JPH0374175A - 電圧形インバータの電流制限方式 - Google Patents
電圧形インバータの電流制限方式Info
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- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は電圧形インバータの電流制限方式にかかり、詳
しくは、周波数設定値の変更や負荷の急変等によって増
加するインバータの出力電流を制限するための電流制限
方式に関する、 （従来の技術〉 発明者等は、先に特開昭６２−１２３９６５号として、
電圧形ＰＷＭ（パルス幅変！ｌ１Ｉ）制御インバータに
おける電流制限方式を提案した。この電流制限方式が適
用されるＰＷＭ制御インバータの主回路を図示すると第
１４図のとおりであり、図においてＥｌは直流電源、Ｉ
ＮＶはインバータ、Ｔｒ１〜ＴｒＧはトランジスタ、Ｄ
１〜Ｄ、はトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６にそれぞれ逆並
列接続された還流ダイオード。
しくは、周波数設定値の変更や負荷の急変等によって増
加するインバータの出力電流を制限するための電流制限
方式に関する、 （従来の技術〉 発明者等は、先に特開昭６２−１２３９６５号として、
電圧形ＰＷＭ（パルス幅変！ｌ１Ｉ）制御インバータに
おける電流制限方式を提案した。この電流制限方式が適
用されるＰＷＭ制御インバータの主回路を図示すると第
１４図のとおりであり、図においてＥｌは直流電源、Ｉ
ＮＶはインバータ、Ｔｒ１〜ＴｒＧはトランジスタ、Ｄ
１〜Ｄ、はトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６にそれぞれ逆並
列接続された還流ダイオード。
ＩＭは負荷としての三相誘導電動機（以下、単にモータ
という）を示している。
という）を示している。
このインバータＩＮＶでは周知のＶ／ｆ（電圧／Ｓ波数
）一定制御が行なわれており、出力電圧の周波数設定値
に基づいてインバータＩＮＶの出力電圧指令値が生成さ
れ、この指令値とキャリア波形との比較によりＰＷＭ信
号が生成されると共に、かかるＰＷＭ信号に従ってトラ
ンジスタＴｒ。
）一定制御が行なわれており、出力電圧の周波数設定値
に基づいてインバータＩＮＶの出力電圧指令値が生成さ
れ、この指令値とキャリア波形との比較によりＰＷＭ信
号が生成されると共に、かかるＰＷＭ信号に従ってトラ
ンジスタＴｒ。
〜Ｔｒ、を駆動することにより、インバータＩＮＶの出
力電圧が前記出力電圧指令値に一致するような制御が行
なわれる。
力電圧が前記出力電圧指令値に一致するような制御が行
なわれる。
そしてインバータＩＮＶの出力電流の制限方式としては
、各相（ｕ、ｖ、ｗ）毎に電流ｉ ｕ、 ｉ ｖ、 ｉ
ｗの大きさが制限値を越えたことを変流器等によりそ
れぞれ検出し、各相電流ｉ ｕ、 ｉ ｖ、 ｉすがそ
れぞれ正の制限値を越えた場合には当該相の上アームの
トランジスタをオフし、負の制限値を越えた場合には当
該相の下アームのトランジスタをオフする方式がとられ
ていた。以下、この方式を具体的に説明する６ まず、このインバータＩＮＶでモータＩＭを開動した場
合において１図示の各電流方向を正方向とする。いま、
Ｕ相、■相、Ｗ相を構成する上下アームのトランジスタ
Ｔ”ｘ ＋ Ｔ ｒ４及びＴｒ２． Ｔｒ、並びにＴ
ｒ、 、 Ｔ ｒ、のスイッチングパターンを（ＳｕＳ
ｖＳｗ）にて表わすものとし、Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗはそれ
ぞれ“１”で上アームのトランジスタがオン、“Ｏ”で
下アームのトランジスタがオンであるとする。
、各相（ｕ、ｖ、ｗ）毎に電流ｉ ｕ、 ｉ ｖ、 ｉ
ｗの大きさが制限値を越えたことを変流器等によりそ
れぞれ検出し、各相電流ｉ ｕ、 ｉ ｖ、 ｉすがそ
れぞれ正の制限値を越えた場合には当該相の上アームの
トランジスタをオフし、負の制限値を越えた場合には当
該相の下アームのトランジスタをオフする方式がとられ
ていた。以下、この方式を具体的に説明する６ まず、このインバータＩＮＶでモータＩＭを開動した場
合において１図示の各電流方向を正方向とする。いま、
Ｕ相、■相、Ｗ相を構成する上下アームのトランジスタ
Ｔ”ｘ ＋ Ｔ ｒ４及びＴｒ２． Ｔｒ、並びにＴ
ｒ、 、 Ｔ ｒ、のスイッチングパターンを（ＳｕＳ
ｖＳｗ）にて表わすものとし、Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗはそれ
ぞれ“１”で上アームのトランジスタがオン、“Ｏ”で
下アームのトランジスタがオンであるとする。
仮りにスイッチングパターンが（１００）のとき（すな
わちトランジスタＴ ｒｉ Ｉ Ｔ ｒｓ ｔ Ｔ ｒ
ｉがオンのとき）、ｕ相電流が正の制限値を越えたとす
ると、Ｕ相のスイッチングパターンをＩｔ １９１から
強制的に“Ｏ”にする。すなわち、（０００）のスイッ
チングパターンにより、Ｕ相の上アームのトランジスタ
Ｔｒ□をオフしてＵ相電流を減少させようとしている。
わちトランジスタＴ ｒｉ Ｉ Ｔ ｒｓ ｔ Ｔ ｒ
ｉがオンのとき）、ｕ相電流が正の制限値を越えたとす
ると、Ｕ相のスイッチングパターンをＩｔ １９１から
強制的に“Ｏ”にする。すなわち、（０００）のスイッ
チングパターンにより、Ｕ相の上アームのトランジスタ
Ｔｒ□をオフしてＵ相電流を減少させようとしている。
ここで、Ｕ相につきスイッチングパターンを“′１″か
らＩＩ ０１１にすることは上アームのトランジスタＴ
ｒ１をオフすると同時に下アームのトランジスタＴｒ、
をオンすることを意味するが、電流が正方向に流れてい
る時はトランジスタＴｒ１をオフすることで電流は他相
の不アームのトランジスタ及びＵ相の下アームのダイオ
ードＤ４を通って流れるためトランジスタＴｒ４をオン
することに積極的な意味はなく、実質上、上アームのト
ランジスタＴｒ工をオフしたことによって電流を減少さ
せようとするものである。
らＩＩ ０１１にすることは上アームのトランジスタＴ
ｒ１をオフすると同時に下アームのトランジスタＴｒ、
をオンすることを意味するが、電流が正方向に流れてい
る時はトランジスタＴｒ１をオフすることで電流は他相
の不アームのトランジスタ及びＵ相の下アームのダイオ
ードＤ４を通って流れるためトランジスタＴｒ４をオン
することに積極的な意味はなく、実質上、上アームのト
ランジスタＴｒ工をオフしたことによって電流を減少さ
せようとするものである。
なお、Ｕ相電流が負の制限値を越えた場合には、下アー
ムのトランジスタＴｒ、をオフす・ることによって電流
を減少させている。
ムのトランジスタＴｒ、をオフす・ることによって電流
を減少させている。
ここで、モータＩＭに流れる電流ベクトルＬの変化率は
、インバータＩＮＶの出力電圧ベクトルＶとモータＩＭ
の逆起電力ベクトル８及びモータの漏れリアクタンスＱ
から、近似的に次式の如く表わされる。
、インバータＩＮＶの出力電圧ベクトルＶとモータＩＭ
の逆起電力ベクトル８及びモータの漏れリアクタンスＱ
から、近似的に次式の如く表わされる。
Ｑ−ｄ ｔ／ｄ ｔ＝ （Ｖ−ｅ） ・（１）
一方、第１４図に示したインバータＩＮＶが出力し得る
電圧は、スイッチングパターンが８通り（２３）あるこ
とから８種類あり、これを電圧ベクトルによって示すと
、第１５図のようにπ／ ３ （ｒａｄ）ずつ異なる電
圧ベクトル■、〜■、及び零電圧ベクトルＶ、、Ｖ、と
なる。なお、同図においては第１４図に示した各相電流
ｉ ｕ、 ｉ ｖ、 ｉ ｗも共に示しである。
一方、第１４図に示したインバータＩＮＶが出力し得る
電圧は、スイッチングパターンが８通り（２３）あるこ
とから８種類あり、これを電圧ベクトルによって示すと
、第１５図のようにπ／ ３ （ｒａｄ）ずつ異なる電
圧ベクトル■、〜■、及び零電圧ベクトルＶ、、Ｖ、と
なる。なお、同図においては第１４図に示した各相電流
ｉ ｕ、 ｉ ｖ、 ｉ ｗも共に示しである。
そして、この種のＰＷＭインバータＩＮＶにおいて任意
の電圧ベクトル■を出力する場合には、前記８種類の電
圧ベクトル■。〜ｖ７のうち隣合うベクトル（例えば電
圧ベクトルＶが第１５図の位置にあるとすると、このベ
クトルに隣合う電圧ベクトル■、■４）と零ベクトル■
。、■、とを一定期間内で時分割して選択することによ
り、所望の大きさ及び位相を有する等価的な電圧ベクト
ル■を得ている。そして、これらの電圧ベクトル■、。
の電圧ベクトル■を出力する場合には、前記８種類の電
圧ベクトル■。〜ｖ７のうち隣合うベクトル（例えば電
圧ベクトルＶが第１５図の位置にあるとすると、このベ
クトルに隣合う電圧ベクトル■、■４）と零ベクトル■
。、■、とを一定期間内で時分割して選択することによ
り、所望の大きさ及び位相を有する等価的な電圧ベクト
ル■を得ている。そして、これらの電圧ベクトル■、。
Ｖ４．Ｖ。、Ｖｌに応じたスイッチングパターンに従っ
てインバータＩＮＶを制御している。
てインバータＩＮＶを制御している。
（発明が解決しようとする課題）
いま、上記インバータにより第１４図のモータエＭを運
転する場合において、インバータの出力電流を制限する
場合の作用を、第１６図のベクトル図によって考えてみ
る。
転する場合において、インバータの出力電流を制限する
場合の作用を、第１６図のベクトル図によって考えてみ
る。
まず、モータＩＭの駆動時において、インバータが第１
６図における電圧Ｖａを出力するために電圧ベクトルＶ
ｔ（スイッチングパターン（１００））を時分割で選択
して出力しているものとし、この時にＵ相電流ｉｕが正
の制限値を越えたとする。
６図における電圧Ｖａを出力するために電圧ベクトルＶ
ｔ（スイッチングパターン（１００））を時分割で選択
して出力しているものとし、この時にＵ相電流ｉｕが正
の制限値を越えたとする。
この場合、電圧ベクトルは、Ｕ相のスイッチングパター
ンＳｕを“０７１にした（ＯＯＯ）であるｖｏが選択さ
れ、この時のｄｉ／ｄｔは、前述した（１）式と逆起電
力ｅ、及び■。により、（ｌ！・ｄｔ／ｄ１）１の方向
になり、Ｕ相電流ｉｕを減少させる方向に作用する。
ンＳｕを“０７１にした（ＯＯＯ）であるｖｏが選択さ
れ、この時のｄｉ／ｄｔは、前述した（１）式と逆起電
力ｅ、及び■。により、（ｌ！・ｄｔ／ｄ１）１の方向
になり、Ｕ相電流ｉｕを減少させる方向に作用する。
一方、モータＩＭの制動時において、インバータＩＮＶ
が電圧ベクトルｖｂを出力するために電圧ベクトルＶＸ
（スイッチングパターン（０１０））を時分割で選択し
て出力しているものとし、この時にＵ相電流ｉｕが正の
制限値を越えたとする。この場合、従来の方式ではＵ相
のスイッチングパターンＳｕを“Ｏ”にするものである
が、このパターンＳｕは本来的に“０”であるため、全
体のスイッチングパターンは（０１０）のままであり、
換言すれば■、を引き続き出力することになる。この時
のｄｉ／ｄｔは、前述の（１）式と逆起電力ｅ、及び■
、によりＣＱ ・ｄ Ｌ／ｄ ｔ）ｔの方向になり、Ｕ
相電流ｉｕの正方向成分を有しているため、この電流ｉ
ｕを制限する（減少させる）ことができないという問題
があった。
が電圧ベクトルｖｂを出力するために電圧ベクトルＶＸ
（スイッチングパターン（０１０））を時分割で選択し
て出力しているものとし、この時にＵ相電流ｉｕが正の
制限値を越えたとする。この場合、従来の方式ではＵ相
