JP2009532006A - 基本周波数でクロック制御される系統側電力変換器の無負荷ならびに低モータ負荷時の無効電力需要を低減する方法 - Google Patents

Abstract

制御可能な半導体スイッチ（Ｔ₁，Ｔ₂，Ｔ₃，Ｔ₄，Ｔ₅，Ｔ₆）を装備し基本周波数によりロック制御される系統側電力変換器（１）の無負荷ならびに低モータ負荷時の無効電力需要を低減する方法において、半導体スイッチ（Ｔ₁，Ｔ₂，Ｔ₃，Ｔ₄，Ｔ₅，Ｔ₆）の基本周波数クロック制御が電力潮流の所望の方向に依存して行なわれる。更に、この方法を実施するための電力変換器が記載されている。

Description

本発明は、基本周波数でクロック制御される系統側電力変換器の無負荷ならびに低モータ負荷時の無効電力需要を低減するための請求項１の前文による方法に関する。

３相交流系統から見て、ある時は負荷として、そしてある時は発電機として動作する電気施設は、一般的に、いわゆる中間回路を介して３相交流系統に接続される。このような電気施設の例が製糖工場における遠心分離機である。同様に、例えば比較的小さい風力発電施設または太陽光発電施設のような分散的な電気エネルギー発生のための一時的にのみ動作する施設も中間回路を介して３相交流系統に接続されている。

図１には、概略的に中間回路２の制御のための公知の電力変換器１の３相交流系統への接続が示されている。電力変換器１は、例えばトランジスタまたはサイリスタとして実施された多数の半導体スイッチＴ₁，…，Ｔ₆を含み、これらの半導体スイッチは、それぞれ３相交流系統の線路Ｒ，Ｓ，Ｔと中間回路２の線路４，５との間に配置されている。３相交流系統の線路Ｒ，Ｓ，Ｔは、相Ｒ，Ｓ，Ｔとも呼ばれる。図１に示された６個の半導体スイッチＴ₁，…，Ｔ₆の配置は、６パルスブリッジ回路、略してＢ６ブリッジと呼ばれる。６パルスという名称の代わりに一般に３相という名称も一般的である。中間回路２には中間回路電圧ｕ_DCが存在する。中間回路電圧ｕ_DCは直流電圧である。直流電圧の緩衝および平滑のために、異なる電位の線路４，５間に中間回路キャパシタンスＣ_DCが配置されている。

個々の線路Ｒ，Ｓ，Ｔには、３相交流系統３と中間回路２との間に転流リアクトルＬ_Cが配置されている。

半導体スイッチのスイッチングエッジは基本周波数動作においては自然点弧時点、すなわち３相交流系統２の個々の線路Ｒ，Ｓ，Ｔの系統電圧ｕ_R,S,Tの交点にある。

電力変換器の基本周波数クロック制御動作は、電力変換器の使用を有意義にする幾つかの利点によって優れている。電流弁とも呼ばれる半導体スイッチの高周波クロック制御動作が行なわれないことから、例えば少ないスイッチング損失、簡単かつ低コストの転流リアクトルおよび系統側フィルタの使用、例えば高いモータ軸電流を招くシステム振動の僅かな励起という利点がもたらされる。

しかも、昇圧コンバータによる制御動作の場合よりも中間回路電圧ｕ_DCが低い。ｕ_DC制限の遵守は、例えば中間回路に接続されているモータの絶縁のために重要である。

基本周波数クロック制御動作の著しい欠点は、もちろん電力変換器の無負荷時もしくは軽負荷時に比較的大きな無効電力需要が生じ、かつ大きな振動電流が発生することにある。このような場合の電流および電圧の経過が図２に示されている。これは、使用者における配電ネットワークの負担および見掛け上高められた電流使用を生じさせ、結果としてエネルギーコストに関する欠点につながる。

この欠点の除去は、これまで一方では大きな転流インダクタンスＬ_Cの使用によって解決されるが、これは、転流インダクタンスＬ_Cのための高いコストや、転流インダクタンスＬ_Cにおける大きな電圧降下につながる。他方では小さな中間回路キャパシタンスＣ_DCが使用されるが、これは、少ないまたはそれどころか不足する緩衝作用につながり、それによって、例えば中間回路への大きな多軸駆動装置の接続ができない。

大きな転流インダクタンスも小さい中間回路キャパシタンスも考慮の対象にならず、使用者は、これまでは、結局のところ高コストにつながる高い皮相電力需要を受け入れなければならなかった。

したがって、本発明の課題は、無負荷時の皮相電力需要を少なくともほぼ零に低下させる狙いをもって、基本周波数でクロック制御される整流器の無負荷もしくは軽いモータ負荷時の無効電力需要の低減を可能にする方法を提供することにある。この課題は請求項１による方法によってもしくは請求項１０による電力変換器によって解決される。

従来技術の欠点は、冒頭に述べた種類の本発明による方法において、半導体スイッチの基本周波数クロック制御が所望の電力潮流方向に依存して行なわれることによって回避される。

