【００４１】従って第４実施例の場合は第３実施例と異
なり、電圧と電流の位相差が３０°〜１５０°でないと
実施できない。モータである誘導性負荷では、無負荷時
の電圧と電流の位相差は略９０°あり、出力パルスのタ
イミングのみにより電圧検出し出力電圧補償制御するデ
ッドタイム補償法（例えばＩＥＥＥ−ＩＡＳ−１９８５
Ａｎｎｕａｌ Ｍｅｅｔｉｎｇ ｐ．４３６）の場合
では、軽負荷時の不安定現象回避の目的で実施するの
で、重負荷時には実現できなくても問題なく、本発明第
４実施例が有効である。また、スイッチングタイミング
が電流極性に依存することを仮定し、出力電圧補償制御
するデッドタイム補償法（例えば昭和６１年度電気学会
東海支部ＮＯ．１４６）の場合でも、デッドタイム中に
発生する電位の不確定性が生じない第４実施例では、出
力スイッチングタイミング予測値の誤差を少なくでき
る。また、直流母線電圧と出力パルスのタイミングによ
り出力電圧を間接的に検出し、これをもとにモータの磁
束演算を行う制御の場合にも第４実施例が有効である。
なり、電圧と電流の位相差が３０°〜１５０°でないと
実施できない。モータである誘導性負荷では、無負荷時
の電圧と電流の位相差は略９０°あり、出力パルスのタ
イミングのみにより電圧検出し出力電圧補償制御するデ
ッドタイム補償法（例えばＩＥＥＥ−ＩＡＳ−１９８５
Ａｎｎｕａｌ Ｍｅｅｔｉｎｇ ｐ．４３６）の場合
では、軽負荷時の不安定現象回避の目的で実施するの
で、重負荷時には実現できなくても問題なく、本発明第
４実施例が有効である。また、スイッチングタイミング
が電流極性に依存することを仮定し、出力電圧補償制御
するデッドタイム補償法（例えば昭和６１年度電気学会
東海支部ＮＯ．１４６）の場合でも、デッドタイム中に
発生する電位の不確定性が生じない第４実施例では、出
力スイッチングタイミング予測値の誤差を少なくでき
る。また、直流母線電圧と出力パルスのタイミングによ
り出力電圧を間接的に検出し、これをもとにモータの磁
束演算を行う制御の場合にも第４実施例が有効である。
【００４２】
【発明の効果】以上述べてきたように本発明によれば、
請求項１では、出力電圧が低い場合や電圧指令ベクトル
の位相角が基本電圧ベクトルの位相角に近い場合にも、
直流母線の電流を検出するのに十分なパルス幅を得るこ
とができる。また、インバータの直流母線電流の絶対値
で過大電流を検出する場合において、力率が低い場合即
ち電流位相の遅れ角が大きい時にも出力相電流のピーク
値を検出できる。更に、平均スイッチング周波数の等し
い２アーム変調に比べて、トルクリップルを低減するこ
とができる。また、出力電圧の誤差を補正するための検
出信号を１つだけですむため高電圧部との絶縁を行うフ
ォトカプラを１個のみにすることで小型低コストに相電
圧検出することができる。
請求項１では、出力電圧が低い場合や電圧指令ベクトル
の位相角が基本電圧ベクトルの位相角に近い場合にも、
直流母線の電流を検出するのに十分なパルス幅を得るこ
とができる。また、インバータの直流母線電流の絶対値
で過大電流を検出する場合において、力率が低い場合即
ち電流位相の遅れ角が大きい時にも出力相電流のピーク
値を検出できる。更に、平均スイッチング周波数の等し
い２アーム変調に比べて、トルクリップルを低減するこ
とができる。また、出力電圧の誤差を補正するための検
出信号を１つだけですむため高電圧部との絶縁を行うフ
ォトカプラを１個のみにすることで小型低コストに相電
圧検出することができる。
【００４３】請求項２では、更に負荷中性点電位変動を
抑えて、漏れ電流を少なくすることができる。請求項３
では、負荷力率が遅れ力率の場合にもスイッチング損失
を少なくし、しかも、負荷状態の変化により力率が変化
し、出力相電流の位相が増減した場合にもスイッチング
を休止する相を常に最大電流が流れている相に移動する
ことで、スイッチング素子のスイッチング損失の低減効
果がある。
抑えて、漏れ電流を少なくすることができる。請求項３
では、負荷力率が遅れ力率の場合にもスイッチング損失
を少なくし、しかも、負荷状態の変化により力率が変化