のスイッチングパターンＳｕを“Ｏ”にするものである
が、このパターンＳｕは本来的に“０”であるため、全
体のスイッチングパターンは（０１０）のままであり、
換言すれば■、を引き続き出力することになる。この時
のｄｉ／ｄｔは、前述の（１）式と逆起電力ｅ、及び■
、によりＣＱ ・ｄ Ｌ／ｄ ｔ）ｔの方向になり、Ｕ
相電流ｉｕの正方向成分を有しているため、この電流ｉ
ｕを制限する（減少させる）ことができないという問題
があった。
本発明は上記問題点を解決するために提案されたもので
、その目的とするところは、モータのｉ２動時、制動時
及び選択されていた電圧ベクトルの位置等に拘らず出力
電流を確実に減少させることができる電圧形インバータ
の電流制限方式を提供することにある。
、その目的とするところは、モータのｉ２動時、制動時
及び選択されていた電圧ベクトルの位置等に拘らず出力
電流を確実に減少させることができる電圧形インバータ
の電流制限方式を提供することにある。
（発明を解決するための手段）
上記目的を達成するため、第Ｉの発明は、電圧形インバ
ータの出力電流ベクトルの大きさが制限値を越えたこと
を検出する手段と、前記出力電流ベクトルの位置を検出
する手段とを備え、前記出力電流ベクトルの大きさが前
記制限値を越えた際に、前記出力電流ベクトルの反対方
向のベクトルに位置が最も近い電圧ベクトルを選択して
前記電圧形インバータに出力させるものである。
ータの出力電流ベクトルの大きさが制限値を越えたこと
を検出する手段と、前記出力電流ベクトルの位置を検出
する手段とを備え、前記出力電流ベクトルの大きさが前
記制限値を越えた際に、前記出力電流ベクトルの反対方
向のベクトルに位置が最も近い電圧ベクトルを選択して
前記電圧形インバータに出力させるものである。
また、第２の発明は、電圧形インバータの出力電流ベク
トルの大きさが制限値を越えたことを検出する手段と、
前記出力電流ベクトルの位置を検出する手段と、前記電
圧形インバータの負荷の逆起電力ベクトルの位置を検出
する手段とを備え、前記出力電流ベクトルの大きさが前
記制限値を越えた際に、前記出力電流ベクトルの位置及
び逆起電力ベクトルの位置に基づいて、前記出力電流を
減少させ、かつその減少率が最小となる電圧ベクトルを
選択して前記電圧形インバータに出力させるものである
。
トルの大きさが制限値を越えたことを検出する手段と、
前記出力電流ベクトルの位置を検出する手段と、前記電
圧形インバータの負荷の逆起電力ベクトルの位置を検出
する手段とを備え、前記出力電流ベクトルの大きさが前
記制限値を越えた際に、前記出力電流ベクトルの位置及
び逆起電力ベクトルの位置に基づいて、前記出力電流を
減少させ、かつその減少率が最小となる電圧ベクトルを
選択して前記電圧形インバータに出力させるものである
。
また、第３の発明は、電圧形インバータの各相の出力電
流ベクトルの大きさが正の制限値を越えた際に前記イン
バータの当該相の上アームのスイッチング素子をオフさ
せると共に、前記出力電流ベクトルの大きさが負の制限
値を越えた際に前記インバータの当該相の下アームのス
イッチング素子をオフさせる第１の電流制限回路と、前
記第１の発明にかかる第２の電流制限回路とを備え、電
圧形インバータにより運転されるモータの能動時には第
１の電流制限回路を動作させ、前記モータの制動時には
第２の電流制限回路を動作させて電流制限を行なうもの
である。
流ベクトルの大きさが正の制限値を越えた際に前記イン
バータの当該相の上アームのスイッチング素子をオフさ
せると共に、前記出力電流ベクトルの大きさが負の制限
値を越えた際に前記インバータの当該相の下アームのス
イッチング素子をオフさせる第１の電流制限回路と、前
記第１の発明にかかる第２の電流制限回路とを備え、電
圧形インバータにより運転されるモータの能動時には第
１の電流制限回路を動作させ、前記モータの制動時には
第２の電流制限回路を動作させて電流制限を行なうもの
である。
更に、第４の発明は、上記第１及び第２の電流制限回路
を備え、前記出力電流ベクトルの大きさが制限値を越え
た時の電圧形インバータのスイッチングパターンと、ど
の相の電流が正または負の制限値を越えたかの検出結果
とに応じて第１の電流制限回路と第２の電流制限回路と
を切り換えて電流制限を行うものである。
を備え、前記出力電流ベクトルの大きさが制限値を越え
た時の電圧形インバータのスイッチングパターンと、ど
の相の電流が正または負の制限値を越えたかの検出結果
とに応じて第１の電流制限回路と第２の電流制限回路と
を切り換えて電流制限を行うものである。
そして第５の発明は、上記第１の電流制限回路とある相
の出力電流が制限値を越えた際にすべての相のスイッチ
ング素子をオフさせる全素子オフ回路とを備え、前記モ
ータの駆動時には第１の電流制限回路を動作させ、前記
モータの制動時には前記全素子オフ回路を動作させて電
流制限を行なうものである。
の出力電流が制限値を越えた際にすべての相のスイッチ
ング素子をオフさせる全素子オフ回路とを備え、前記モ
ータの駆動時には第１の電流制限回路を動作させ、前記
モータの制動時には前記全素子オフ回路を動作させて電
流制限を行なうものである。
（作用）
第Ｉの発明によれば、電流制限にかかった際の出力電流
ベクトルの反対方向のベクトルに近い電圧ベクトルを出
力させるため、モータの翻動／制動状態や逆起電力ベク
トルの位置、その時点で選択されていた電圧ベクトルの
位置に拘らず、出力電流ベクトルの変化率は電流を減少
させる方向に働くことになり、この結果、インバータの
出力電流を確実に減少させる。
ベクトルの反対方向のベクトルに近い電圧ベクトルを出
力させるため、モータの翻動／制動状態や逆起電力ベク
トルの位置、その時点で選択されていた電圧ベクトルの
位置に拘らず、出力電流ベクトルの変化率は電流を減少
させる方向に働くことになり、この結果、インバータの
出力電流を確実に減少させる。
第２の発明によれば、出力電流ベクトルの位置及び逆起
電力ベクトルの位置に応じて、制限値を越えた相の電流
を減少させ、かつその減少率が最小となる電圧ベクトル
が予め判明しているため、電流が制限値を越えた場合に
インバータの出力から電流ベクトルの位置及び逆起電力
ベクトルの位置を求めることにより、最適の電圧ベクト
ルを求めてインバータに出力させるべく作用する。
電力ベクトルの位置に応じて、制限値を越えた相の電流
を減少させ、かつその減少率が最小となる電圧ベクトル
が予め判明しているため、電流が制限値を越えた場合に
インバータの出力から電流ベクトルの位置及び逆起電力
ベクトルの位置を求めることにより、最適の電圧ベクト
ルを求めてインバータに出力させるべく作用する。
また、第３の発明によれば、モータの制動時には上記第
１の発明による電流制限作用をなし、また、モータの能
動時には電流の減少率をより小さくして所定の制限値に
保つような電流制限作用をなす。
１の発明による電流制限作用をなし、また、モータの能
動時には電流の減少率をより小さくして所定の制限値に
保つような電流制限作用をなす。
更に第４の発明によれば、電流制限にかかった際にその
時のスイッチングパターンと、どの相の電流が正または
負の制限値を越えたかという検出結果とに基づいて最適
な電流制限方式を判断し、前記第１及び第２の電流制限
回路を切換えて電流制限を行う。
時のスイッチングパターンと、どの相の電流が正または
負の制限値を越えたかという検出結果とに基づいて最適
な電流制限方式を判断し、前記第１及び第２の電流制限
回路を切換えて電流制限を行う。
そして第５の発明によれば、モータの能動時には前記第
１の電流制限回路による電流制限を行い、また、モータ
の制動時にはインバータの全スイッチング素子をオフさ
せて各相出力電流を強制的に減少させるものである。
１の電流制限回路による電流制限を行い、また、モータ
の制動時にはインバータの全スイッチング素子をオフさ
せて各相出力電流を強制的に減少させるものである。
（実施例）
以下、図に沿って本発明の詳細な説明する。
まず、第１図は第１の発明の第１実施例に用いられる電
流制限回路２０をインバータ等と共に示したブロック図
であり、図において、１は所定の電圧指令■８が入力さ
れるＰＷＭ回路、２はＰＷＭ回路１からのスイッチング
パターンまたは後述する出カバターン発生回路１０から
のスイッチングパターンとを選択的に切り換えて出力す
る切り換え回路、ＩＮＶは前記同様にＰＷＭ制御される
電圧形インバータ、４はその出力側に設けら、れた電流
検出器、ＩＭは負荷としての誘導電動機の如きモータ、
５は整流回路、６は各相電流が制限値を越えたことを検
出するコンパレータ、７は３相／２相変換器、８は電流
ベクトルを解析してその位相を検出するベクトルアナラ
イザ、９は電流ベクトルの位置を判別するためのゾーン
判別回路、１０は電流制限時に所定のスイッチングパタ
ーンを出力する出カバターン発生回路である。
流制限回路２０をインバータ等と共に示したブロック図
であり、図において、１は所定の電圧指令■８が入力さ
れるＰＷＭ回路、２はＰＷＭ回路１からのスイッチング
パターンまたは後述する出カバターン発生回路１０から
のスイッチングパターンとを選択的に切り換えて出力す
る切り換え回路、ＩＮＶは前記同様にＰＷＭ制御される
電圧形インバータ、４はその出力側に設けら、れた電流
検出器、ＩＭは負荷としての誘導電動機の如きモータ、
５は整流回路、６は各相電流が制限値を越えたことを検
出するコンパレータ、７は３相／２相変換器、８は電流
ベクトルを解析してその位相を検出するベクトルアナラ
イザ、９は電流ベクトルの位置を判別するためのゾーン
判別回路、１０は電流制限時に所定のスイッチングパタ
ーンを出力する出カバターン発生回路である。
次に、この動作を第２図及び第３図を参照しつつ説明す
る。ここで、第２図はモータＩＭの能動時のベクトル図
、第３図は同様に制動時のベクトル図であり、第１５図
と同様に■。〜Ｖ、は８種類のスイッチングパターンに
対応する電圧ベクトル、■はインバータＩＮＶの出力電
圧ベクトル、ｅはモータＩＭの逆起電力ベクトル、Ｌは
インバータＩＮＶの出力電流ベクトル、Ｇ−ｄｔ／ｄｔ
は電流ベクトルＬの変化率に依存するベクトルをそれぞ
れ示している。
る。ここで、第２図はモータＩＭの能動時のベクトル図
、第３図は同様に制動時のベクトル図であり、第１５図
と同様に■。〜Ｖ、は８種類のスイッチングパターンに
対応する電圧ベクトル、■はインバータＩＮＶの出力電
圧ベクトル、ｅはモータＩＭの逆起電力ベクトル、Ｌは
インバータＩＮＶの出力電流ベクトル、Ｇ−ｄｔ／ｄｔ
は電流ベクトルＬの変化率に依存するベクトルをそれぞ
れ示している。
まず、ＰＷＭ回路工は、通常は電圧指令値■８に従い、
インバータＩＮＶの半導体スイッチング素子を駆動する
所定のスイッチングパターンを出力し、これによってイ
ンバータＩＮＶの出力電圧を電圧指令値■８に一致させ
るような制御が行なわれている。インバータＩＮＶの各
相を流れる電流は電流検出器４により検出されており、
これらの電流は整流回路５及びコンパレータ６により電
流制限値を越えたか否かが常時監視されている。
インバータＩＮＶの半導体スイッチング素子を駆動する
所定のスイッチングパターンを出力し、これによってイ
ンバータＩＮＶの出力電圧を電圧指令値■８に一致させ
るような制御が行なわれている。インバータＩＮＶの各
相を流れる電流は電流検出器４により検出されており、
これらの電流は整流回路５及びコンパレータ６により電
流制限値を越えたか否かが常時監視されている。