用語「基本周波数クロック制御」（つまり基本周波数でのクロック制御）は、半導体スイッチがそれぞれ、基本周波数クロック制御の期間中に用意された個別の角度範囲、セグメント等において持続的に、例えば直流スイッチング信号による駆動によって、または少なくとも大部分、例えば高周波スイッチング信号による駆動によって駆動されるような個々の半導体スイッチのクロック制御を含む。

本発明による方法の実施のために、能動的な供給／回生の電力潮流も１つの伝導方向への受動的な動作も可能にする電力変換器回路が使用されるとよい。有利な回路は、受動的な並列ダイオードブリッジを含むＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）のＢ６ブリッジである。

中間回路から３相交流系統への電力潮流のために好んで使用されるＩＧＢＴは、本発明によれば、原則的にあとわずかに実際に有効電力が３相交流系統へ供給されるべきときにのみ制御される。したがって、好ましくはＩＧＢＴとして実施される半導体スイッチの基本周波数クロック制御は、本発明によれば、電力潮流の所望の方向に依存する。

本発明による方法は従来技術に対して次の利点を有する。
ａ）使用者におけるエネルギー節約およびそれにともなうコスト低減、
ｂ）使用者における系統接続の設計への有利な影響およびそれにともなうコスト低減、
ｃ）使用者における基本周波数クロック制御動作の受け入れの改善、
ｄ）電力変換器および付加構成要素の平均的に低減された熱的負担、
ｅ）試験信号動作のために必要な半導体スイッチのスイッチング周波数増加の不要、
ｆ）低コストの実現が可能（なぜならば、従来技術に比べて、付加的な構成部品ならびに付加的な製造費用が不要であるからである）。

更に、本発明による方法は基本周波数動作の従来の実現に対して互換性を有する。

電力潮流の所望の方向を求める方式およびそれにともなう基本周波数クロック制御の投入および遮断の基準の正確な規定は種々のシステム構成要素に依存する。

例えば、系統電圧、中間回路電圧ならびに系統電流および／または中間回路電流のためのセンサ技術が使用される場合に、本発明による方法を次のように実施することが考えられ得る。
ａ）電力変換器に接続されている３相交流系統の系統電圧ｕ_R,S,Tの連続的な測定、
ｂ）電力変換器に接続されている中間回路の中間回路電圧ｕ_DCの連続的な測定、
ｃ）測定された系統電圧ｕ_R，ｕ_S，ｕ_Tに基づく少なくとも１つの線間系統電圧ｕ_Vの連続的な決定および観察、
ｄ）例えば測定された電圧に基づく系統有効電流Ｉ_Wの連続的な決定および観察、
ｅ）系統有効電流Ｉ_Wの平滑された平均値Ｉ_WAVの連続的な決定および観察、
ｆ）Δｕ＝ｕ_DC−ｕ_Vによる中間回路電圧ｕ_DCと線間電圧ｕ_Vとの差Δｕの連続的な決定および観察、
ｇ）差Δｕと正の閾値Δｕ_limとの比較、
ｈ）差Δｕが閾値Δｕ_limを上回った場合に半導体スイッチの基本周波数クロック制御の開始、ならびに
ｉ）系統有効電流Ｉ_Wの平滑された平均値Ｉ_WAVの符号が再び変化した場合に半導体スイッチの基本周波数クロック制御の停止。

観察される線間電圧ｕ_Vは、３相交流系統の線路Ｒ，Ｓ，Ｔ間における対をなす電位差ｕ_RS,Umr，ｕ_ST,Umr，ｕ_TR,Umrに対応する。閾値Δｕ_limは基本的には個々の線間系統電圧ｕ_RS,Umr，ｕ_ST,Umr，ｕ_TR,Umrごとに、Δｕ_limDCRS，Δｕ_limDCST，Δｕ_limDCTRと定義されている。

用語「連続的」は、個々のパラメータの持続的な、時間連続的な、例えばアナログの測定、決定および観察も、例えば時間離散ステップでのディジタル監視方法および制御方法を用いた個々のパラメータの測定、決定および観察も含む。

通常の基本周波数クロック制御の開始によって、中間回路から３相交流系統への発電機動作の電力潮流が可能にされる。

基本周波数クロック制御が停止されると、電力変換器はその後単純な受動ダイオードブリッジとして動作する。更に、ヒステリシスの適用によって境界循環現象を回避することができる。

閾値Δｕ_limは、一方では基本周波数クロック制御の開始時に過大な駆動電圧に起因する過電流が生じないように十分に小さく選ばれ、他方では基本周波数クロック制御が、例えば測定ノイズまたはシステム振動に基づいて開始されないように十分に大きく選ばれることが好ましい。

