JP2019047701A - 電力変換装置およびその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】電力変換装置において、セルの電圧バランスを適切に制御できるようにする。
【解決手段】各々が複数のセル２を有し、一のセル２は少なくとも一のコンデンサと少なくとも一のスイッチング素子とを有するものである、複数のアーム３と、各々のアーム３の出力電流Ｉａｕ，Ｉａｖ，Ｉａｗに基づいて、スイッチング素子を制御するためのＰＷＭ変調波であるゲートパルス信号を出力するゲートパルス信号出力部１０８と、出力電流Ｉａｕ，Ｉａｖ，Ｉａｗに含まれる、ＰＷＭ変調波の変調周期を含む所定帯域内の高調波成分である高調波電流を抽出する高調波電流抽出部１０１と、抽出した高調波電流を抑制するように、ゲートパルス信号出力部１０８を制御する電流制御部１０２と、を電力変換装置Ｓ１に設けた。
【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置およびその制御方法に関する。

ＭＭＣ（Modular Multilevel Converter；マルチモジュラーコンバータ）と称される電力変換装置においては、３相の各アームにおいて、個別にコンデンサを有する複数の単相コンバータ（以下、セルと称す）が直列接続されている。ＭＭＣにおいては、交流系統に対して所望の交流電圧を出力するために、これら複数セルのコンデンサ電圧をバランスさせることが好ましい。このため、多くのＭＭＣには、セル毎にコンデンサの充放電量を調整して直流部の電圧をバランスさせる制御機能が設けられている。

ここで、例えば下記特許文献１等に記載されているように、交流系統と電力変換装置との間の電力融通量が小さい場合であっても、電力変換装置内の各エネルギー貯蔵要素（コンデンサ）のエネルギー貯蔵量（電圧）のバランスを保つ技術が知られている。

特開２０１６−１９７９４０号公報

ところで、ＭＭＣが接続される交流系統には、種々の外部機器も接続されている。そして、これら外部機器が、ＭＭＣにおけるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）搬送波と同一または近似する周期の高調波電流を発生させる場合がある。上述した特許文献１の技術では、交流系統を介してこの種の高調波電流がＭＭＣに流入すると、セルの電圧バランスを確保するための制御が適切に実行できなくなるという問題がある。
この発明は上述した事情に鑑みてなされたものであり、セルの電圧バランスを適切に制御できる電力変換装置およびその制御方法を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため本発明の電力変換装置は、各々が複数のセルを有し、一の前記セルは少なくとも一のコンデンサと少なくとも一のスイッチング素子とを有するものである、複数のアームと、各々の前記アームの出力電流に基づいて、前記スイッチング素子を制御するためのＰＷＭ変調波であるゲートパルス信号を出力するゲートパルス信号出力部と、前記出力電流に含まれる、前記ＰＷＭ変調波の変調周期を含む所定帯域内の高調波成分である高調波電流を抽出する高調波電流抽出部と、抽出した前記高調波電流を抑制するように、前記ゲートパルス信号出力部を制御する電流制御部と、を有することを特徴とする。

本発明によれば、セルの電圧バランスを適切に制御できる。

本発明の一実施形態による電力変換装置の全体構成を示すブロック図である。 ＰＷＭ搬送波の一例を示す波形図である。 高調波電流抽出部のブロック図である。 電流制御部と制御オン・オフ判定部のブロック図である。 変換器出力判定部の動作説明図である。 系統高調波判定部の動作説明図である。 座標変換部のブロック図である。 一実施形態におけるコンデンサ電圧の波形図である。 比較例におけるコンデンサ電圧の波形図である。

〈実施形態の構成〉
図１は本発明の一実施形態による電力変換装置Ｓ１の全体構成を示すブロック図である。
電力変換装置Ｓ１は、３相の交流系統５と電力変換装置Ｓ２との間に接続される。電力変換装置Ｓ１は、電力変換器１と、変圧器４と、電流センサ７と、電圧センサ８と、正極端子１０Ｐと、負極端子１０Ｎと、制御装置１００と、を有している。そして、電力変換器１は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相に対応したアーム３ｕ，３ｖ，３ｗを有している。なお、これらを「アーム３」と総称することがある。