そして、電流の大きさが制限値を越えた場合には検出信
号が切り換え回路２に送られるようになっている。
号が切り換え回路２に送られるようになっている。
一方、電流検出器４の電流検出信号は３相／２相変換器
７により２相に変換されたうえ、ベクトルアナライザ８
を経て電流ベクトルの位置が求められる。次いで、この
電流ベクトルが、第２図に示すπ／ ３ ［ｒａｄ］間
隔の６つのゾーン■〜■のうちどのゾーンに属するかが
ゾーン判別回路９により判別される。このゾーン判別回
路９の判別結果により、出カバターン発生回路１０は所
定のスイッチングパターンを出力するが、このスイッチ
ングパターンは電流ベクトルＬの位置（ゾーン）に従っ
て次表のように決定される。
７により２相に変換されたうえ、ベクトルアナライザ８
を経て電流ベクトルの位置が求められる。次いで、この
電流ベクトルが、第２図に示すπ／ ３ ［ｒａｄ］間
隔の６つのゾーン■〜■のうちどのゾーンに属するかが
ゾーン判別回路９により判別される。このゾーン判別回
路９の判別結果により、出カバターン発生回路１０は所
定のスイッチングパターンを出力するが、このスイッチ
ングパターンは電流ベクトルＬの位置（ゾーン）に従っ
て次表のように決定される。
第１表
すなわち、モータエＭの駆動時において、例えばＵ相電
流が正の電流制限値を越えた場合、このときの電流ベク
トルＬが第２図に示す如くゾーン■にあり、また、出力
電圧ベクトル■、逆起電力ベクトルｅが図示の位置にあ
ったとすると、電流ベクトルＬの反対方向のベクトルを
想定してそのベクトルと最も位置が近い電圧ベクトル■
４を選択してそのスイッチングパターン（０１１）を採
用すれば、先の（１）式により電流ベクトルＬの変化率
に依存するｉｄｔ／ｄｔはＵ相電流を減少させる方向に
働くことになる。従って、出方パタ−ン発生回路１０は
この電圧ベクトル■４にかかるスイッチングパターン（
０１工）を切り換え回路２に出力するに の時、整流回路Ｓ及びコンパレータ６を介して、切り換
え回路２には電流制限を越えたことを示す検出信号が加
えられており、切り換え回路２ではこの検出信号を認識
してＰＷＭ回路ｌ側から出カバターン発生回路１０側に
そのスイッチングパターンを切り換える。これにより、
電圧形インバータとしては電圧ベクトル■４を出力する
ように動作し、このベクトル■４及び逆起電力ベクトル
ｅの関係からＵ相電流を減少させることができる。
流が正の電流制限値を越えた場合、このときの電流ベク
トルＬが第２図に示す如くゾーン■にあり、また、出力
電圧ベクトル■、逆起電力ベクトルｅが図示の位置にあ
ったとすると、電流ベクトルＬの反対方向のベクトルを
想定してそのベクトルと最も位置が近い電圧ベクトル■
４を選択してそのスイッチングパターン（０１１）を採
用すれば、先の（１）式により電流ベクトルＬの変化率
に依存するｉｄｔ／ｄｔはＵ相電流を減少させる方向に
働くことになる。従って、出方パタ−ン発生回路１０は
この電圧ベクトル■４にかかるスイッチングパターン（
０１工）を切り換え回路２に出力するに の時、整流回路Ｓ及びコンパレータ６を介して、切り換
え回路２には電流制限を越えたことを示す検出信号が加
えられており、切り換え回路２ではこの検出信号を認識
してＰＷＭ回路ｌ側から出カバターン発生回路１０側に
そのスイッチングパターンを切り換える。これにより、
電圧形インバータとしては電圧ベクトル■４を出力する
ように動作し、このベクトル■４及び逆起電力ベクトル
ｅの関係からＵ相電流を減少させることができる。
次に、第３図はモータＩＭの制動時におけるベクトル図
である。この場合においても、電圧ベクトルＶ、の選択
時にＵ相電流が正の制限値を越えた際、電流ベクトルＬ
の反対方向のベクトルと最も位置が近い電圧ベクトル■
４を選択すれば、前記同様に１ｆ−ｄＬ／ｄｔはＵ相電
流を減少させる方向に作用するため、出力電流を減少さ
せることができる。また、この動作は、電流制限を越え
た際に仮りに電圧ベクトル■。または■７が選択されて
いたとしても同様である。
である。この場合においても、電圧ベクトルＶ、の選択
時にＵ相電流が正の制限値を越えた際、電流ベクトルＬ
の反対方向のベクトルと最も位置が近い電圧ベクトル■
４を選択すれば、前記同様に１ｆ−ｄＬ／ｄｔはＵ相電
流を減少させる方向に作用するため、出力電流を減少さ
せることができる。また、この動作は、電流制限を越え
た際に仮りに電圧ベクトル■。または■７が選択されて
いたとしても同様である。
次いで、第４図はこの第１の発明の第２実施例に用いら
れる電流制限回路２０′をインバータＩＮＶ等と共に示
したものである。重複を避けるために第１実施例と異な
る部分のみを説明すると、電流検出器４の電流検出信号
は各相の正負ごとに設けられた総計６個のコンパレータ
１１に入力されており、これらのコンパレータ１１では
各相の電流が正負の電流制限にかかったか否かが検出さ
れる。
れる電流制限回路２０′をインバータＩＮＶ等と共に示
したものである。重複を避けるために第１実施例と異な
る部分のみを説明すると、電流検出器４の電流検出信号
は各相の正負ごとに設けられた総計６個のコンパレータ
１１に入力されており、これらのコンパレータ１１では
各相の電流が正負の電流制限にかかったか否かが検出さ
れる。
すなわちこの実施例では、電流が制限値を越えたことを
示す検出信号がどのコンパレータから出力されたかによ
ってその時の電流ベクトルＬの属するゾーンが判定され
、これに基づいて、第１実施例と同様に反対方向の電圧
ベクトルが選択され、対応するスイッチングパターンが
出カバターン発生回路１０から出力されるようになって
いる。
示す検出信号がどのコンパレータから出力されたかによ
ってその時の電流ベクトルＬの属するゾーンが判定され
、これに基づいて、第１実施例と同様に反対方向の電圧
ベクトルが選択され、対応するスイッチングパターンが
出カバターン発生回路１０から出力されるようになって
いる。
また、各相正負のコンパレータ１１の出力信号はＯＲ回
路１２に入力されており、このＯＲ回路１２は、何れか
の相の正または負の電流制限値超過時に、切り換え回路
２において前記出カバターン発生回路１０からのスイッ
チングパターンに切り換えるべく検出信号を出力する。
路１２に入力されており、このＯＲ回路１２は、何れか
の相の正または負の電流制限値超過時に、切り換え回路
２において前記出カバターン発生回路１０からのスイッ
チングパターンに切り換えるべく検出信号を出力する。
従って、例えばＵ相電流が制限値を越えた場合には、前
記同様にその時の電流ベクトルＬの属するゾーンがコン
パレータ１１により判定され、この電流ベクトルとの反
対方向のベクトルに最も位置が近い電圧ベクトルが選択
されてそのスイッチングパターンが出カバターン発生回
路１０から出力される。これと同時に、ＯＲ回路１２を
介して切り換え回路２に検出信号が送られ、出カバター
ン発生回路１０からのスイッチングパターンに従ってイ
ンバータＩＮＶが駆動されることにより、出力電流が減
少する方向に制御が行なわれる。
記同様にその時の電流ベクトルＬの属するゾーンがコン
パレータ１１により判定され、この電流ベクトルとの反
対方向のベクトルに最も位置が近い電圧ベクトルが選択
されてそのスイッチングパターンが出カバターン発生回
路１０から出力される。これと同時に、ＯＲ回路１２を
介して切り換え回路２に検出信号が送られ、出カバター
ン発生回路１０からのスイッチングパターンに従ってイ
ンバータＩＮＶが駆動されることにより、出力電流が減
少する方向に制御が行なわれる。
この実施例によれば、第Ｉ実施例に比べて電流制限回路
２０′の構成の簡略化を図ることができるという利点が
ある。
２０′の構成の簡略化を図ることができるという利点が
ある。
次に、第５図ないし第７図は第２の発明の一実施例を示
している。この発明は、第１の発明と同様にモータの駆
動時、制動時をとわずインバータの出力電流を減少させ
ると共に、電流制限時の電流減少率が最小となるような
電圧ベクトルを求めて出力させることにより、電流制限
時の電流リプルを低減させるようにしたものである。
している。この発明は、第１の発明と同様にモータの駆
動時、制動時をとわずインバータの出力電流を減少させ
ると共に、電流制限時の電流減少率が最小となるような
電圧ベクトルを求めて出力させることにより、電流制限
時の電流リプルを低減させるようにしたものである。
まず、第５図はこの実施例に用いられる電流制限＠ｗ！
１２０Ａをインバータ等と共に示したブロック図であり
、図において、３１は、電流検出器４の電流検出信号と
インバータＩＮＶの出力電圧とからモータＩＭの逆起電
力ベクトルｅを求める逆起電力ベクトル検出回路、３２
は、電流ベクトルのゾーン判別回路９からの後述する回
転角信号ｒと逆起電力ベクトルｅとから逆起電力ベクト
ルの位置を判別するための逆起電力ベクトルゾーン判別
回路。
１２０Ａをインバータ等と共に示したブロック図であり
、図において、３１は、電流検出器４の電流検出信号と
インバータＩＮＶの出力電圧とからモータＩＭの逆起電
力ベクトルｅを求める逆起電力ベクトル検出回路、３２
は、電流ベクトルのゾーン判別回路９からの後述する回
転角信号ｒと逆起電力ベクトルｅとから逆起電力ベクト
ルの位置を判別するための逆起電力ベクトルゾーン判別
回路。
３３は、前記回転角信号ｒと逆起電力ベクトルゾーン判
別回路３２の出力とから後述する第２表に従って選択し
た電圧ベクトルのスイッチングパターンを出力する出カ
バターン発生回路である。
別回路３２の出力とから後述する第２表に従って選択し
た電圧ベクトルのスイッチングパターンを出力する出カ
バターン発生回路である。
次に、この実施例における電流制限の作用を第６図及び
第７図を参照しつつ説明する。まず、第６図はモータＩ
Ｍの駆動時の電圧ベクトル及び電流ベクトルを示すもの
であり、力率角は電気角で９０°以下となっている。な
お、同図においては電圧ベクトル座標上に電流ベクトル
を併せて示しである。
第７図を参照しつつ説明する。まず、第６図はモータＩ
Ｍの駆動時の電圧ベクトル及び電流ベクトルを示すもの
であり、力率角は電気角で９０°以下となっている。な
お、同図においては電圧ベクトル座標上に電流ベクトル
を併せて示しである。
いま、第６図においてＵ相電流が制限値を越えたものと
し、その時にインバータＩＮＶが出力していた電圧ベク
トルが■２であるとする。この電圧ベクトルＶ、のスイ
ッチングパターンは（１１０）であるから、従来の方式
であれば、強制的にＵ相アームのスイッチングパターン
を工→０としてスイッチングパターンが（０１０）であ
る電圧ベクトル■、を出力させれば、電流の変化率であ
る（ａ−ｄｔ／ｄｔ）’が図示の方向であるから電流は
一応、確実に減少することになる。
し、その時にインバータＩＮＶが出力していた電圧ベク
トルが■２であるとする。この電圧ベクトルＶ、のスイ
ッチングパターンは（１１０）であるから、従来の方式
であれば、強制的にＵ相アームのスイッチングパターン
を工→０としてスイッチングパターンが（０１０）であ
る電圧ベクトル■、を出力させれば、電流の変化率であ
る（ａ−ｄｔ／ｄｔ）’が図示の方向であるから電流は
一応、確実に減少することになる。
しかるに、この変化率（Ｑ−ｄＬ／ｄｔ）′は、むしろ
スイッチングパターンが（０００）である電圧ベクトル
■。または同（１１１）である電圧ベクトル■７を出力
した場合の変化率（ａ・ｄＬ／ｄｔ）’よりも大きいた