例えば、中間回路電圧および系統電流のための、ならびに高速の過電流検出および半導体スイッチ制御への高速の過電流帰還結合のための測定技術が使用される場合に、本発明による方法を次のように実施することが考えられ得る。
ａ）中間回路電圧ｕ_DCの連続的な測定、
ｂ）系統有効電流Ｉ_Wの連続的な決定および観察、
ｃ）系統有効電流Ｉ_Wの平滑された平均値Ｉ_WAVの連続的な決定および観察、
ｄ）中間回路電圧ｕ_DCと閾値Δｕ_DClimとの比較、
ｅ）中間回路電圧ｕ_DCが閾値Δｕ_DClimを上回った場合に半導体スイッチの基本周波数クロック制御の開始、ならびに
ｆ）系統有効電流Ｉ_Wの平滑された平均値Ｉ_WAVの符号が再び変化した場合に半導体スイッチの基本周波数クロック制御の停止。

個々のパラメータの連続的な測定、決定および観察は、同様に時間離散ステップでのディジタル監視および制御方法を用いて行なわれるとよい。

電力変換器固有の最大電流閾の到達時に当該半導体スイッチが遮断され、電流が十分に低下したときにやっと、再び投入される。

基本周波数クロック制御が開始される中間回路電圧のための閾値が、例えば、
（√２）・ｕ_Netz,max
なる最大許容系統電圧に設定され、中間回路へのエネルギー供給により中間回路電圧がこの閾値を上回った際には、一般に３相交流系統と中間回路との間の電圧差が非常に大きいので、基本周波数クロック制御において行なわれるような１０^-3ｓ程度の時間の電流路の開放が既に過電流をもたらし、それにより電力変換器の保護遮断をもたらすであろう。したがって、本発明によれば、電力変換器回路固有の最大電流閾の到達時に極めて速やかに、例えば１０^-6ｓ程度の時間内に当該半導体スイッチが遮断される。電流が十分に低下したならば、当該半導体スイッチが再び投入され、電流が再び上昇することができる。これによって、電力変換器の電力限界における系統電流を実現するいわゆる２点調節器の基本的特性がもたらされる。この２点特性は、中間回路と３相交流系統との間の電圧差が過電流をもはや生じさせないほどに低下されるまで、基本周波数クロック制御に重ね合わされる。

例えば中間回路電圧および系統電流および／または中間回路電流のためのセンサ技術が使用される場合に、本発明による方法を次のように実施することが考えられ得る。すなわち、半導体スイッチが無負荷または低モータ負荷においてテスト信号によりクロック制御される。すなわち、テスト信号は、
ａ）通常動作における基本周波数でのスイッチングパターンと互換性があり、
ｂ）通常動作に比べて無負荷時に必要な皮相電力を著しく低減し、
ｃ）無負荷時に系統電圧が低下すると中間回路電圧を自動的に随伴させ、
ｄ）無負荷または低モータ負荷時に残っている皮相電力の評価によって基本周波数での通常動作の開始および終了の基準を提供する。

半導体スイッチが、テスト信号によって、無負荷の期間中または低モータ負荷の期間中に周期的に交互に対または個別に、それぞれ系統角の個別の限定角度範囲の間阻止され、そうでなければ開かれていて純粋なダイオードブリッジの特性を示すことがある。限定角度範囲は、基本周波数クロック制御動作の通常の６０°の角度範囲よりも小さく、例えばこのような角度範囲の一部分を含む。

個別の角度範囲の位置は、中間回路電圧ｕ_DCと割り当てられた線間系統電圧ｕ_Vとの差Δｕが僅かであるときにはじめて電流路が開かれるように選ばれている。

この場合に、基本周波数クロック制御は有効電流の閾値超過時に開始される。

本発明の有利な形態は、上述の方法の実施のための可制御半導体スイッチを備えた電力変換器に関し、この電力変換器は、
ａ）瞬時的な電力潮流方向を連続的に検出および／または決定するための手段、
ｂ）検出および／または決定された電力潮流方向と所望の電力潮流方向とを比較するための手段、
ｃ）所望の電力潮流方向に依存して半導体スイッチ（Ｔ₁，Ｔ₂，Ｔ₃，Ｔ₄，Ｔ₅，Ｔ₆）の基本周波数クロック制御を開始および停止するための手段、
を含む。

本発明による電力変換器の特に有利な形態は、無負荷時または低モータ負荷期間中に系統角（Φ）の個別の限定角度範囲（｛Φ₁，…，Φ₂｝）の間、個々の半導体スイッチを阻止するための手段を含む。

上述の方法の実施のために使用される電力変換器の半導体スイッチは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）として実施されていることが好ましい。