アーム３ｕは、直列接続されたＭ台のセル２ｕ−１〜２ｕ−Ｍを有している。これらのセルはコンデンサ（符号なし）を備えており、これらコンデンサの端子電圧をコンデンサ電圧Ｖｃｕ１〜ＶｃｕＭとして出力する。同様に、アーム３ｖは、直列接続されたＭ台のセル２ｖ−１〜２ｖ−Ｍを有し、これらセルはコンデンサ電圧Ｖｃｖ１〜ＶｃｖＭを出力する。同様に、アーム３ｗは、直列接続されたＭ台のセル２ｗ−１〜２ｗ−Ｍを有し、これらセルはコンデンサ電圧Ｖｃｗ１〜ＶｃｗＭを出力する。

これらのセル２ｕ−１〜２ｕ−Ｍ，２ｖ−１〜２ｖ−Ｍ，２ｗ−１〜２ｗ−Ｍを「セル２」と総称することがある。また、コンデンサ電圧Ｖｃｕ１〜ＶｃｕＭ，Ｖｃｖ１〜ＶｃｖＭ，Ｖｃｗ１〜ＶｃｗＭを「コンデンサ電圧Ｖｃ」と総称することがある。セル２には、例えば、チョッパ回路やフルブリッジ回路等を適用することができる。セル２には、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等のスイッチング素子が含まれており、制御装置１００は、これらスイッチング素子をオン・オフ制御するゲートパルス信号を供給する。このゲートパルス信号は、電圧指令値をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調したものである。

電流センサ７は、アーム３ｕ，３ｖ，３ｗを流れるアーム電流Ｉａｕ，Ｉａｖ，Ｉａｗ（出力電流）を検出する。また、電圧センサ８は、交流系統５の系統電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを検出する。変圧器４は、１次巻線４ａと２次巻線４ｂとを有している。１次巻線４ａには、デルタまたはスター結線の巻線構造が適用され、２次巻線４ｂには千鳥結線の巻線構造が適用されている。上述した３相のアーム３は、その一端が正極端子１０Ｐに接続され、他端は電流センサ７を介して、２次巻線４ｂの各相に接続されている。また、２次巻線４ｂの中性点は、負極端子１０Ｎに接続されている。

交流系統５には、外部機器５０が接続されている。この外部機器５０は、ＰＷＭ変調周期と同一または近似する周期の高調波電流を、交流系統５を介して電力変換装置Ｓ１に漏洩する。すなわち、高調波電流は、アーム電流Ｉａｕ，Ｉａｖ，Ｉａｗに含まれる高調波成分のうち、ＰＷＭ変調周期と同一または近似する所定帯域の成分に相当する。外部機器５０は、例えば、整流器負荷やサイリスタ式の電力変換装置等である。この高調波電流が電力変換装置Ｓ１に流入すると、各セル２におけるコンデンサ電圧Ｖｃのバランスに影響を与える。

ところで、電力変換装置Ｓ２は、電力変換装置Ｓ１と同様に構成され、正極端子１０Ｐおよび負極端子１０Ｎに接続されるとともに、他の交流系統１５にも接続されている。この交流系統１５は、交流系統５に対して、電圧、周波数、位相が独立している。そして、電力変換装置Ｓ１，Ｓ２は、それぞれ交流・直流の相互変換を行う。かかる構成により、交流系統５，１５は、電力変換装置Ｓ１，Ｓ２を介して、相互に電力を融通することができる。

制御装置１００は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、ＲＯＭ（Read Only Memory）等、一般的なコンピュータとしてのハードウエアを備えており、ＲＯＭには、ＣＰＵによって実行される制御プログラム、ＤＳＰによって実行されるマイクロプログラムおよび各種データ等が格納されている。図１において、制御装置１００の内部は、制御プログラムおよびマイクロプログラム等によって実現される機能を、ブロックとして示している。

制御装置１００の内部において、高調波電流抽出部１０１は、電流センサ７によって検出されたアーム電流Ｉａｕ，Ｉａｖ，Ｉａｗに含まれる高調波電流を抽出する。ここで、高調波電流とは、アーム電流Ｉａｕ，Ｉａｖ，Ｉａｗのうち、ＰＷＭ変調周期と同一または近似する所定帯域の成分を指す。電流制御部１０２は、高調波電流抽出部１０１で抽出した高調波電流を抑制する。その詳細については後述する。