め、電流制限時の電流リプルが大きくなる。すなわち、
電流が制限値を越えた場合において、電流ベクトルＬの
位置と逆起電力ベクトルｅの位置とが判明すれば、電流
を制限し、かつ電流リプルが少なくなるような電圧ベク
トルを求めることができる。
スイッチングパターンが（０００）である電圧ベクトル
■。または同（１１１）である電圧ベクトル■７を出力
した場合の変化率（ａ・ｄＬ／ｄｔ）’よりも大きいた
め、電流制限時の電流リプルが大きくなる。すなわち、
電流が制限値を越えた場合において、電流ベクトルＬの
位置と逆起電力ベクトルｅの位置とが判明すれば、電流
を制限し、かつ電流リプルが少なくなるような電圧ベク
トルを求めることができる。
この場合、電流ベクトルＬの位置は、第２図に示したゾ
ーン■〜■のうちどこにあるかを判別することとする。
ーン■〜■のうちどこにあるかを判別することとする。
また、逆起電力ベクトルｅの位置は、電流ベクトルｔが
どのゾーンにあるかによって決定することができる。
どのゾーンにあるかによって決定することができる。
すなわち、第７図において、Ｉ、ｎ、ｍ、ＩＶ。
Ｉ’、ｎ’、ｍ’、ｒｖ’の８つのゾーンは、電流ベク
トルＬが第２図のゾーン■〜■のうちどこにあるかによ
って決まり、例えば電流ベクトルｔがゾーンの内にある
場合、第７図における■ｎ＝■１としてゾーン分けを行
なう。また、電流ベクトルＬがゾーン■内にある場合、
第７図における■ｎ＝■。
トルＬが第２図のゾーン■〜■のうちどこにあるかによ
って決まり、例えば電流ベクトルｔがゾーンの内にある
場合、第７図における■ｎ＝■１としてゾーン分けを行
なう。また、電流ベクトルＬがゾーン■内にある場合、
第７図における■ｎ＝■。
としてゾーン分けを行なう。
つまり、逆起電力ベクトルｅのゾーン判別にあたっては
、電流ベクトルＬが存在するゾーンにある電圧ベクトル
をＶｎとして行なわれ、具体的には、第２図の■□を基
準として電流ベクトルＬのゾーンにより座標を回転し、
第７図に示したゾーン判別のための座標に一致させて判
別するものである。
、電流ベクトルＬが存在するゾーンにある電圧ベクトル
をＶｎとして行なわれ、具体的には、第２図の■□を基
準として電流ベクトルＬのゾーンにより座標を回転し、
第７図に示したゾーン判別のための座標に一致させて判
別するものである。
一例として、電流ベクトルＬがゾーンの内にある場合に
ついて考えてみる。この場合の電圧ベクトルの配置は第
７図において括弧書きで示しである。第７図において、
縦方向に分けた４つのゾーンＩ、Ｉ’、ｎ、ｎ’、ｍ、
ｍ’、 ｒｖ、 ｒｖ’により、逆起電力ベクトルｅ
が存在するゾーンの右側にある電圧ベクトルは電流を増
加させることがわかる。
ついて考えてみる。この場合の電圧ベクトルの配置は第
７図において括弧書きで示しである。第７図において、
縦方向に分けた４つのゾーンＩ、Ｉ’、ｎ、ｎ’、ｍ、
ｍ’、 ｒｖ、 ｒｖ’により、逆起電力ベクトルｅ
が存在するゾーンの右側にある電圧ベクトルは電流を増
加させることがわかる。
すなわち、電流ベクトルＬがゾーン■内にある状態で仮
りに逆起電力ベクトルｅがゾーン■内にあれば、この逆
起電力ベクトルｅの先端から電圧ベクトルＶ、、Ｖ、、
Ｖ、に向かう電流の変化率Ｑ・ｄＬ／ｄｔは電流ベクト
ルＬの正方向成分を有するため、上記電圧ベクトル■□
、Ｖｌ、Ｖ、はＵ相電流を増加させる方向に作用する。
りに逆起電力ベクトルｅがゾーン■内にあれば、この逆
起電力ベクトルｅの先端から電圧ベクトルＶ、、Ｖ、、
Ｖ、に向かう電流の変化率Ｑ・ｄＬ／ｄｔは電流ベクト
ルＬの正方向成分を有するため、上記電圧ベクトル■□
、Ｖｌ、Ｖ、はＵ相電流を増加させる方向に作用する。
従って、これ以外の電圧ベクトル■。、Ｖ、、Ｖ□、
ｖ４ｔ ｖ、を選択すればＵ相電流を減少させることが
でき、中でも零電圧ベクトル■。ｔＶ？を選択すれば上
記変化率（減少率）ａ−ｄＬ／ｄｔの大きさが最小とな
って電流リプルを少なくすることができる。
ｖ４ｔ ｖ、を選択すればＵ相電流を減少させることが
でき、中でも零電圧ベクトル■。ｔＶ？を選択すれば上
記変化率（減少率）ａ−ｄＬ／ｄｔの大きさが最小とな
って電流リプルを少なくすることができる。
更に別の例として、逆起電力ベクトルｅがゾーンＩにあ
れば、電圧ベクトルＶ２．Ｖ、を選択した際にＵ相電流
の減少率で見れば電流ベクトルＬの負方向成分が等しい
ため同じになるが、変化率ｄｔ／ｄｔで見た場合、電圧
ベクトル■、を選択することによってｄＬ／ｄｔの大き
さがより小さくなることが明らかである。
れば、電圧ベクトルＶ２．Ｖ、を選択した際にＵ相電流
の減少率で見れば電流ベクトルＬの負方向成分が等しい
ため同じになるが、変化率ｄｔ／ｄｔで見た場合、電圧
ベクトル■、を選択することによってｄＬ／ｄｔの大き
さがより小さくなることが明らかである。
上述した原理は、電流ベクトルｔが他のゾーン■〜■に
ある場合にも同様であり、このように電流ベクトルＬの
位置に応じて、逆起電力ベクトルｅの位置が第７図に示
した８つのゾーンのどれに属するかを判別することによ
り、ｄ Ｌ／ｄ ｔが最も小さく、しかも電流の減少が
可能な電圧ベクトルを求めることができる。
ある場合にも同様であり、このように電流ベクトルＬの
位置に応じて、逆起電力ベクトルｅの位置が第７図に示
した８つのゾーンのどれに属するかを判別することによ
り、ｄ Ｌ／ｄ ｔが最も小さく、しかも電流の減少が
可能な電圧ベクトルを求めることができる。
以上のようにして、すべての電流ベクトルＬの位置及び
逆起電力ベクトルｅの位置に対して、ｄ１／ｄｔが最小
になり、かつ電流を減少させ得る最適な電圧ベクトルが
第２表のように求められる。
逆起電力ベクトルｅの位置に対して、ｄ１／ｄｔが最小
になり、かつ電流を減少させ得る最適な電圧ベクトルが
第２表のように求められる。
なお、この第２表において、零電圧ベクトルは■。、ｖ
７の何れか一方のみを用いることとしても良い。
７の何れか一方のみを用いることとしても良い。
第 ２ 表
上述した最適な電圧ベクトルの検出は、第５図の電流制
限回路２０Ａにおいて以下のように実現される。すなわ
ち、電流検出器４により検出されたインバータＩＮＶの
出力電流が制限値を越えると、コンパレータ６から切り
換え回路２に信号が送られる。また、前記出力電流は３
相／２相変換器７、ベクトルアナライザ８を介してゾー
ン判別回路９に入力され、電流ベクトルＬが前述したゾ
ーン■〜■のどれに属するかが検出される。同時に、こ
の電流ベクトルＬの位置から、逆起電力ベクトルＣを何
度回転すれば良いかを示す回転角信号ｒが逆起電力ベク
トルゾーン判別回路３２に入力される。
限回路２０Ａにおいて以下のように実現される。すなわ
ち、電流検出器４により検出されたインバータＩＮＶの
出力電流が制限値を越えると、コンパレータ６から切り
換え回路２に信号が送られる。また、前記出力電流は３
相／２相変換器７、ベクトルアナライザ８を介してゾー
ン判別回路９に入力され、電流ベクトルＬが前述したゾ
ーン■〜■のどれに属するかが検出される。同時に、こ
の電流ベクトルＬの位置から、逆起電力ベクトルＣを何
度回転すれば良いかを示す回転角信号ｒが逆起電力ベク
トルゾーン判別回路３２に入力される。
一方、インバータＩＮＶの出力電流及び出力電圧は逆起
電力ベクトル検出回路３１に入力されて逆起電力ベクト
ルｅが求められ、逆起電力ベクトルゾーン判別回路３２
では、この逆起電力ベクトルｅと前記回転角信号ｒとか
ら逆起電力ベクトルｅが前述したゾーン■〜■、Ｉ′〜
■′のどれに属するかが検出される。
電力ベクトル検出回路３１に入力されて逆起電力ベクト
ルｅが求められ、逆起電力ベクトルゾーン判別回路３２
では、この逆起電力ベクトルｅと前記回転角信号ｒとか
ら逆起電力ベクトルｅが前述したゾーン■〜■、Ｉ′〜
■′のどれに属するかが検出される。
そして、電流ベクトルのゾーン判別回路９の出力及び逆
起電力ベクトルゾーン判別回路３２の出力は出カバター
ン発生回路３３に入力され、先の第２表に示した最適な
電圧ベクトルに対応するスイッチングパターンを切り換
え回路２に向けて出力する。切り換え回路２では、コン
パレータ６の出力信号を受けてＰＷＭ回路１からの出力
を出カバターン発生回路３３からの出力に切り換え、こ
れによリインバータＩＮＶを制御することによって電流
制限を行なうための電圧ベクトルを出力するものである
。
起電力ベクトルゾーン判別回路３２の出力は出カバター
ン発生回路３３に入力され、先の第２表に示した最適な
電圧ベクトルに対応するスイッチングパターンを切り換
え回路２に向けて出力する。切り換え回路２では、コン
パレータ６の出力信号を受けてＰＷＭ回路１からの出力
を出カバターン発生回路３３からの出力に切り換え、こ
れによリインバータＩＮＶを制御することによって電流
制限を行なうための電圧ベクトルを出力するものである
。
次に、第８図及び第９図は第３の発明の一実施例を示す
ものである。
ものである。
前述した第１の発明により、モータＩＭの能動時及び制
動時の何れの場合にもインバータＩＮＶの出力電流を確
実に減少させることが可能になった。しかしながら、第
２図の１−ｄｊ／ｄｔと第１６図の（ｃ−ｄｔ ／ ｄ
ｔ）＋との比較かられかるように、第Ｉの発明ではモ
ータＩＭの駆動時におけるｄＬ／ｄｔが第１６図の場合
よりも大きくなっている。
動時の何れの場合にもインバータＩＮＶの出力電流を確
実に減少させることが可能になった。しかしながら、第
２図の１−ｄｊ／ｄｔと第１６図の（ｃ−ｄｔ ／ ｄ
ｔ）＋との比較かられかるように、第Ｉの発明ではモ
ータＩＭの駆動時におけるｄＬ／ｄｔが第１６図の場合
よりも大きくなっている。
これは、トランジスタのスイッチング時間が同一である
とすれば、制限時におけるインバータ■ＮＶの出力電流
の減少量が、第１６図の従来技術よりも第Ｉの発明の方
が大きいことを意味している。
とすれば、制限時におけるインバータ■ＮＶの出力電流
の減少量が、第１６図の従来技術よりも第Ｉの発明の方
が大きいことを意味している。
しかるに、第２の発明と同様に、電流制限時には電流は
できるだけ制限値に保たれることが望ましいことから、
第Ｉの発明におけるモータＩＭの駆動時の電流制限動作
において電流リプルが大きいことが問題となる。
できるだけ制限値に保たれることが望ましいことから、
第Ｉの発明におけるモータＩＭの駆動時の電流制限動作
において電流リプルが大きいことが問題となる。
第３の発明は上記の点を考慮してなされたもので、以下
、その一実施例を説明する。
、その一実施例を説明する。
第８図において、第２の電流制限回路２０′は第４図に
示した電流制限回路２０′であり、前記同様にインバー
タＩＮＶの出力側からの電流ベクトルＬと、ＰＷＭ回路
ｌからのスイッチングパターンとが入力されている。ま
た、第２の電流制限回路２０′とは別に第Ｉの電流制限
回路２１が設けられており、この第１の電流制限回路２
１には、第２の電流制限回路２０′内の前記コンパレー
タ１１の出力とＰＷＭ回路ｌからのスイッチングパター
ンとが入力されている。
示した電流制限回路２０′であり、前記同様にインバー
タＩＮＶの出力側からの電流ベクトルＬと、ＰＷＭ回路
ｌからのスイッチングパターンとが入力されている。ま
た、第２の電流制限回路２０′とは別に第Ｉの電流制限
回路２１が設けられており、この第１の電流制限回路２
１には、第２の電流制限回路２０′内の前記コンパレー
タ１１の出力とＰＷＭ回路ｌからのスイッチングパター
ンとが入力されている。