以下において本発明を図面に基づいて説明する。
図１は中間回路を制御するために３相交流系統に接続され基本周波数でクロック制御される電力変換器の従来技術によるスイッチング回路の概略図を示し、
図２は４００Ｖの３相交流系統に接続されて基本周波数クロック制御で動作させられＬ_C＝１ｍＨ、Ｃ_DC＝２ｍＦを有する図１に示された電力変換器の無負荷での電圧および電流経過を示し、
図３は４００Ｖの３相交流系統に接続されて基本周波数クロック制御で動作させられＬ_C＝１ｍＨ、Ｃ_DC＝２ｍＦを有する図１に示された電力変換器のモータ負荷での電圧および電流経過を示し、
図４は図１に示された電力変換器の半導体スイッチを制御するための本発明によるスイッチングパターンを示し、
図５は４００Ｖ系統において基本周波数で動作させられるＬ_C＝１ｍＨ、Ｃ_DC＝２ｍＦを有する電力変換器の本発明により低減された角度範囲（ｘ₁＝１５°）で生じる有効電流および無効電流の概略図を示し、
図６は４００Ｖ系統において基本周波数で動作させられＬ_C＝１ｍＨ、Ｃ_DC＝２ｍＦを有する電力変換器の標準の角度範囲で生じる有効電流および無効電流の概略図を示し、
図７は低減された角度範囲から完全な回生電力のための基本周波数による標準動作への発電機動作の電流振動に起因した切換にともなう無負荷動作から回生動作への負荷跳躍の概略図を示し、
図８は通常の全角度範囲動作と無負荷時および軽いモータ負荷時における皮相電力の低減のための本発明による部分角度範囲動作との切換のためのフローチャートを示す。

有利な解決手段のために、図２に概略的に示されているように、３相系統電流の有効分および無効分への変換が使用される。このために電流および電圧の表示が空間ベクトルとして選ばれる。α−β座標系における空間ベクトルｘαβは、次のように、相Ｒ，Ｓ，Ｔの成分（以下、相成分と呼ぶ。）から得られる。

この定義は、系統電圧ｕ_R，ｕ_S，ｕ_Tの空間ベクトルｕαβにも、相電流ｉ_R，ｉ_S，ｉ_Tの空間ベクトルｉαβにも当てはまり、式（ａ）においてｘの代わりにｕもしくはｉが使用される。この場合に時間依存性は明示的に持たされていない。空間ベクトルｉαβはα−β座標系の原点の周りに系統周波数にて回転する。系統周波数にて回転する座標系への変換によって、

なる静止ベクトルｉ_pqが得られる。ｐ成分は系統電流の有効分であり、ｑ成分は系統電流の無効分である。ｐ−ｑ座標系はα−β座標系に対して時間的に変化する角度−γだけ回転させられている。定義にしたがって、角度γは、系統電圧源の空間ベクトルｕαβがｐ軸と一致するように選ばれているので、系統電圧源が有効成分軸を規定する。

有効電力Ｐ_Wは、系統周期Ｔにわたる電力の平均値として、

にしたがって定義されている。

続いて式（ｂ）による上述の変換の厳密な適用によって電流の瞬時値に関してＩ_W＝ｉ_pなる系統有効電流の表示およびＩ_B＝ｉ_qなる系統無効電流の表示が得られる。Ｉ_Wの周期性のために、式（ｃ）によれば、それに零とは異なる有効電力がつながっていることが必ずしも必要というわけではない。

中間回路２を制御するために図１に示して最初に説明した３相交流系統３に接続されている電力変換器１において無負荷時ならびに低モータ負荷時に発生する振動電流は、基本周波数クロック制御において中間回路コンデンサＣ_DCの充放電過程によって得られる。この場合に中間回路電圧は近似的に線間系統電圧ｕ_Vの変動に従う。なぜならば、ＩＧＢＴＴ₁，…，Ｔ₆の基本周波数での制御にともない３相交流系統３から中間回路２への電力潮流もその逆方向の電力潮流も起こり得るからである。したがって、モータ負荷の増大、すなわち中間回路２の有効電力摂取の増大にともなって、基本周波数でのクロック制御に起因する振動電力が小さくなる。その際に系統有効電流Ｉ_Wがもはや周期的な符号変化を受けないので、３相交流系統３への中間回路コンデンサＣ_DCの本来は望ましくない放電が行なわれない。中間回路２の有効電力摂取により中間回路電圧ｕ_DCの平均値が低下し、それに応じて中間回路コンデンサＣ_DCが３相交流系統３へ放電するための電圧差Δｕが低下する。図３に示されている電力変換器の強いモータ負荷時における残っている系統電流変動は、電力変換器１内に含まれＩＧＢＴＴ₁，…，Ｔ₆を含むＢ６ダイオードブリッジのシステム特性である。

本発明の基礎をなす着想は、上述の構成に基づいて、能動的な供給／回生の電力潮流も１つの伝導方向への純粋に受動的な動作も可能にする電力変換器回路の使用にある。有利な回路は、受動的な並列ダイオードブリッジを含む図１に示されたＩＧＢＴ−Ｂ６ブリッジである。

本発明によれば、中間回路２から３相交流系統３への電力潮流のためにとりわけ使用されるＩＧＢＴＴ₁，…，Ｔ₆は、原則的に、実際に有効電力Ｉ_Wを３相交流系統３へ供給すべき場合にのみ基本周波数でクロック制御される。したがって、好ましくはＩＧＢＴとして実施された半導体スイッチを基本周波数でクロック制御することは、本発明によれば、所望の電力潮流方向に依存する。