制御オン・オフ判定部１０３は、アーム電流Ｉａｕ，Ｉａｖ，Ｉａｗと、系統電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと、に基づいて、電流制御部１０２の制御を実行するか否か、すなわち高調波電流を抑制するか否かを判定する。座標変換部１０４は、電流制御部１０２の出力を３相の高調波電圧指令に変換する。基本波電流制御部１０６は、基本波（例えば５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）の電流成分を制御するための基本波電圧指令を出力する。加算器１０５は、座標変換部１０４から出力された高調波電圧指令と、基本波電流制御部１０６から出力された基本波電圧指令とを加算し、その結果をＰＷＭ変調部１０８（ゲートパルス信号出力部）に供給する。

電圧バランス制御部１０７は、各セル２のコンデンサ電圧Ｖｃｕ１〜ＶｃｕＭ，Ｖｃｖ１〜ＶｃｖＭ，Ｖｃｗ１〜ＶｃｗＭを入力とし、アーム３ｕ，３ｖ，３ｗ間および各セル２のコンデンサ電圧をバランスさせる制御機能を有する。具体的な電圧バランスの制御方法については、例えば、『電気学会技術報告 第１３７４号「電力系統用新方式自励交直変換器の技術動向」〜モジュラーマルチレベル変換器（ＭＭＣ）を中心として〜（ｐｐ.１４、１５、２８）』に記載の方法を用いるとよい。電圧バランス制御部１０７にて計算されたコンデンサ電圧は、基本波電流制御部１０６にも供給される。ＰＷＭ変調部１０８は、加算器１０５の出力信号と、電圧バランス制御部１０７の出力信号と、ＰＷＭ搬送波ＣＲと、に基づいて、各セル２を駆動するためのゲートパルス信号を生成する。

図２は、ＰＷＭ搬送波ＣＲの一例を示す波形図である。ＰＷＭ搬送波ＣＲの周期を搬送波周期Ｔｃと呼び、基本波の周期を基本波周期Ｔｆと呼ぶ。図示の例において、基本波周波数は５０Ｈｚであり、基本波周期Ｔｆは２０ｍｓになる。また、搬送波周波数は２５０Ｈｚであり、搬送波周期Ｔｃは４ｍｓになる。

図３は、高調波電流抽出部１０１のブロック図である。高調波電流抽出部１０１は、３相２相変換部１０１Ａと、ｄｑ変換部１０１Ｂと、移動平均部１０１Ｃと、を備えている。３相２相変換部１０１Ａは、下式（１）に基づいて、３相のアーム電流Ｉａｕ，Ｉａｖ，Ｉａｗを２相の電流Ｉα，Ｉβに変換する。

ここで、ＰＷＭ搬送波ＣＲの搬送波周波数ｆｎ（上記例では２５０Ｈｚ）と同一周波数で回転する回転座標を想定し、この回転座標において直交する軸をｄｑ軸（すなわちｄ軸およびｑ軸）と呼ぶ。ｄｑ変換部１０１Ｂは、下式（２）に基づいて、２相の電流Ｉα，Ｉβを、ｄｑ軸上の電流Ｉｄｎ，Ｉｑｎに変換する。これにより、ＰＷＭ搬送波ＣＲの搬送波周波数ｆｎと同一周波数の成分は、電流Ｉｄｎ，Ｉｑｎにおける直流量に変換される。なお、ｔは時間である。

移動平均部１０１Ｃは、下式（３），（４）に基づいて、ｄｑ軸上の電流Ｉｄｎ，Ｉｑｎから、ＰＷＭ搬送波ＣＲと同一または近似する所定帯域内の高調波電流Ｉｄｈｍ，Ｉｑｈｍを抽出する演算処理を実行する。下式（３），（４）においてＮは移動平均点数である。移動平均点数Ｎは、電流Ｉｄｎ，Ｉｑｎをサンプリングするサンプリング周波数を基本波周波数で除算した値程度にするとよい。例えば、電流Ｉｄｎ，Ｉｑｎのサンプリング周波数を５ｋＨｚとし、基本波周波数を５０Ｈｚとすると、移動平均点数Ｎは、１００（＝５ｋＨｚ／５０Ｈｚ）程度に設定するとよい。また、Ｉｄｎ（１）〜Ｉｄｎ（Ｎ−１）は、１〜（Ｎ−１）サンプリング周期だけ過去の電流Ｉｄｎの値であり、Ｉｑｎ（１）〜Ｉｑｎ（Ｎ−１）は、１〜（Ｎ−１）サンプリング周期だけ過去の電流Ｉｑｎの値であり、