更に、第１及び第２の電流制限回路２１．２０’の出力
は制限方式切り換え回路２２に入力され、この切り換え
回路２２はモータＩＭの能動／制動判別信号によって入
力を切り換え可能となっている。ここで、モータＩＭの
駆動／制動判別信号は、例えば電圧指令値■８を演算す
るマイクロコンビュータ等から与えられるものである。
は制限方式切り換え回路２２に入力され、この切り換え
回路２２はモータＩＭの能動／制動判別信号によって入
力を切り換え可能となっている。ここで、モータＩＭの
駆動／制動判別信号は、例えば電圧指令値■８を演算す
るマイクロコンビュータ等から与えられるものである。
そして、制限方式切り換え回路２２の出力はオンデイレ
−回路２３を介してインバータＩＮＶに加えられている
。
−回路２３を介してインバータＩＮＶに加えられている
。
次に、第９図は第Ｉの電流制限回路２１の構成を示すも
のである。図において、コンパレータ１１の出力線Ｌ
ｕｌ、 Ｌ １１２、Ｌ Ｖ、 、 Ｌ Ｖ２、Ｌｗｏ
、Ｌｗ、はインバータＩＮＶの各相（ｕ、ｖ、ｗ相）出
力電流の正負に対応しており、出力線（ＬｕよとＬｕ、
）、（Ｌｖ。
のである。図において、コンパレータ１１の出力線Ｌ
ｕｌ、 Ｌ １１２、Ｌ Ｖ、 、 Ｌ Ｖ２、Ｌｗｏ
、Ｌｗ、はインバータＩＮＶの各相（ｕ、ｖ、ｗ相）出
力電流の正負に対応しており、出力線（ＬｕよとＬｕ、
）、（Ｌｖ。
とＬｖ２）、（Ｌす、とＬｗ、）は制限時のコンパレー
タ出力を“ｌ”とすると各相ごと（０，０）、（１，０
）。
タ出力を“ｌ”とすると各相ごと（０，０）、（１，０
）。
（０，１）の３通りの状態をとる。これらの出力線のう
”ちＬ Ｌ１２． Ｌ ｖ、 、 Ｌ Ｗｌはアンドゲ
ート２１１，２１２，２１３の各反転入力端子にそれぞ
れ接続され、また。
”ちＬ Ｌ１２． Ｌ ｖ、 、 Ｌ Ｗｌはアンドゲ
ート２１１，２１２，２１３の各反転入力端子にそれぞ
れ接続され、また。
Ｌ ｕ、 、 Ｌ ｖ、 、 Ｌ Ｗ２はオアゲート２
１４，２１５，２１６の各−入力端子にそれぞれ接続さ
れている。
１４，２１５，２１６の各−入力端子にそれぞれ接続さ
れている。
一方、ＰＷＭ回路１からの各相のスイッチングパターン
は出力線Ｐ ｕ、 Ｐ ｖ、 Ｐ ｗから供給され、こ
れらの出力線Ｐ ｕ、 Ｐ ｖ、 Ｐ ｕはアンドゲー
ト２１１，２１２゜２１３の各他入力端子に接続されて
いる。また、アンドゲート２１１，２１２，２１３の出
力端子はオアゲート２１４．２１５，２１６の各他入力
端子にそれぞれ接続されており、かかるオアゲート２１
４，２１５，２１６の出力端子が制限方式切り換え回路
２２に接続されている。
は出力線Ｐ ｕ、 Ｐ ｖ、 Ｐ ｗから供給され、こ
れらの出力線Ｐ ｕ、 Ｐ ｖ、 Ｐ ｕはアンドゲー
ト２１１，２１２゜２１３の各他入力端子に接続されて
いる。また、アンドゲート２１１，２１２，２１３の出
力端子はオアゲート２１４．２１５，２１６の各他入力
端子にそれぞれ接続されており、かかるオアゲート２１
４，２１５，２１６の出力端子が制限方式切り換え回路
２２に接続されている。
この実施例の動作を説明すると、モータＩＭの能動時に
は制限方式切り換え回路２２の入力が第Ｉの電流制限回
路２１側に切り換えられ、この電流制限回路２１によっ
て電流制限動作が行われる。すなわち、インバータＩＮ
Ｖの各相電流が電流制限にかからない場合、ＰＷＭ回路
１からのスイッチングパターン、例えば（１００）は電
流制限回路２１を介してそのまま制限方式切り換え回路
２２及びオンデイレ−回路２３に加えられ、インバータ
ＩＮＶに出力される。
は制限方式切り換え回路２２の入力が第Ｉの電流制限回
路２１側に切り換えられ、この電流制限回路２１によっ
て電流制限動作が行われる。すなわち、インバータＩＮ
Ｖの各相電流が電流制限にかからない場合、ＰＷＭ回路
１からのスイッチングパターン、例えば（１００）は電
流制限回路２１を介してそのまま制限方式切り換え回路
２２及びオンデイレ−回路２３に加えられ、インバータ
ＩＮＶに出力される。
また、例えばＵ相電流が正の制限値を越えたとすると、
出力線Ｌｕ、の論理が１１０”から“ｌ”へ、オアゲー
ト２１４の出力は論理１１０”となり、電流制限回路２
１の出力は（ＯＯＯ）に変化する。
出力線Ｌｕ、の論理が１１０”から“ｌ”へ、オアゲー
ト２１４の出力は論理１１０”となり、電流制限回路２
１の出力は（ＯＯＯ）に変化する。
すなわち、Ｕ相のスイッチングパターンが強制的に“１
”からＩ／ ＯＩ＋へ変わることになり、従来技術にお
いて詳述したようにＵ相の上アームのトランジスタをオ
フしてＵ相電流を減少させる。このとき（７）Ｑ−ｄＬ
／ｄｔは第１６図の（ａ・ｄＬ／ｄｔ）。
”からＩ／ ＯＩ＋へ変わることになり、従来技術にお
いて詳述したようにＵ相の上アームのトランジスタをオ
フしてＵ相電流を減少させる。このとき（７）Ｑ−ｄＬ
／ｄｔは第１６図の（ａ・ｄＬ／ｄｔ）。
に相当しており、ｄＬ／ｄｔが第２図の場合に比べて小
さくなるため、１！流を制限値に保つことができる。
さくなるため、１！流を制限値に保つことができる。
次いで、モータＩＭの制動時には制限方式切り換え回路
２２の入力が第２の電流制限回路２０′側に切り換えら
れ、この電流制限回路２０′によって第Ｉの発明による
電流制限動作が行われる。重複を避けるために詳述はし
ないが、例えばＵ相電流が正の制限値を越えたときの作
用は第３図に示したとおりであり、電流を確実に減少さ
せることができるものである。
２２の入力が第２の電流制限回路２０′側に切り換えら
れ、この電流制限回路２０′によって第Ｉの発明による
電流制限動作が行われる。重複を避けるために詳述はし
ないが、例えばＵ相電流が正の制限値を越えたときの作
用は第３図に示したとおりであり、電流を確実に減少さ
せることができるものである。
次に、第１０図及び第１１図は第４の発明の一実施例を
示している。この発明は上述した第３の発明と同様に、
第１の電流制限回路と、第２の電流制限回路とを切り換
えて使い分けることにより、いかなる場合にも確実に電
流を制限し、かつ電流の減少量を少なくして制限時の電
流リプルを小さくするようにしたものである。
示している。この発明は上述した第３の発明と同様に、
第１の電流制限回路と、第２の電流制限回路とを切り換
えて使い分けることにより、いかなる場合にも確実に電
流を制限し、かつ電流の減少量を少なくして制限時の電
流リプルを小さくするようにしたものである。
すなわち、第１０図において、第３の発明にかかる第８
図の実施例と異なる部分は、主に方式判断回路２４が設
けられている点である。なお、第１０図において、第２
の電流制限回路２０’とコンパレータ１１とを組み合わ
せたものが第８図の第２の電流制限回路２０′に相当し
ている。
図の実施例と異なる部分は、主に方式判断回路２４が設
けられている点である。なお、第１０図において、第２
の電流制限回路２０’とコンパレータ１１とを組み合わ
せたものが第８図の第２の電流制限回路２０′に相当し
ている。
ここで、方式判断回路２４には、インバータＩＮＶの各
相電流が正または負の値を越えたか否かを検出するコン
パレータ１１の６本の出力線と、ＰＷＭ回路１からの各
相のスイッチングパターンが出力される３本の出力線と
が接続されており、方式判断回路２４は、これらの出力
線からの信号に基づいて第１の電流制限回路２１と第２
の電流制限回路２０′との何れによって電流制限を行う
かを判断し、制限方式切り換え回路２２を動作させる信
号を出力する。なお、制限方式切り換え回路２２は、方
式判断回路２４の出力信号の論理が′ｌ″の場合にスイ
ッチを第２の電流制限回路２０′側に、また前記論理が
“′Ｏ″の場合にスイッチを第１の電流制限回路２１側
に切り換えるように動作する。
相電流が正または負の値を越えたか否かを検出するコン
パレータ１１の６本の出力線と、ＰＷＭ回路１からの各
相のスイッチングパターンが出力される３本の出力線と
が接続されており、方式判断回路２４は、これらの出力
線からの信号に基づいて第１の電流制限回路２１と第２
の電流制限回路２０′との何れによって電流制限を行う
かを判断し、制限方式切り換え回路２２を動作させる信
号を出力する。なお、制限方式切り換え回路２２は、方
式判断回路２４の出力信号の論理が′ｌ″の場合にスイ
ッチを第２の電流制限回路２０′側に、また前記論理が
“′Ｏ″の場合にスイッチを第１の電流制限回路２１側
に切り換えるように動作する。
次に、第１１図は方式判断回路２４の具体例を示してお
り、同図において２４１〜２４６はアンドゲートである
。ＰＷＭ回路１からの各相のスイッチングパターンは出
力線Ｐ ｕ、 Ｐ ｖ、 Ｐ ｗから供給されるもので
、各スイッチングパターンは図示するごとく反転及び非
反転の状態でアンドゲート２４１〜２４６の各−入力端
子にそれぞれ入力されている。
り、同図において２４１〜２４６はアンドゲートである
。ＰＷＭ回路１からの各相のスイッチングパターンは出
力線Ｐ ｕ、 Ｐ ｖ、 Ｐ ｗから供給されるもので
、各スイッチングパターンは図示するごとく反転及び非
反転の状態でアンドゲート２４１〜２４６の各−入力端
子にそれぞれ入力されている。
更に、コンパレータ１１からの出力線Ｌｕ工、Ｌｕ、、
Ｌ Ｖｌ ｔ Ｌ ｖｚ、 Ｌ ｗ８． Ｌ Ｗ、は各
相電流が正または負の制限値を越えたか否かに対応して
おり、これらの出力線Ｌｕ１〜Ｌ％＋２はアンドゲート
２４１〜２４６の各他入力端子にそれぞれ接続されてい
る。そして、アンドゲート２４１〜２４６の出力信号は
オアゲート２４７に入力され、このオアゲート２４７の
出力信号が制限方式切り換え回路２２に加えられるよう
になっている。
Ｌ Ｖｌ ｔ Ｌ ｖｚ、 Ｌ ｗ８． Ｌ Ｗ、は各
相電流が正または負の制限値を越えたか否かに対応して
おり、これらの出力線Ｌｕ１〜Ｌ％＋２はアンドゲート
２４１〜２４６の各他入力端子にそれぞれ接続されてい
る。そして、アンドゲート２４１〜２４６の出力信号は
オアゲート２４７に入力され、このオアゲート２４７の
出力信号が制限方式切り換え回路２２に加えられるよう
になっている。
なお、出力線Ｌｕ、〜Ｌｗ、は、Ｕ相電流が正の制限値
を越えた場合にＬｕ１の論理が′１”、負の制限値を越
えた場合にＬｕ、の論理が“１″、以下同様にＶ相電流
が正の制限値を越えた場合にＬｖ工の論理が１′″、負
の制限値を越えた場合にＬｖ、の論理が１１１７１．ｗ
相電流が正の制限値を越えた場合にＬｗ□の論理が１′
″、負の制限値を越えた場合に１ｗ２の論理が″工″と
なるものである。
を越えた場合にＬｕ１の論理が′１”、負の制限値を越
えた場合にＬｕ、の論理が“１″、以下同様にＶ相電流
が正の制限値を越えた場合にＬｖ工の論理が１′″、負
の制限値を越えた場合にＬｖ、の論理が１１１７１．ｗ
相電流が正の制限値を越えた場合にＬｗ□の論理が１′
″、負の制限値を越えた場合に１ｗ２の論理が″工″と
なるものである。
この動作を説明すると１例えばインバータＩＮＶが第２
図及び第３図に示す電圧ベクトルＶＳ（スイッチングパ
ターンは（０１０））を出力している場合にＵ相電流が
正の制限値を越えたとすると。
図及び第３図に示す電圧ベクトルＶＳ（スイッチングパ
ターンは（０１０））を出力している場合にＵ相電流が
正の制限値を越えたとすると。
出力１ｉ Ｌ ｕ工が“１″になると共に、このときの
出力線Ｐｕは“Ｏ”であるため、アンドゲート２４１の
出力信号は“１”となり、オアゲート２４７からは論理
“工”の信号が出力される。そして、この信号は制限方