し、出力相電流の位相が増減した場合にもスイッチング
を休止する相を常に最大電流が流れている相に移動する
ことで、スイッチング素子のスイッチング損失の低減効
果がある。
【００４４】請求項４では、出力電圧の誤差を補正する
場合において、負荷相電流が零に近付き零を交差する直
前で、この相を一時的にスイッチング休止相に切換え、
零交差が完了した後に再びスイッチングを開始すること
で、出力相電位の固定されない中間電位になることを防
止し、電圧検出を確実に実行できる。また、電圧検出せ
ずに電流値のみにより、スイッチングタイミングを予測
することで出力電圧の誤差を補正する方式においても、
出力電位の固定されない中間電位になることを防止し、
出力スイッチングタイミング予測値の誤差を少なくでき
る等のような多くの優れた効果を奏するものである。
場合において、負荷相電流が零に近付き零を交差する直
前で、この相を一時的にスイッチング休止相に切換え、
零交差が完了した後に再びスイッチングを開始すること
で、出力相電位の固定されない中間電位になることを防
止し、電圧検出を確実に実行できる。また、電圧検出せ
ずに電流値のみにより、スイッチングタイミングを予測
することで出力電圧の誤差を補正する方式においても、
出力電位の固定されない中間電位になることを防止し、
出力スイッチングタイミング予測値の誤差を少なくでき
る等のような多くの優れた効果を奏するものである。
【図１】本発明の第１実施例を示すベクトル図、
【図２】第１実施例を示す相電圧波形図、
【図３】第１実施例を示す回路図、
【図４】基本電圧ベクトルを示す図、
【図５】基本電圧ベクトルと直流電流の関係を示す図、
【図６】指令電圧ベクトルの位相とベクトル切換えシー
ケンスを示す図、
ケンスを示す図、
【図７】基本ベクトルの最小出力時間を示す図、
【図８】出力電圧誤差補正を行うための回路図、
【図９】本発明の第２実施例を示すベクトル図、
【図１０】第２実施例を示す相電圧波形図、
【図１１】第３実施例の図６相当図、
【図１２】本発明第１実施例と第３実施例の併用方式に
よる指令電圧ベクトルの位相とベクトル切換えシーケン
スを示す図、
よる指令電圧ベクトルの位相とベクトル切換えシーケン
スを示す図、
【図１３】ＰＷＭインバータでモータである誘導性負荷
を駆動時の相電流波形図、
を駆動時の相電流波形図、
【図１４】電流極性が切替わり点での挙動を示すタイミ
ング図、
ング図、
【図１５】従来例を示すベクトル図。
１．２．正負側直流母線、 ３．スイッチング素
子、 ４．３相ＰＷＭ信号発生回路、 ５．デッドタイム発生
回路、 ６．電流検出器、 ７．相判断回路、 ８．指令電圧ベクトルの位相θ*、 ９．指令電圧ベクトルの大きさＶ*、 １０．全波整流回路、 １１．フォトカプラ。
子、 ４．３相ＰＷＭ信号発生回路、 ５．デッドタイム発生
回路、 ６．電流検出器、 ７．相判断回路、 ８．指令電圧ベクトルの位相θ*、 ９．指令電圧ベクトルの大きさＶ*、 １０．全波整流回路、 １１．フォトカプラ。
Claims (6)
- 【請求項１】 半導体スイッチング素子を用いた３相電
圧型インバータ装置において、１２０°位相差のある２
種類の基本電圧ベクトルと、それらの基本電圧ベクトル
のスイッチング状態の１相のみをスイッチンして得られ
る大きさを持たない零ベクトルの合計３種類の基本電圧
ベクトルを用いて３相ＰＷＭ電圧を発生することを特徴
とする３相ＰＷＭ電圧発生回路。 - 【請求項２】 半導体スイッチング素子を用いた３相電
圧型インバータ装置において、夫々６０°づつ位相差の
ある３種類の基本電圧ベクトルを用いて３相ＰＷＭ電圧
を発生することを特徴とする３相ＰＷＭ電圧発生回路。 - 【請求項３】 半導体スイッチング素子を用いた３相電
圧型インバータ装置において、１２０°位相差のある２
種類の基本電圧ベクトルと、それらの基本電圧ベクトル
のスイッチング状態の１相のみをスイッチして得られる
大きさを持たない零ベクトルの合計３種類の基本電圧ベ
クトルを用いて３相ＰＷＭ電圧を発生する回路と、これ
によって発生した実際の出力３相電圧を全波整流回路に
より整流して零電圧状態であるか否かを検出し、この信