図４は、電流制御部１０２と制御オン・オフ判定部１０３のブロック図である。
電流制御部１０２は、減算器１０２Ｄ，１０２Ｅと、ｄ軸電流制御器１０２Ａと、ｑ軸電流制御器１０２Ｂと、を備えている。減算器１０２Ｄは、高調波電流指令Ｉｄｈｍｒから高調波電流Ｉｄｈｍを減算する。また、減算器１０２Ｅは、高調波電流指令Ｉｑｈｍｒから高調波電流Ｉｑｈｍを減算する。

ここで、高調波電流指令Ｉｄｈｍｒ，Ｉｑｈｍｒは、共に零にするとよい。ｄ軸電流制御器１０２Ａは、減算器１０２Ｄの出力信号を積分制御または比例積分制御することにより、高調波電流Ｉｄｈｍを高調波電流指令Ｉｄｈｍｒ（例えば零）に近づけるようにｄ軸高調波電圧指令Ｖｄｈｍｒ（指令信号）を出力する。同様に、ｑ軸電流制御器１０２Ｂは、減算器１０２Ｅの出力信号を積分制御または比例積分制御することにより、高調波電流Ｉｑｈｍを高調波電流指令Ｉｑｈｍｒ（例えば零）に近づけるようにｑ軸高調波電圧指令Ｖｑｈｍｒ（指令信号）を出力する。

また、制御オン・オフ判定部１０３は、有効電流抽出部１０３Ａと、高調波電圧抽出部１０３Ｂと、系統高調波判定部１０３Ｄと、ＡＮＤ回路１０３Ｅ（オン・オフ状態設定部）と、を備えている。上述したように、制御オン・オフ判定部１０３には、電流センサ７からアーム電流Ｉａｕ，Ｉａｖ，Ｉａｗの検出結果が供給され、電圧センサ８から系統電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの検出結果が供給される。有効電流抽出部１０３Ａは、下式（５）に基づいて、電力変換器１が出力する有効電流Ｉａｃｔを算出する。

また、高調波電圧抽出部１０３Ｂは、系統電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づいて、以下に述べる式（６）〜（１０）を用いて、ＰＷＭ搬送波ＣＲと同一または近似する所定帯域内の高調波電圧の振幅値Ｖｈｍを抽出する。以下、式（６）〜（１０）について順次説明する。高調波電圧抽出部１０３Ｂは、まず、下式（６）に基づいて、系統電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを、２相の電圧Ｖα，Ｖβに変換する。

次に、高調波電圧抽出部１０３Ｂは、下式（７）に基づいて、電圧Ｖα，Ｖβを、ｄｑ軸上の電圧Ｖｄｎ，Ｖｑｎに変換する。これにより、ＰＷＭ搬送波ＣＲの搬送波周波数ｆｎと同一周波数の成分は、電圧Ｖｄｎ，Ｖｑｎにおける直流量に変換される。なお、ｔは時間である。

次に、高調波電圧抽出部１０３Ｂは、下式（８），（９）に基づいて、ｄｑ軸上の電圧Ｖｄｎ，Ｖｑｎから、ＰＷＭ搬送波ＣＲと同一または近似する所定帯域内の高調波電圧Ｖｄｈｍ，Ｖｑｈｍを抽出する演算処理を実行する。下式（８），（９）においてＮは移動平均点数である。また、Ｖｄｎ（１）〜Ｖｄｎ（Ｎ−１）は、１サンプリング周期〜（Ｎ−１）サンプリング周期だけ前の電圧Ｖｄｎである。Ｖｑｎ（１）〜Ｖｑｎ（Ｎ−１）についても同様である。上述した移動平均部１０１Ｃと同様に、電圧Ｖｄｎ，Ｖｑｎをサンプリングするサンプリング周波数を５ｋＨｚとし、基本波の周波数を５０Ｈｚとすると、移動平均点数Ｎは、１００（＝５ｋＨｚ／５０Ｈｚ）程度に設定するとよい。