式切り換え回路２２に出力される。なお、このとき、他
のアンドゲート２４２〜２４６の出力信号は“Ｏｒｒと
なっている。
出力線Ｐｕは“Ｏ”であるため、アンドゲート２４１の
出力信号は“１”となり、オアゲート２４７からは論理
“工”の信号が出力される。そして、この信号は制限方
式切り換え回路２２に出力される。なお、このとき、他
のアンドゲート２４２〜２４６の出力信号は“Ｏｒｒと
なっている。
オアゲート２４７からの信号を受けた制限方式切り換え
回路２２では、スイッチを第２の電流制限回路２０′側
に切り換え、第２の電流制限回路２０′による制限動作
が実行される。すなわち、第２の電流制限回路２０′で
は、第１の発明において述べたように電流ベクトルＬの
反対方向のベクトルと最も位置が近い電圧ベクトルであ
るＶ ａ （スイッチングパターンは（０１１））を選
択してこのスイッチングパターン（０１１）を切り換え
回路２２に出力する。これにより、インバータＩＮＶは
以後ｖ４を出力するように動作するため、第１の発明に
よってＵ相電流が減少することになる。
回路２２では、スイッチを第２の電流制限回路２０′側
に切り換え、第２の電流制限回路２０′による制限動作
が実行される。すなわち、第２の電流制限回路２０′で
は、第１の発明において述べたように電流ベクトルＬの
反対方向のベクトルと最も位置が近い電圧ベクトルであ
るＶ ａ （スイッチングパターンは（０１１））を選
択してこのスイッチングパターン（０１１）を切り換え
回路２２に出力する。これにより、インバータＩＮＶは
以後ｖ４を出力するように動作するため、第１の発明に
よってＵ相電流が減少することになる。
また、仮りにインバータＩＮＶが電圧ベクトルＶ、（１
００）を出力中にＵ相電流が正の制限値を越えたとする
と、出力線Ｌｕ１が′１″になるが出力線Ｐｕは“１”
であるため、アンドゲート２４１の出力信号は“０”と
なり、また、他のアンドゲート２４２〜２４６の出力信
号も“Ｏ”となる、従って、オアゲート２４７の出力信
号は“Ｏ″となって制限方式切り換え回路２２に加えら
れるため、制限方式切り換え回路２２がスイッチを第１
の電流制限回路２１側に切り換えることにより、この制
限回路による電流制限動作が実行される。
００）を出力中にＵ相電流が正の制限値を越えたとする
と、出力線Ｌｕ１が′１″になるが出力線Ｐｕは“１”
であるため、アンドゲート２４１の出力信号は“０”と
なり、また、他のアンドゲート２４２〜２４６の出力信
号も“Ｏ”となる、従って、オアゲート２４７の出力信
号は“Ｏ″となって制限方式切り換え回路２２に加えら
れるため、制限方式切り換え回路２２がスイッチを第１
の電流制限回路２１側に切り換えることにより、この制
限回路による電流制限動作が実行される。
すなわち既に述べたように、電圧ベクトルをそれまでの
ｖ、（１００）からＶａ（ＯＯＯ）Ｌ；：切り換えるこ
とにより、制限時の電流減少量を小さくして電流制限を
行うことができるため、電流リプルを小さくすることが
可能となる。
ｖ、（１００）からＶａ（ＯＯＯ）Ｌ；：切り換えるこ
とにより、制限時の電流減少量を小さくして電流制限を
行うことができるため、電流リプルを小さくすることが
可能となる。
なお、各相電流が制限にかからない場合において、第１
及び第２の電流制限回路２１．２０’はＰＷＭ回路上か
らのスイッチングパターンをそのまま通過させることは
言うまでもない。
及び第２の電流制限回路２１．２０’はＰＷＭ回路上か
らのスイッチングパターンをそのまま通過させることは
言うまでもない。
次いで、第１２図び第１３図は第５の発明の一実施例を
示している。前記第１の電流制限回路２１により、モー
タＩＭの騨動時においてインバータＩＮ■の出力電流を
制限できることは既に説明した。
示している。前記第１の電流制限回路２１により、モー
タＩＭの騨動時においてインバータＩＮ■の出力電流を
制限できることは既に説明した。
一方、モータＩＭの制動時においても前記各発明により
所望の電流制限作用を得ることができる。
所望の電流制限作用を得ることができる。
ここで、電圧形インバータを異常出力電流から保護し、
インバータＩＮＶの出力電流を急速に減少させる他の方
式として、インバータＩＮＶを構成するスイッチング素
子の能動パルスを金相オフする（全相パルスオフ）方式
が考えられる。この方式を採る場合、モータＩＭの能動
、制動時にかかわりなくスイッチング素子の強制的なオ
フによってインバータＩＮＶの出力電流を確実に減少さ
せることが可能である。
インバータＩＮＶの出力電流を急速に減少させる他の方
式として、インバータＩＮＶを構成するスイッチング素
子の能動パルスを金相オフする（全相パルスオフ）方式
が考えられる。この方式を採る場合、モータＩＭの能動
、制動時にかかわりなくスイッチング素子の強制的なオ
フによってインバータＩＮＶの出力電流を確実に減少さ
せることが可能である。
しかしながら、モータＩＭの駆動時に着目した場合、金
相パルスオフ方式では第１の電流制限回路２１による電
流制限時に比べて電流減少量が大きくなってしまう。こ
れは、電流制限時のトランジスタのスイッチング時間を
第１の電流制限回路２１による電流制限時と同一に設定
するならば、金相パルスオフ方式の方が電流減少量が大
きくなり、電流リプルの増加という新たな問題を生じる
ことを示している。前述したように、電流制限時には電
流が制限値に保たれることが望ましいことから、金相パ
ルスオフ方式をモータＩＭの駆動時及び制動時に一様に
適用することはできない。
相パルスオフ方式では第１の電流制限回路２１による電
流制限時に比べて電流減少量が大きくなってしまう。こ
れは、電流制限時のトランジスタのスイッチング時間を
第１の電流制限回路２１による電流制限時と同一に設定
するならば、金相パルスオフ方式の方が電流減少量が大
きくなり、電流リプルの増加という新たな問題を生じる
ことを示している。前述したように、電流制限時には電
流が制限値に保たれることが望ましいことから、金相パ
ルスオフ方式をモータＩＭの駆動時及び制動時に一様に
適用することはできない。
第５の発明は上記の点に鑑みてなされたものであり、要
するにモータＩＭの駆動時には第１の電流制限回路２１
による電流制限方式を、また、モータＩＭの制動時には
スイッチング素子を金相パルスオフする電流制限方式を
採るものである。
するにモータＩＭの駆動時には第１の電流制限回路２１
による電流制限方式を、また、モータＩＭの制動時には
スイッチング素子を金相パルスオフする電流制限方式を
採るものである。
すなわち、第１２図において、電流検出器４からの電流
検出信号はコンパレータ１１に入力され、各相電流が正
または負の電流制限にかかったか否かが検出されるよう
になっている。そして、コンパレータ１１からの６つの
制御信号は、第９図と同様に構成された第１の電流制限
回路２１に入力されている。ここで、前記制御信号は制
限値を越えた場合に論理が“ｌ”となるものであり、第
１の電流制限回路２１では、駆動時、制動時共に各相電
流が何れも制限にかからなければ、ＰＷＭ回路１からの
スイッチングパターンをそのまま通過させる。
検出信号はコンパレータ１１に入力され、各相電流が正
または負の電流制限にかかったか否かが検出されるよう
になっている。そして、コンパレータ１１からの６つの
制御信号は、第９図と同様に構成された第１の電流制限
回路２１に入力されている。ここで、前記制御信号は制
限値を越えた場合に論理が“ｌ”となるものであり、第
１の電流制限回路２１では、駆動時、制動時共に各相電
流が何れも制限にかからなければ、ＰＷＭ回路１からの
スイッチングパターンをそのまま通過させる。
一方、コンパレータ１１からの６つの制御信号はＯＲ回
路２５にも入力されており、制動時において”６つの制
御信号のうち１つでも論理が“１”である場合、すなわ
ち何れかの相電流が正または負の制限にかかった場合に
は全スイッチング素子をオフさせるべく論理“Ｏ”の全
相パルスオフ信号Ｂを出力するものである。
路２５にも入力されており、制動時において”６つの制
御信号のうち１つでも論理が“１”である場合、すなわ
ち何れかの相電流が正または負の制限にかかった場合に
は全スイッチング素子をオフさせるべく論理“Ｏ”の全
相パルスオフ信号Ｂを出力するものである。
このＯＲ回路２５及び前記電流制限回路２１の出力側に
は、スイッチから成る切り換え回路２６が接続されてお
り、この切り換え回路２６では、モータエＭの駆動状態
または制動状態に応じた駆動／制動判別信号に従って切
り換え動作し、スイッチングパターンＡまたは全相パル
スオフ信号Ｂを出力するようになっている。なお、駆動
／制動判別信号は電圧指令値■１を演算するマイクロコ
ンピュータ等から与えられ、モータＩＭの駆動時には駆
動／制動判別信号の論理が１″となってＰＷＭ回路１あ
るいは電流制限時に電流制限回路２１がらの出力がスイ
ッチングパターンＡとして切り換え回路２６から出力さ
れる。また、モータＩＭの制動時には駆動／制動判別信
号の論理が“０”となり、各相電流が制限にかからなけ
ればＰＷＭ回路１がらのスイッチングパターンＡがその
まま出力されるが、制限にかかった場合には前述のよう
にＯＲ回路２５からの全相パルスオフ信号Ｂが出力され
る。
は、スイッチから成る切り換え回路２６が接続されてお
り、この切り換え回路２６では、モータエＭの駆動状態
または制動状態に応じた駆動／制動判別信号に従って切
り換え動作し、スイッチングパターンＡまたは全相パル
スオフ信号Ｂを出力するようになっている。なお、駆動
／制動判別信号は電圧指令値■１を演算するマイクロコ
ンピュータ等から与えられ、モータＩＭの駆動時には駆
動／制動判別信号の論理が１″となってＰＷＭ回路１あ
るいは電流制限時に電流制限回路２１がらの出力がスイ
ッチングパターンＡとして切り換え回路２６から出力さ
れる。また、モータＩＭの制動時には駆動／制動判別信
号の論理が“０”となり、各相電流が制限にかからなけ
ればＰＷＭ回路１がらのスイッチングパターンＡがその
まま出力されるが、制限にかかった場合には前述のよう
にＯＲ回路２５からの全相パルスオフ信号Ｂが出力され
る。
これらのスイッチングパターンＡ及び全相パルスオフ信
号Ｂは、次段のＡＮＤ回路２７に入力されている。なお
、前記ＯＲ回路２５．切り換え回路２６及びＡＮＤ回路
２７は、ある相の出力電流が正または負の制限値を越え
た際に全スイッチング素子をオフさせるように作用する
全素子オフ回路を構成している。
号Ｂは、次段のＡＮＤ回路２７に入力されている。なお
、前記ＯＲ回路２５．切り換え回路２６及びＡＮＤ回路
２７は、ある相の出力電流が正または負の制限値を越え
た際に全スイッチング素子をオフさせるように作用する
全素子オフ回路を構成している。
上記ＡＮＤ回路２７は、第１３図に示すようにスイッチ
ングパターンＡの出力線Ｐ ｕ、 Ｐ ｖ、 Ｐ ｗが
入力側にそれぞれ接続された３つの否定回路２７１〜２
７３と、前記出力線Ｐ ｕ、 Ｐ ｖ、 Ｐ ｗが各−
入力端子にそれぞれ接続され、かつ全相パルスオフ信号
Ｂが各他入力端子にそれぞれ入力されるアンドゲート２
７４ 、２７６ 、２７８と、前記否定回路２７１〜２
７３の出力側が各−入力端子にそれぞれ接続され、かっ
全相パルスオフ信号Ｂが各他入力端子にそれぞれ入力さ
れるアンドゲート２７５．２７７、２７９とから構成さ
れている。そして、６つのアンドゲート２７４〜２７９
の出力が、インバータＩＮＶの各組上下アームのスイッ
チング素子を駆動するための駆動回路２８に入力されて