所望の電力潮流方向の検出様式、従って基本周波数でのクロック制御の投入および遮断の基準の正確な定義は、種々のシステム構成要素に依存する。

この場合に基本的には３つの選択肢が考えられ得る。
選択肢Ａ：系統電圧、中間回路電圧ならびに系統電流および／または中間回路電流のためのセンサ技術：
この場合には、系統電圧、例えば相電圧ｕ_R，ｕ_S，ｕ_Tまたは線間電圧と、中間回路電圧ｕ_DCとが測定される。中間回路電圧ｕ_DCと１つの線間電圧ｕ_V、例えばｕ_RS,Umrとの差Δｕが、正の閾値Δｕ_lim、例えばΔｕ_lim,DcRSを、
Δｕ＝ｕ_DC−ｕ_RS,Umr＞Δｕ_lim,DcRS
にしたがって上回ると、中間回路電圧ｕ_DCは中間回路２への電力潮流に基づいて上昇する。ＩＧＢＴＴ₁，…，Ｔ₆の通常の基本周波数クロック制御の開始によって、中間回路２から３相交流系統３への発電機動作の電力潮流が可能にされる。この場合に、閾値Δｕ_limは、一方では、基本周波数によるクロック制御の開始時に過大な駆動電圧により過電流が生じないように小さく選ばれなければならない。他方では、閾値Δｕ_limは、基本周波数でのクロック制御を開始するための基準が測定ノイズまたはシステム振動に起因して応答することがないように、十分に大きく選ばれなければならない。基本周波数クロック制御は、系統有効電流Ｉ_Wの平滑化された平均値Ｉ_WAVが符号を再び変化してモータ動作状態を示すときに停止される。その後、電力変換器１は単純な受動ダイオードブリッジとして動作する。ヒステリシスの適用によって境界循環現象が回避される。

選択肢Ｂ：中間回路電圧および系統電流のためのセンサ技術ならびに高速過電流検出およびＩＧＢＴ制御への高速過電流帰還：
この場合には中間回路電圧ｕ_DCが測定される。中間回路電圧ｕ_DCが、中間回路２へのエネルギー供給に基づいて閾値ｕ_DClimを上回ると、電力変換器１のＩＧＢＴＴ₁，…，Ｔ₆の基本周波数クロック制御が開始される。動作はいわゆるチョッパ動作に似ている。閾値ｕ_DClimは、例えば最大許容系統電圧ｕ_Netz,maxにおいて無負荷時に到達可能な電圧値、すなわち、
（√２）・ｕ_Netz,max
に設定されるので、基本周波数でのクロック制御動作を開始するための基準として、
ｕ_DC＞ｕ_DClim＞（√２）・ｕ_Netz,max
が当てはまる。一般に３相交流系統３と中間回路２との間の電圧差が非常に大きいので、基本周波数クロック制御において行なわれるような１０^-3ｓ程度の時間の電流路の開放が既に過電流をもたらし、それにより電力変換器の保護遮断をもたらすであろう。したがって、電力変換器回路固有の最大電流閾に到達時に極めて速やかに、例えば１０^-6ｓ程度の時間内に当該ＩＧＢＴが遮断されなければならない。電流が十分に低下した際に、当該ＩＧＢＴが再び投入され、電流が再び上昇することができる。これによって、電力変換器１の電力限界における系統電流を実現するいわゆる２点調節器の基本的特性が得られる。この２点特性は、中間回路２と３相交流系統３との電圧差が過電流をもはや生じさせないほどに低下されるまで、基本周波数クロック制御に重ね合わされる。基本周波数クロック制御は、系統電流Ｉ_Wの平滑化された平均値Ｉ_WAVがその符号つまり極性を変え、それによりモータ動作状態を示したときに停止される。その後、電力変換器１は単純な受動ダイオードブリッジとして動作する。ヒステリシスの適用によって境界循環現象が回避される。

選択肢Ｃ：中間回路電圧と系統電流および／または中間回路電流とのためのセンサ技術：
この解決策は、ハードウェアに要する費用を最小にし、したがって本発明の有利な実施例である。したがって、これを以下において詳細に説明する。

選択肢Ｃについての考察の出発点は、基本周波数で動作させられる電力変換器１の無負荷において得ようと努められるＩＧＢＴＴ₁，…，Ｔ₆の非活性化にあり、この非活性化はそれによって達成可能な所要皮相電力低減をともなう。

僅かな電力供給およびそれによるｕ_DCの緩やかな上昇の際に、または系統電圧の緩やかな低下によって、無負荷範囲において、線間系統電圧ｕ_RST,Umrの振幅と中間回路電圧ｕ_DCとの間に大きな電圧差が発生する。選択肢Ａのもとで説明したような系統電圧の測定がなければ、電圧差は、さしあたり認識可能でなく、引き続いての基本周波数でのＩＧＢＴ動作の開始時に、例えば選択肢Ｂのもとで説明したような付加的な措置がなければ、過電流およびそれにともなう遮断を生じる。