次に、高調波電圧抽出部１０３Ｂは、下式（１０）に基づいて、振幅値Ｖｈｍを算出する。この振幅値Ｖｈｍは、ＰＷＭ搬送波ＣＲと同一または近似する所定帯域内の高調波電圧の振幅値である。

また、変換器出力判定部１０３Ｃは、有効電流抽出部１０３Ａから有効電流Ｉａｃｔを受信し、電流制御部１０２の機能をオン・オフするための判定フラグ信号Ｓｃｎｔ１を出力する。また、系統高調波判定部１０３Ｄは、高調波電圧抽出部１０３Ｂから高調波電圧の振幅値Ｖｈｍを受信し、電流制御部１０２の機能をオン・オフするための判定フラグ信号Ｓｃｎｔ２を出力する。

判定フラグ信号Ｓｃｎｔ１，Ｓｃｎｔ２においては、オン状態を“１”、オフ状態を“０”とする。なお、変換器出力判定部１０３Ｃおよび系統高調波判定部１０３Ｄの判定方法の詳細は後述する。ＡＮＤ回路１０３Ｅは、判定フラグ信号Ｓｃｎｔ１，Ｓｃｎｔ２のＡＮＤ演算結果を判定フラグ信号Ｓｃｎｔとして出力する。すなわち、判定フラグ信号Ｓｃｎｔは、判定フラグ信号Ｓｃｎｔ１，Ｓｃｎｔ２が共に“１”である場合に“１”（オン状態）になり、それ以外の場合に“０”（オフ状態）になる。

電流制御部１０２内のｄ軸電流制御器１０２Ａおよびｑ軸電流制御器１０２Ｂは、判定フラグ信号Ｓｃｎｔが“０”になると、その機能がオフ状態にされる。より具体的には、ｄ軸電流制御器１０２Ａおよびｑ軸電流制御器１０２Ｂは、ｄ軸およびｑ軸高調波電圧指令Ｖｄｈｍｒ，Ｖｑｈｍｒを一定の変化率で零に近づけてゆき、やがてｄ軸およびｑ軸高調波電圧指令Ｖｄｈｍｒ，Ｖｑｈｍｒを零にリセットする。

図５は、変換器出力判定部１０３Ｃの動作説明図である。図５の横軸は、有効電流Ｉａｃｔであり、縦軸は判定フラグ信号Ｓｃｎｔ１である。図中のＩａｃｔｎＬ（第１の閾値）、ＩａｃｔｎＨ、ＩａｃｔｐＬ（第２の閾値）、ＩａｃｔｐＨは、判定フラグ信号Ｓｃｎｔ１のオン・オフを判定する閾値であり、閾値ＩａｃｔｎＬ，ＩａｃｔｎＨは負値、閾値ＩａｃｔｐＬ，ＩａｃｔｐＨは正値である。すなわち、有効電流Ｉａｃｔが閾値ＩａｃｔｎＬ未満の値から閾値ＩａｃｔｎＬ以上の値に変化すると、判定フラグ信号Ｓｃｎｔ１は“０”（オフ状態）から“１”（オン状態）に変化する。

また、有効電流Ｉａｃｔが閾値ＩａｃｔｎＨ以上の値から閾値ＩａｃｔｎＨ未満の値に変化すると、判定フラグ信号Ｓｃｎｔ１は“１”（オン状態）から“０”（オフ状態）に変化する。また、有効電流Ｉａｃｔが閾値ＩａｃｔｐＬを超える値から閾値ＩａｃｔｐＬ以下の値に変化すると、判定フラグ信号Ｓｃｎｔ１は“０”（オフ状態）から“１”（オン状態）に変化する。また、有効電流Ｉａｃｔが閾値ＩａｃｔｐＨ以下の値から閾値ＩａｃｔｐＨを超える値に変化すると、判定フラグ信号Ｓｃｎｔ１は“１”（オン状態）から“０”（オフ状態）に変化する。