いる。
ングパターンＡの出力線Ｐ ｕ、 Ｐ ｖ、 Ｐ ｗが
入力側にそれぞれ接続された３つの否定回路２７１〜２
７３と、前記出力線Ｐ ｕ、 Ｐ ｖ、 Ｐ ｗが各−
入力端子にそれぞれ接続され、かつ全相パルスオフ信号
Ｂが各他入力端子にそれぞれ入力されるアンドゲート２
７４ 、２７６ 、２７８と、前記否定回路２７１〜２
７３の出力側が各−入力端子にそれぞれ接続され、かっ
全相パルスオフ信号Ｂが各他入力端子にそれぞれ入力さ
れるアンドゲート２７５．２７７、２７９とから構成さ
れている。そして、６つのアンドゲート２７４〜２７９
の出力が、インバータＩＮＶの各組上下アームのスイッ
チング素子を駆動するための駆動回路２８に入力されて
いる。
次にこの実施例の動作を第１３図のＡＮＤ回路２７の作
用と共に説明する。まず、モータＩＭの駆動時において
は、電流制限回路２１による電流制限方式が選択される
。すなわち、駆動／制動判別信号により、切り換え回路
２６内のスイッチは電流制限回路２１側またはＰＷＭ回
路回路上側続される。具体的には、各相電流が電流制限
にかからない場合にはＰＷＭ回路１からのスイッチング
パターンがそのまま、また１例えばＵ相電流が正の制限
値を越えた場合には当該相の上アームのスイッチング素
子をオフさせ、負の制限値を越えた場合には当該相の下
アームのスイッチング素子をオフさせるような電流制限
回路２１からのスイッチングパターンが、スイッチング
パターンＡとしてＡＮＤ回路２７に入力される。
用と共に説明する。まず、モータＩＭの駆動時において
は、電流制限回路２１による電流制限方式が選択される
。すなわち、駆動／制動判別信号により、切り換え回路
２６内のスイッチは電流制限回路２１側またはＰＷＭ回
路回路上側続される。具体的には、各相電流が電流制限
にかからない場合にはＰＷＭ回路１からのスイッチング
パターンがそのまま、また１例えばＵ相電流が正の制限
値を越えた場合には当該相の上アームのスイッチング素
子をオフさせ、負の制限値を越えた場合には当該相の下
アームのスイッチング素子をオフさせるような電流制限
回路２１からのスイッチングパターンが、スイッチング
パターンＡとしてＡＮＤ回路２７に入力される。
いま、電流が制限にかかっていなければＯＲ回路２５か
らの全相パルスオフ信号Ｂは“ｌ”であるから、ＡＮＤ
回路２７からは前記スイッチングパターンＡとそれらの
論理を反転させた合計６つの信号力刊区動回路２８に向
けて出力され、これらの信号に基づいて各組上下アーム
のスイッチング素子が駆動されることになる。これによ
り、モータＩＭの駆動時に電流が制限にかかった場合に
は、電流制限回路２１からの所定のスイッチングパター
ンＡによってＱ−ｄＬ／ｄｔを第１６図の（ｉｄＬ／ｄ
ｔＬのようにすることができ、電流を確実に減少させる
ことができる。
らの全相パルスオフ信号Ｂは“ｌ”であるから、ＡＮＤ
回路２７からは前記スイッチングパターンＡとそれらの
論理を反転させた合計６つの信号力刊区動回路２８に向
けて出力され、これらの信号に基づいて各組上下アーム
のスイッチング素子が駆動されることになる。これによ
り、モータＩＭの駆動時に電流が制限にかかった場合に
は、電流制限回路２１からの所定のスイッチングパター
ンＡによってＱ−ｄＬ／ｄｔを第１６図の（ｉｄＬ／ｄ
ｔＬのようにすることができ、電流を確実に減少させる
ことができる。
一方、モータＩＭの制動時においては、全素子オフ回路
を構成するＯＲ回路２５からの全相パルスオフ信号Ｂに
基づく電流制限方式が選択される。
を構成するＯＲ回路２５からの全相パルスオフ信号Ｂに
基づく電流制限方式が選択される。
つまり、何れかの相電流が正または負の制限にかかった
場合には、ＯＲ回路２５からの全相パルスオフ信号Ｂが
“０”となる結果、スイッチングパターンＡはＡＮＤ回
路２７を通過せず、ＡＮＤ回路２７の出力はすべて′０
″で全相パルスオフとなる。
場合には、ＯＲ回路２５からの全相パルスオフ信号Ｂが
“０”となる結果、スイッチングパターンＡはＡＮＤ回
路２７を通過せず、ＡＮＤ回路２７の出力はすべて′０
″で全相パルスオフとなる。
よってインバータＩＮＶのスイッチング素子は強制的に
オフされることになり、モータＩＭの制動時におけるイ
ンバータの異常出力電流を急速に減少させることが可能
になる。
オフされることになり、モータＩＭの制動時におけるイ
ンバータの異常出力電流を急速に減少させることが可能
になる。
なお、上記各発明の実施例ではＵ相電流が正の制限値を
越えた場合についてのみ説明したが、本発明は負の制限
値を越えた場合にも勿論適用可能であり、これは他のＶ
相、Ｗ相についても同様である。更に１本発明は上記実
施例のようなハードウェアのみならず、電流制限値を越
えた際に予め記憶させておいた電圧ベクトルに対応する
スイッチングパターンを選択する等の一連の処理を、ソ
フトウェアによっても実現できるのは言うまでもない、
加えて、電圧形インバータの負荷は誘導電動機に限定さ
れず、同期電動機であってもよいのは勿論である。
越えた場合についてのみ説明したが、本発明は負の制限
値を越えた場合にも勿論適用可能であり、これは他のＶ
相、Ｗ相についても同様である。更に１本発明は上記実
施例のようなハードウェアのみならず、電流制限値を越
えた際に予め記憶させておいた電圧ベクトルに対応する
スイッチングパターンを選択する等の一連の処理を、ソ
フトウェアによっても実現できるのは言うまでもない、
加えて、電圧形インバータの負荷は誘導電動機に限定さ
れず、同期電動機であってもよいのは勿論である。
（発明の効果）
以上述べたように第Ｉないし第５の発明によれば、モー
タの駆動時、制動時及び選択されていた電圧ベクトルの
位置等に拘らず、インバータの出力電流を確実に減少さ
せることができる。
タの駆動時、制動時及び選択されていた電圧ベクトルの
位置等に拘らず、インバータの出力電流を確実に減少さ
せることができる。
特に、第１の発明ではモータの駆動時、制動時を問わず
確実にインバータの出力電流を制限できる効果があり、
また、第２ないし第４の発明では、同一のスイッチング
周波数のもとで出力電流の減少率をより小さくして所定
の制限値に保ち、かつ制限時の電流リプルを小さくする
ことができる。
確実にインバータの出力電流を制限できる効果があり、
また、第２ないし第４の発明では、同一のスイッチング
周波数のもとで出力電流の減少率をより小さくして所定
の制限値に保ち、かつ制限時の電流リプルを小さくする
ことができる。
これに加えて第５の発明では、金相パルスオフによる電
流制限方式のみをモータの駆動時及び制動時に区別なく
適用する場合に比べ、モータの駆動時には第１の電流制
限回路による制限方式を採っているため、全体として出
力電流の減少率を小さくして制限時の電流リプルを小さ
くできる等の効果がある。
流制限方式のみをモータの駆動時及び制動時に区別なく
適用する場合に比べ、モータの駆動時には第１の電流制
限回路による制限方式を採っているため、全体として出
力電流の減少率を小さくして制限時の電流リプルを小さ
くできる等の効果がある。
第１図は第１の発明の第１実施例に用いられる電流制限
回路等のブロック図、第２図及び第３図は上記実施例に
おける電流制限の作用を説明するための電圧、電流等の
ベクトル図、第４図は第１の発明の第２実施例に用いら
れる電流制限回路等のブロック図、第５図は第２の発明
の一実施例に用いられる電流制限回路等のブロック図、
第６図は上記実施例における電流制限の作用を説明する
ための電圧、電流等のベクトル図、第７図は電流ベクト
ルのゾーンの説明図、第８図は第３の発明の一実施例に
用いられる電流制限回路等のブロック図、第９図はこの
実施例における第１の電流制限回路の構成図、第１０図
は第４の発明の一実施例に用いられる電流制限回路等の
ブロック図、第１１図はこの実施例における方式判断回
路の構成図、第１２図は第５の発明の一実施例に用いら
れる電流制限回路等のブロック図、第１３図はこの実施
例におけるＡＮＤ回路の構成図、第１４図は従来技術を
説明するための電圧形インバータの主回路構成を示す回
路図、第１５図及び第１６図は従来技術における電圧、
電流等のベクトル図である。 ３２・・・逆起電力ベクトルゾーン判別回路２１１〜２
１３，２４１〜２４６，２７４〜２７９・・・アンドゲ
ート２１４〜２１６，２４７・・・オアゲート２７１〜
２７３・・・否定回路
回路等のブロック図、第２図及び第３図は上記実施例に
おける電流制限の作用を説明するための電圧、電流等の
ベクトル図、第４図は第１の発明の第２実施例に用いら
れる電流制限回路等のブロック図、第５図は第２の発明
の一実施例に用いられる電流制限回路等のブロック図、
第６図は上記実施例における電流制限の作用を説明する
ための電圧、電流等のベクトル図、第７図は電流ベクト
ルのゾーンの説明図、第８図は第３の発明の一実施例に
用いられる電流制限回路等のブロック図、第９図はこの
実施例における第１の電流制限回路の構成図、第１０図
は第４の発明の一実施例に用いられる電流制限回路等の
ブロック図、第１１図はこの実施例における方式判断回
路の構成図、第１２図は第５の発明の一実施例に用いら
れる電流制限回路等のブロック図、第１３図はこの実施
例におけるＡＮＤ回路の構成図、第１４図は従来技術を
説明するための電圧形インバータの主回路構成を示す回
路図、第１５図及び第１６図は従来技術における電圧、
電流等のベクトル図である。 ３２・・・逆起電力ベクトルゾーン判別回路２１１〜２
１３，２４１〜２４６，２７４〜２７９・・・アンドゲ
ート２１４〜２１６，２４７・・・オアゲート２７１〜
２７３・・・否定回路
Claims (5)
- （１）電圧形インバータの出力電流ベクトルの大きさが
制限値を越えたことを検出する手段と、前記出力電流ベ
クトルの位置を検出する手段とを備え、前記出力電流ベ
クトルの大きさが前記制限値を越えた際に、前記出力電
流ベクトルの反対方向のベクトルに位置が最も近い電圧
ベクトルを選択して前記電圧形インバータに出力させる
ことを特徴とする電圧形インバータの電流制限方式。 - （２）電圧形インバータの出力電流ベクトルの大きさが
制限値を越えたことを検出する手段と、前記出力電流ベ
クトルの位置を検出する手段と、前記電圧形インバータ
の負荷の逆起電力ベクトルの位置を検出する手段とを備
え、 前記出力電流ベクトルの大きさが前記制限値を越えた際
に、前記出力電流ベクトルの位置及び逆起電力ベクトル
の位置に基づいて、前記出力電流を減少させ、かつその
減少率が最小となる電圧ベクトルを選択して前記電圧形
インバータに出力させることを特徴とする電圧形インバ
ータの電流制限方式。 - （３）電圧形インバータの各相の出力電流ベクトルの大
きさが正の制限値を越えた際に前記インバータの当該相
の上アームのスイッチング素子をオフさせると共に、前
記出力電流ベクトルの大きさが負の制限値を越えた際に
前記インバータの当該相の下アームのスイッチング素子
をオフさせる第１の電流制限回路と、 電圧形インバータの出力電流ベクトルの大きさが制限値
を越えた際に前記出力電流ベクトルの反対方向のベクト
ルに位置が最も近い電圧ベクトルを選択して前記電圧形
インバータに出力させる第２の電流制限回路とを備え、 前記電圧形インバータにより運転されるモータの駆動時
には前記第１の電流制限回路により電流制限を行ない、
前記モータの制動時には前記第２の電流制限回路により
電流制限を行なうことを特徴とする電圧形インバータの