選択肢Ｃの基本思想は、ＩＧＢＴＴ₁，…，Ｔ₆を無負荷時に完全に阻止するのではなく、一種のテスト信号を出力することにあり、テスト信号は、
ａ）通常動作時における基本周波数でのスイッチングパターンと互換性があり、
ｂ）通常動作に比べて無負荷時に必要な皮相電力を著しく低減し、
ｃ）無負荷に系統電圧が低下すると中間回路電圧を自動的に随伴させ、
ｄ）無負荷範囲に残っている皮相電力の評価によって基本周波数での通常動作の開始および終了の基準を提供する。

テスト信号のための有利なスイッチングパターンが図４に示されている。図４は０°から３６０°までの１つの系統周期についての基本周波数クロック制御動作における半導体スイッチＴ１〜Ｔ６の制御ロジックを示す。この場合に、「基本周波数での」とは、半導体スイッチＴ１〜Ｔ６がそれらの個別の角度範囲において持続的に、例えば直流スイッチング信号による駆動によって、または少なくとも大部分において、例えば高周波スイッチング信号による駆動によって駆動されていることであると理解される。

通常は、系統ベクトルΦの６０°範囲Ｉ，ＩＩ，ＩＩＩ，ＩＶ，Ｖ，ＶＩの境界において、その都度１つの半導体スイッチＴ₁，Ｔ₂，Ｔ₃，Ｔ₄，Ｔ₅，Ｔ₆が遮断され、別の１つの半導体スイッチＴ₁，Ｔ₂，Ｔ₃，Ｔ₄，Ｔ₅，Ｔ₆が投入される。他の１つの半導体スイッチＴ₁，Ｔ₂，Ｔ₃，Ｔ₄，Ｔ₅，Ｔ₆が角度範囲Ｉ，ＩＩ，ＩＩＩ，ＩＶ，Ｖ，ＶＩの間のそれぞれの境界において駆動され続け、残りの全ての半導体スイッチＴ₁，Ｔ₂，Ｔ₃，Ｔ₄，Ｔ₅，Ｔ₆はオフされている。今や、半導体スイッチＴ₁，Ｔ₂，Ｔ₃，Ｔ₄，Ｔ₅，Ｔ₆のオンが、各範囲Ｉ，ＩＩ，ＩＩＩ，ＩＶ，Ｖ，ＶＩにおいて、範囲Ｉについて図４に示された表示では、角度Φ₁だけずらされて角度範囲Φ₂に短縮される。その後半導体スイッチＴ₁，Ｔ₂，Ｔ₃，Ｔ₄，Ｔ₅，Ｔ₆はそれぞれ、斜線で示された部分においてだけ駆動されている。その他の残りの全ての時間もしくは系統角度では、全ての半導体スイッチがオフし、純粋なダイオードブリッジの特性が得られる。

選択肢Ｃに基づく本発明による方法は、モータ動作時におけるスイッチング期間の低減を生じさせる。第１の範囲Ｉの例では、図４から、Ｔ１／Ｔ６の投入がΦ₁で行なわれ、Ｔ１／Ｔ６の遮断がΦ₁＋Φ₂で行なわれることが分かる。

重要なことは、テスト信号のための他の形態、例えば提案された部分をより小さな下位範囲へ区分することも有意義であることである。

テスト信号の形態の選択のための背景は、中間回路と３相交流系統との差電圧Δｕ、すなわち、
Δｕ＝ｕ_DC−Ｕ_RS,Umr
が僅かであるときにはじめて、それぞれの角度範囲に必要な電流路を開くことにある。

電力変換器の半導体スイッチの、選択肢Ｃに基づいて本発明にしたがって低減されたスイッチング範囲（図５）と、同じ電力変換器の半導体スイッチの従来技術に対応するスイッチング範囲とに関する図５および図６に示された無負荷時に生じる有効電流および無効電流の比較から、無負荷点における有効電流および無効電流負荷の低減が本発明による方法によって得られることを知ることができる。

中間回路の高い動特性の発電機動作の負荷の場合には、短時間内に通常の全角度範囲動作が活性化されなければならない。なぜならば、電力が系統に回生されず、中間回路電圧が遮断限界まで上昇するか、または系統に対する高い差電圧によって高い過電流が発生するからである。図７に、この種の逆動作経過が示されている。通常の６０°動作の開始条件として、有効電流に対する閾の超過が用いられる。

通常の基本周波数での回生動作と選択肢Ｃによる低減されたスイッチング角度範囲を有する本発明によるテスト信号動作との間の切換のための考えられ得るアルゴリズムが図８に示されている。

電力変換器が通常に基本周波数クロック制御で動作させられる出力状態１０から出発して、第１の方法ステップ２０において電力供給動作が行なわれるか否かが検査される。これは、例えば平滑された有効電力の観察およびそれ自体と最小値との比較によって行なわれる。