換言すれば、判定フラグ信号Ｓｃｎｔ１は、有効電流Ｉａｃｔの絶対値が比較的大きい場合に“０”（オフ状態）になり、有効電流Ｉａｃｔが比較的小さい場合に“１”（オン状態）になる。これは、有効電流Ｉａｃｔの絶対値が大きい場合には、外部機器５０（図１参照）から交流系統５を介して電力変換器１に多少の高調波電流が流れたとしても、コンデンサ電圧Ｖｃに与える影響が小さいと考えられるためである。但し、図５に示すように、判定条件にヒステリシス特性を持たせることにより、閾値付近での頻繁なオン・オフ判定の変動を防止している。

図６は、系統高調波判定部１０３Ｄの動作説明図である。図６の横軸は、高調波電圧の振幅値Ｖｈｍであり、縦軸は判定フラグ信号Ｓｃｎｔ２である。図中のＶｈｍＬ、ＶｈｍＨは、判定フラグ信号Ｓｃｎｔ２のオン・オフを判定する閾値である。すなわち、振幅値Ｖｈｍが閾値ＶｈｍＬ以上の値から閾値ＶｈｍＬ未満の値に変化すると、判定フラグ信号Ｓｃｎｔ２は“１”（オン状態）から“０”（オフ状態）に変化する。また、振幅値Ｖｈｍが閾値ＶｈｍＨ（第３の閾値）未満の値から閾値ＶｈｍＨ以上の値に変化すると、判定フラグ信号Ｓｃｎｔ２は“０”（オフ状態）から“１”（オン状態）に変化する。

換言すれば、判定フラグ信号Ｓｃｎｔ２は、高調波電圧の振幅値Ｖｈｍが比較的大きい場合に“１”（オン状態）になり、振幅値Ｖｈｍが比較的小さい場合に“０”（オフ状態）になる。これは、高調波電圧の振幅値Ｖｈｍが小さい場合には、外部機器５０（図１参照）から交流系統５を介して電力変換器１に流入する高調波電流が小さく、コンデンサ電圧Ｖｃに与える影響も小さいと考えられるためである。そして、系統高調波判定部１０３Ｄも、上述した変換器出力判定部１０３Ｃと同様に、判定条件にヒステリシス特性を付与することにより、閾値付近での頻繁なオン・オフ判定の変動を防止している。

図７は、座標変換部１０４のブロック図である。座標変換部１０４は、逆ｄｑ変換部１０４Ａと、位相補償部１０４Ｂと、２相３相変換部１０４Ｃと、を備えている。逆ｄｑ変換部１０４Ａは、下式（１１）に基づいて、ｄ軸およびｑ軸高調波電圧指令Ｖｄｈｍｒ，Ｖｑｈｍｒを、２相(α相，β相)の高調波電圧指令Ｖαｈｍｒ，Ｖβｈｍｒに変換する。式（１１）において、ｆｎはＰＷＭ搬送波ＣＲの搬送波周波数であり、ｔは時間である。

位相補償部１０４Ｂは、前述した移動平均部１０１Ｃ（図３参照）における遅れを補償するブロックである。すなわち、位相補償部１０４Ｂは、下式（１２）に基づいて、高調波電圧指令Ｖαｈｍｒ，Ｖβｈｍｒの各々の位相を位相角θだけ進めた高調波電圧指令Ｖαｈｍｒ１，Ｖβｈｍｒ１を出力する。

２相３相変換部１０４Ｃは、下式（１３）に基づいて、高調波電圧指令Ｖαｈｍｒ１，Ｖβｈｍｒ１を、３相の高調波電圧指令Ｖｕｈｍｒ，Ｖｖｈｍｒ，Ｖｗｈｍｒに変換する。

〈実施形態の動作〉
図８は、本実施形態におけるコンデンサ電圧の波形図であり、各波形は横軸が時間、縦軸が電圧レベルになっている。図８における波形Ｖｃｕは、コンデンサ電圧Ｖｃｕ１〜ＶｃｕＭの波形を重ねたものである。同様に、波形Ｖｃｖは、コンデンサ電圧Ｖｃｖ１〜ＶｃｖＭの波形を重ねたものである。同様に、波形Ｖｃｗは、コンデンサ電圧Ｖｃｗ１〜ＶｃｗＭの波形を重ねたものである。なお、図示の例において、セル２の直列接続数Ｍは、「２１」としている。