電流制限方式。 - （４）電圧形インバータの各相の出力電流ベクトルの大
きさが正の制限値を越えた際に前記インバータの当該相
の上アームのスイッチング素子をオフさせると共に、前
記出力電流ベクトルの大きさが負の制限値を越えた際に
前記インバータの当該相の下アームのスイッチング素子
をオフさせる第１の電流制限回路と、 電圧形インバータの出力電流ベクトルの大きさが制限値
を越えた際に前記出力電流ベクトルの反対方向のベクト
ルに位置が最も近い電圧ベクトルを選択して前記電圧形
インバータに出力させる第２の電流制限回路とを備え、 前記出力電流ベクトルの大きさが制限値を超えた時の電
圧形インバータのスイッチングパターンと、どの相の電
流が正または負の制限値を越えたかの検出結果とに応じ
て第１の電流制限回路と第２の電流制限回路とを切り換
えて電流制限を行うことを特徴とする電圧形インバータ
の電流制限方式。 - （５）電圧形インバータの各相の出力電流ベクトルの大
きさが正の制限値を越えた際に前記インバータの当該相
の上アームのスイッチング素子をオフさせると共に、前
記出力電流ベクトルの大きさが負の制限値を越えた際に
前記インバータの当該相の下アームのスイッチング素子
をオフさせる第１の電流制限回路と、 ある相の出力電流ベクトルの大きさが制限値を越えた際
にすべての相の前記スイッチング素子をオフさせる全素
子オフ回路とを備え、 前記電圧形インバータにより運転されるモータの駆動時
には前記第１の電流制限回路により電流制限を行ない、
前記モータの制動時には前記全素子オフ回路により電流
制限を行なうことを特徴とする電圧形インバータの電流
制限方式。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP19930119717 EP0588388B1 (en) | 1988-08-30 | 1989-08-30 | Current-limiting system for voltage-type inverter |
| PCT/JP1989/000889 WO1990002442A1 (en) | 1988-08-30 | 1989-08-30 | Current limiting system for a voltage-type inverter |
| KR1019900700873A KR930008839B1 (ko) | 1988-08-30 | 1989-08-30 | 전압형 인버터의 전류제한장치 및 방법 |
| EP19890909852 EP0383949B1 (en) | 1988-08-30 | 1989-08-30 | Current limiting system for a voltage-type inverter |
| US07/474,051 US5285145A (en) | 1988-08-30 | 1989-08-30 | Current-limit system for voltage-type inverter |
| DE68924768T DE68924768T2 (de) | 1988-08-30 | 1989-08-30 | Strombegrenzungssystem für einen spannungstyp-umwandler. |
| DE68928108T DE68928108T2 (de) | 1988-08-30 | 1989-08-30 | System zum Begrenzung des Stromes eines Spannungsumrichters |
Applications Claiming Priority (10)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21558588 | 1988-08-30 | ||
| JP63-215585 | 1988-08-30 | ||
| JP31349788 | 1988-12-12 | ||
| JP63-313497 | 1988-12-12 | ||
| JP32011888 | 1988-12-19 | ||
| JP63-320118 | 1988-12-19 | ||
| JP5352189 | 1989-03-06 | ||
| JP1-53521 | 1989-03-06 | ||
| JP13504589 | 1989-05-29 | ||
| JP1-135045 | 1989-05-29 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0374175A true JPH0374175A (ja) | 1991-03-28 |
| JP2745691B2 JP2745691B2 (ja) | 1998-04-28 |
Family
ID=27523081
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16227089A Expired - Lifetime JP2745691B2 (ja) | 1988-08-30 | 1989-06-23 | 電圧形インバータの電流制限方式 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0588388B1 (ja) |
| JP (1) | JP2745691B2 (ja) |
| KR (1) | KR930008839B1 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100551106B1 (ko) * | 2004-07-16 | 2006-02-09 | 엘에스산전 주식회사 | 온라인상의 부하 상태변동 식별 및 벡터형 인버터 제어기재조절을 위한 장치 및 방법 |
| DE102007006154A1 (de) | 2007-02-07 | 2008-08-14 | Fuji Electric Fa Components & Systems Co., Ltd. | Motoransteuervorrichtung |
| CN113472248A (zh) * | 2021-06-22 | 2021-10-01 | 西北工业大学 | 一种高动态低计算量的pmsm控制方法 |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB0510302D0 (en) * | 2005-05-20 | 2005-06-29 | Siemens Ag | Apparatus for the braking of inverter driven induction motors |
| DE102011075560A1 (de) * | 2011-05-10 | 2012-11-15 | Bayerische Motoren Werke Aktiengesellschaft | Leistungselektronische Vorrichtung und Steuerverfahren für eine elektrische Maschineund für elektrische Energiespeicher |
| CN113141144B (zh) * | 2021-03-25 | 2023-03-28 | 联合汽车电子有限公司 | 电机驱动电路 |
| TWI822561B (zh) * | 2023-01-17 | 2023-11-11 | 固緯電子實業股份有限公司 | 改善限流響應速度及波形的裝置 |
Citations (2)
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| JPS62123965A (ja) * | 1985-11-20 | 1987-06-05 | Fuji Electric Co Ltd | 電圧形ｐｗｍインバータの出力電流制限方法 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5928152B2 (ja) * | 1978-11-04 | 1984-07-11 | ファナック株式会社 | 電動機駆動用インバ−タ回路の保護装置 |
| CH644477A5 (fr) * | 1981-09-17 | 1984-07-31 | Spincor Sa | Circuit d'alimentation d'une machine electrique asynchrone polyphasee. |
| MX160152A (es) * | 1986-11-26 | 1989-12-13 | Babcock & Wilcox Co | Mejoras en sistema de deteccion de falla de corriente para controladores de corriente alterna |
| JPS63198523A (ja) * | 1987-02-10 | 1988-08-17 | 松下電器産業株式会社 | ブラシレス直流モ−タ保護装置 |
-
1989
- 1989-06-23 JP JP16227089A patent/JP2745691B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1989-08-30 KR KR1019900700873A patent/KR930008839B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1989-08-30 EP EP19930119717 patent/EP0588388B1/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5839278A (ja) * | 1981-08-07 | 1983-03-07 | シ−メンス・アクチエンゲゼルシヤフト | インバ−タ制御信号形成方法および装置 |
| JPS62123965A (ja) * | 1985-11-20 | 1987-06-05 | Fuji Electric Co Ltd | 電圧形ｐｗｍインバータの出力電流制限方法 |
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| DE102007006154A1 (de) | 2007-02-07 | 2008-08-14 | Fuji Electric Fa Components & Systems Co., Ltd. | Motoransteuervorrichtung |
| CN113472248A (zh) * | 2021-06-22 | 2021-10-01 | 西北工业大学 | 一种高动态低计算量的pmsm控制方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR900702632A (ko) | 1990-12-07 |
| JP2745691B2 (ja) | 1998-04-28 |
| EP0588388A3 (en) | 1994-04-13 |
| KR930008839B1 (ko) | 1993-09-15 |
| EP0588388B1 (en) | 1997-06-04 |
| EP0588388A2 (en) | 1994-03-23 |
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