方法ステップ２０において電力供給動作が確定されたならば、方法ステップ３０において選択肢Ｃによる部分角度範囲動作がテスト信号の活性化によって活性化される。

電力供給動作から出発して連続的に、例えば時間的に離散したステップにてコンピュータ制御される監視ユニットにより、方法ステップ４０において、電力回生動作が存在するか否かが検査される。この検査は、例えば発電機動作の瞬時有効電流と最小値との比較によって、又は、中間回路電圧ｕ_DCの上昇の観察およびこの上昇と最小値との比較によって、ならびに有効電流Ｉ_Wと最小値との比較によって行なわれる。

電力回生動作が確認できなかった場合には、ステップ３０および４０が、電力回生動作が確認できるまで繰り返される。

電力回生動作が確認されると、方法ステップ５０において全角度範囲動作が活性化され電力変換器が再び基本周波数クロック制御で動作させられる。

方法ステップ５０に続く待機サイクル６０が、方法ステップ２０による方法が続行される前に境界循環の回避に役立つ。

方法ステップ２０において電力回生動作が確認され得ない場合には、電力回生動作が確認され得るまで、方法ステップ５０および６０が繰り返される。

重要なことは、ここで説明した本発明による方法により、無負荷点およびモータ部分負荷時に基本周波数でクロック制御される電力変換器の皮相電力が著しく低減され得ることである。これによって、大規模に使用者におけるエネルギー節約およびそれにともなうコスト節約が達成される。更に、本発明による方法は使用者における系統接続の設計への直接的な影響を有し、それにより著しいコスト節約を可能にする。更に、明白な振動電流の低減によって、使用者における基本周波数動作の高い容認が得られる。

更に、本発明による方法によって、電力変換器および付加的構成要素の平均的に低減された熱的負担が達成される。しかも、テスト信号動作のために半導体スイッチのスイッチング周波数の増大が必要とされない。

更に、本発明による方法もしくは本発明による方法を実施するための電力変換器を低コストで実現することができる。なぜならば、従来技術に比べて電力変換器側での負荷的な構成部品費用または製造費用が存在しないからである。したがって、本発明による方法は基本周波数動作の従来の実現に対して互換性がある。

基本周波数でクロック制御される従来技術による電力変換器のスイッチング回路の概略図 図１に示された電力変換器の無負荷での電圧および電流経過を示すダイアグラム 図１に示された電力変換器のモータ負荷での電圧および電流経過を示すダイアグラム 図１に示された電力変換器の半導体スイッチを制御するための本発明によるスイッチングパターンを示す説明図 ４００Ｖ系統において基本周波数で動作させられる電力変換器の本発明により低減された角度範囲（ｘ₁＝１５°）で生じる有効電流および無効電流の概略図 ４００Ｖ系統において基本周波数で動作させられる電力変換器の標準のスイッチング角度範囲で生じる有効電流および無効電流の概略図 低減された角度範囲から完全な回生電力のための基本周波数標準動作への発電機動作の電流振動に起因した切換にともなう無負荷動作から回生動作への負荷跳躍の概略図 通常の全角度範囲動作と本発明による部分角度範囲動作との切換のためのフローチャート

符号の説明

１ 電力変換器
２ 中間回路
３ ３相交流系統
４，５ 中間回路の線路
１０〜６０ 方法ステップ
Ｃ_DC 中間回路キャパシタンス（中間回路コンデンサ）
ｉ_R，ｉ_S，ｉ_T， 系統電流
Ｉ_B 系統無効電流
Ｉ_W 系統有効電流
Ｉ_WAV 系統有効電流の平滑された平均値
Ｌ_C 転流インダクタンス
Ｌ_Netz 系統インダクタンス
Ｒ，Ｓ，Ｔ ３相交流系統の線路
Ｔ₁，…，Ｔ₆ 半導体スイッチ
ｕ_DC 中間回路電圧
ｕ_R，ｕ_S，ｕ_T， 系統相電圧
ｕ_RS,Umr，ｕ_ST,Umr 線間系統電圧
Δｕ 差電圧

Claims (12)