図８に示す各波形は、交流系統５から、ＰＷＭ搬送波ＣＲ（図２参照）と同一周期の高調波電流が電力変換装置Ｓ１に流入した場合の波形である。これにより、各コンデンサ電圧Ｖｃｕ１〜ＶｃｕＭ，Ｖｃｖ１〜ＶｃｖＭ，Ｖｃｗ１〜ＶｃｗＭの波形はアンバランスになっているが、これら波形のバラツキは、比較的低いレベルに留まっている。

〈比較例〉
次に、本実施形態の効果を明らかにするため、比較例の構成について説明する。本比較例の全体構成は、上記実施形態のもの（図１参照）と同様であるが、電流制御部１０２の機能は常にオフ状態にされている点で、上記実施形態とは相違する。
図９は、本比較例におけるコンデンサ電圧の波形図である。図９における波形Ｖｃｕ，Ｖｃｖ，Ｖｃｗは、図８のものと同様に、各コンデンサ電圧Ｖｃｕ１〜ＶｃｕＭ，Ｖｃｖ１〜ＶｃｖＭ，Ｖｃｗ１〜ＶｃｗＭの波形を重ねたものである。図９における波形は、図８と比較して、各コンデンサ電圧Ｖｃｕ１〜ＶｃｕＭ，Ｖｃｖ１〜ＶｃｖＭ，Ｖｃｗ１〜ＶｃｗＭの波形のバラツキが、大きくなっていることが解る。

〈実施形態の効果〉
以上のように本実施形態の電力変換装置（Ｓ１）は、出力電流（Ｉａｕ，Ｉａｖ，Ｉａｗ）に含まれる、ＰＷＭ変調波の変調周期を含む所定帯域内の高調波成分である高調波電流を抽出する高調波電流抽出部（１０１）と、抽出した高調波電流を抑制するように、ゲートパルス信号出力部（１０８）を制御する電流制御部（１０２）と、を有する。
これにより、セル（２）の電圧バランスに影響を与える高調波電流を低減させることができ、比較例と比較すると、コンデンサ電圧の波形のバラツキを小さくすることができる。換言すれば、セルの電圧バランスを適切に制御することが可能である。

より具体的には、電流制御部（１０２）は、抽出した高調波電流を零に近づけるようにゲートパルス信号出力部（１０８）を制御する。
これにより、コンデンサ電圧の波形のバラツキを、より小さくすることができる。

さらに、本実施形態の電力変換装置（Ｓ１）は、出力電流（Ｉａｕ，Ｉａｖ，Ｉａｗ）に含まれる有効電流（Ｉａｃｔ）を抽出する有効電流抽出部（１０３Ａ）と、所定の交流電圧から、ＰＷＭ変調波の変調周期を含む所定帯域内の高調波成分である高調波電圧（Ｖｈｍ）を抽出する高調波電圧抽出部（１０３Ｂ）と、有効電流（Ｉａｃｔ）または高調波電圧（Ｖｈｍ）の大きさに基づいて、電流制御部（１０２）の機能のオン・オフ状態を設定するオン・オフ状態設定部（１０３Ｅ）と、をさらに有する。
これにより、有効電流（Ｉａｃｔ）または高調波電圧（Ｖｈｍ）の大きさに基づいて、電流制御部（１０２）の機能のオン・オフ状態を設定することができる。

より具体的には、オン・オフ状態設定部（１０３Ｅ）は、有効電流（Ｉａｃｔ）が負値である所定の第１の閾値（ＩａｃｔｎＬ）以上であり、有効電流（Ｉａｃｔ）が正値である所定の第２の閾値（ＩａｃｔｐＬ）以下であり、かつ、高調波電圧（Ｖｈｍ）が所定の第３の閾値（ＶｈｍＨ）以上であれば、電流制御部（１０２）の機能をオン状態にする。
これにより、有効電流（Ｉａｃｔ）の絶対値が比較的小さく、かつ、高調波電圧（Ｖｈｍ）が比較的大きい場合に電流制御部（１０２）の機能をオン状態にすることができる。

〈変形例〉
本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。上述した実施形態は本発明を理解しやすく説明するために例示したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、上記実施形態の構成に他の構成を追加してもよく、構成の一部について他の構成に置換をすることも可能である。また、図中に示した制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上で必要な全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。上記実施形態に対して可能な変形は、例えば以下のようなものである。