号と上記３相ＰＷＭ電圧発生回路により得られた信号と
の比較により出力電圧誤差を補正する回路とからなるこ
とを特徴とする３相ＰＷＭ電圧発生回路。 - 【請求項４】 半導体スイッチング素子を用いた３相電
圧型インバータ装置において、スイッチング休止期間の
中心を電圧基本波の最大値位相から、ある一定量（３０
°以下）遅らせることを特徴とする３相ＰＷＭ電圧発生
回路。 - 【請求項５】 半導体スイッチング素子を用いた３相電
圧型インバータ装置において、スイッチング休止期間の
中心位相と電流基本波の最大値位相との位相差を約零
（−１０°〜１０°の間）にすることを特徴とする３相
ＰＷＭ電圧発生回路。 - 【請求項６】 半導体スイッチング素子を用いた３相電
圧型インバータ装置において、負荷相電流が約零の相の
スイッチングを休止し、他の２相でスイッチングするこ
とを特徴とする３相ＰＷＭ電圧発生回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08213594A JP3447366B2 (ja) | 1994-04-21 | 1994-04-21 | ３相ｐｗｍ電圧発生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08213594A JP3447366B2 (ja) | 1994-04-21 | 1994-04-21 | ３相ｐｗｍ電圧発生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07298631A true JPH07298631A (ja) | 1995-11-10 |
| JP3447366B2 JP3447366B2 (ja) | 2003-09-16 |
Family
ID=13765983
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP08213594A Expired - Lifetime JP3447366B2 (ja) | 1994-04-21 | 1994-04-21 | ３相ｐｗｍ電圧発生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3447366B2 (ja) |
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JP6067402B2 (ja) * | 2013-02-13 | 2017-01-25 | 株式会社東芝 | モータ制御装置 |
| JP6290028B2 (ja) | 2014-07-30 | 2018-03-07 | 株式会社東芝 | モータ制御装置，空気調和機，洗濯機及び冷蔵庫 |
| JP2023004443A (ja) | 2021-06-25 | 2023-01-17 | 日本電産エレシス株式会社 | モータ制御装置 |
| JP2023096277A (ja) | 2021-12-27 | 2023-07-07 | ニデックエレシス株式会社 | 電力制御装置、電力制御方法、およびモータユニット |
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1994
- 1994-04-21 JP JP08213594A patent/JP3447366B2/ja not_active Expired - Lifetime
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| US11870380B2 (en) | 2019-11-18 | 2024-01-09 | Robert Bosch Gmbh | Actuating three-phase inductive loads in the partial-load operating mode with reduced inverter switching losses |
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