1. 制御可能な半導体スイッチ（Ｔ₁，Ｔ₂，Ｔ₃，Ｔ₄，Ｔ₅，Ｔ₆）を装備し基本周波数でクロック制御される系統側電力変換器（１）の無負荷ならびに低モータ負荷時の無効電力需要を低減する方法において、半導体スイッチ（Ｔ₁，Ｔ₂，Ｔ₃，Ｔ₄，Ｔ₅，Ｔ₆）の基本周波数クロック制御が電力潮流の所望の方向に依存して行なわれることを特徴とする方法。
2. 次の方法ステップを有することを特徴とする請求項１記載の方法、
   ａ）電力変換器に接続されている３相交流系統（３）の系統電圧ｕ_R,S,Tの連続的な測定、
   ｂ）電力変換器に接続されている中間回路（２）の中間回路電圧ｕ_DCの連続的な測定、
   ｃ）測定された系統電圧ｕ_R,S,Tに基づく少なくとも１つの線間系統電圧ｕ_Vの連続的な決定および観察、
   ｄ）Δｕ＝ｕ_DC−ｕ_Vによる中間回路電圧ｕ_DCと線間系統電圧ｕ_Vのとの差Δｕの連続的な決定および観察、
   ｅ）系統有効電流Ｉ_Wの連続的な決定および観察、
   ｆ）系統有効電流Ｉ_Wの平滑された平均値Ｉ_WAVの連続的な決定および観察、
   ｇ）差Δｕと正の閾値Δｕ_limとの比較、
   ｈ）差Δｕが閾値Δｕ_limを上回った場合に半導体スイッチの基本周波数クロック制御の開始、ならびに
   ｉ）系統有効電流Ｉ_Wの平滑された平均値Ｉ_WAVの符号が変化した場合に半導体スイッチの基本周波数クロック制御の停止。
3. 閾値Δｕ_limは、一方では基本周波数クロック制御の開始時に過大な駆動電圧に基づいて過電流が生じないように十分に小さく選ばれ、他方では基本周波数クロック制御が、例えば測定ノイズまたはシステム振動に基づいて開始されないように十分に大きく選ばれていることを特徴とする請求項２記載の方法。
4. 次の方法ステップを有することを特徴とする請求項１記載の方法。
   ａ）中間回路電圧ｕ_DCの連続的な測定、
   ｂ）系統有効電流Ｉ_Wの連続的な決定および観察、
   ｃ）系統有効電流Ｉ_Wの平滑された平均値Ｉ_WAVの連続的な決定および観察、
   ｄ）中間回路電圧ｕ_DCと閾値Δｕ_DClimとの比較、
   ｅ）中間回路電圧ｕ_DCが閾値Δｕ_DClimを上回った場合に半導体スイッチの基本周波数クロック制御の開始、ならびに
   ｆ）系統有効電流Ｉ_Wの平滑された平均値Ｉ_WAVの符号が変化した場合に半導体スイッチの基本周波数クロック制御の停止。
5. 電力変換器固有の最大電流閾の到達時に当該半導体スイッチ（Ｔ₁，Ｔ₂，Ｔ₃，Ｔ₄，Ｔ₅，Ｔ₆）が遮断され、電流が十分に低下したときにはじめて再び投入される
   ことを特徴とする請求項４記載の方法。
6. 半導体スイッチ（Ｔ₁，Ｔ₂，Ｔ₃，Ｔ₄，Ｔ₅，Ｔ₆）が無負荷または低モータ負荷においてテスト信号によりクロック制御され、テスト信号は、
   ａ）通常動作における基本周波数でのスイッチングパターンと互換性があり、
   ｂ）通常動作に比べて無負荷時に必要な皮相電力を著しく低減し、
   ｃ）無負荷時に系統電圧が低下すると中間回路電圧を自動的に随伴させ、
   ｄ）無負荷または低モータ負荷時に残っている皮相電力の評価によって基本周波数での通常動作の開始および終了の基準を提供することを特徴とする請求項１記載の方法。
7. 半導体スイッチ（Ｔ₁，Ｔ₂，Ｔ₃，Ｔ₄，Ｔ₅，Ｔ₆）が、テスト信号によって、無負荷の期間中または低モータ負荷の期間中に周期的に交互に対または個別に、それぞれ系統角（Φ）の個別の限定角度範囲（｛Φ１，…，Φ２｝）の間阻止され、そうでなければ開かれていることを特徴とする請求項６記載の方法。
8. 個別の角度範囲（｛Φ１，…，Φ２｝）の位置は、中間回路電圧（ｕ_DC）と線間系統電圧（ｕ_V，ｕ_RST）との差（Δｕ）が僅かであるときにはじめて電流路が開かれるように選ばれていることを特徴とする請求項７記載の方法。
9. 基本周波数クロック制御は有効電流の閾値超過時に開始されることを特徴とする請求項７又は８記載の方法。
10. ａ）瞬時的な電力潮流方向を連続的に検出および／または決定するための手段、
    ｂ）検出および／または決定された電力潮流方向と所望の電力潮流方向とを比較するための手段、
    ｃ）所望の電力潮流方向に依存して半導体スイッチ（Ｔ₁，Ｔ₂，Ｔ₃，Ｔ₄，Ｔ₅，Ｔ₆）の基本周波数クロック制御を開始および停止するための手段、
    を含むことを特徴とする請求項１乃至９の１つに記載の方法を実施するための制御可能な半導体スイッチ（Ｔ₁，Ｔ₂，Ｔ₃，Ｔ₄，Ｔ₅，Ｔ₆）を備えた電力変換器。
11. 無負荷時または低モータ負荷期間中に系統角（Φ）の個別の限定角度範囲（｛Φ₁，…，Φ₂｝）の間個々の半導体スイッチを阻止するための手段を含むことを特徴とする請求項１０記載の電力変換器。
12. 半導体スイッチが絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を含むことを特徴とする請求項１０又は１１記載の電力変換器。

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