（１）上記実施形態における制御装置１００のハードウエアは一般的なコンピュータによって実現できるため、図１内の制御装置１００、図３、図４、図７に示した機能を実現するプログラム等を記憶媒体に格納し、または伝送路を介して頒布してもよい。

（２）図１内の制御装置１００、図３、図４、図７に示した機能は、上記実施形態ではプログラムを用いたソフトウエア的な処理として説明したが、その一部または全部をＡＳＩＣ(Application Specific Integrated Circuit；特定用途向けＩＣ)、あるいはＦＰＧＡ(field-programmable gate array)等を用いたハードウエア的な処理に置き換えてもよい。

Ｓ１ 電力変換装置
Ｉａｃｔ 有効電流
Ｉａｕ，Ｉａｖ，Ｉａｗ アーム電流（出力電流）
Ｖｄｈｍｒ ｄ軸高調波電圧指令（指令信号）
Ｖｑｈｍｒ ｑ軸高調波電圧指令（指令信号）
２，２ｕ−１〜２ｕ−Ｍ，２ｖ−１〜２ｖ−Ｍ，２ｗ−１〜２ｗ−Ｍ セル
３，３ｕ，３ｖ，３ｗ アーム
１ 電力変換器
１００ 制御装置
１０１ 高調波電流抽出部
１０２ 電流制御部
１０３ 制御オン・オフ判定部
１０３Ａ 有効電流抽出部
１０３Ｂ 高調波電圧抽出部
１０３Ｅ ＡＮＤ回路（オン・オフ状態設定部）
１０８ ＰＷＭ変調部（ゲートパルス信号出力部）

Claims (5)

1. 各々が複数のセルを有し、一の前記セルは少なくとも一のコンデンサと少なくとも一のスイッチング素子とを有するものである、複数のアームと、
   各々の前記アームの出力電流に基づいて、前記スイッチング素子を制御するためのＰＷＭ変調波であるゲートパルス信号を出力するゲートパルス信号出力部と、
   前記出力電流に含まれる、前記ＰＷＭ変調波の変調周期を含む所定帯域内の高調波成分である高調波電流を抽出する高調波電流抽出部と、
   抽出した前記高調波電流を抑制するように、前記ゲートパルス信号出力部を制御する電流制御部と、
   を有することを特徴とする電力変換装置。
2. 前記電流制御部は、抽出した前記高調波電流を零に近づけるように前記ゲートパルス信号出力部を制御する
   ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記出力電流に含まれる有効電流を抽出する有効電流抽出部と、
   所定の交流電圧から、前記ＰＷＭ変調波の変調周期を含む所定帯域内の高調波成分である高調波電圧を抽出する高調波電圧抽出部と、
   前記有効電流または前記高調波電圧の大きさに基づいて、前記電流制御部の機能のオン・オフ状態を設定するオン・オフ状態設定部と、
   をさらに有することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記オン・オフ状態設定部は、前記有効電流が負値である所定の第１の閾値以上であり、前記有効電流が正値である所定の第２の閾値以下であり、かつ、前記高調波電圧が所定の第３の閾値以上であれば、前記電流制御部の機能をオン状態にする
   ことを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
5. 各々が複数のセルを有し、一の前記セルは少なくとも一のコンデンサと少なくとも一のスイッチング素子とを有するものである、複数のアームと、
   各々の前記アームの出力電流に基づいて、前記スイッチング素子を制御するためのＰＷＭ変調波であるゲートパルス信号を出力するゲートパルス信号出力部と、
   前記出力電流に含まれる、前記ＰＷＭ変調波の変調周期を含む所定帯域内の高調波成分である高調波電流を抽出する高調波電流抽出部と、
   抽出した前記高調波電流を抑制するように、前記ゲートパルス信号出力部を制御する電流制御部と、
   を有する電力変換装置を制御する電力変換装置の制御方法であって、
   前記出力電流に含まれる有効電流が負値である所定の第１の閾値以上であり、前記有効電流が正値である所定の第２の閾値以下であり、かつ、所定の交流電圧において前記ＰＷＭ変調波の変調周期を含む所定帯域内の高調波成分である高調波電圧が所定の第３の閾値以上である場合に前記電流制御部の機能をオン状態にする
   ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。