JPH06284747A - インバータ装置 - Google Patents
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- JPH06284747A JPH06284747A JP5071719A JP7171993A JPH06284747A JP H06284747 A JPH06284747 A JP H06284747A JP 5071719 A JP5071719 A JP 5071719A JP 7171993 A JP7171993 A JP 7171993A JP H06284747 A JPH06284747 A JP H06284747A
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- H02H7/00—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions
- H02H7/10—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers
- H02H7/12—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers
- H02H7/122—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers for inverters, i.e. dc/ac converters
- H02H7/1227—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers for inverters, i.e. dc/ac converters responsive to abnormalities in the output circuit, e.g. short circuit
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
- H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
- H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Protection Of Static Devices (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 インバータ装置において、過熱及び過電流に
対して保護をするため、力行又は回生のどちらの場合に
も、インバータ装置の相電流の最大値を正確に検出する
必要があった。 【構成】 下側トランジスタ４、５、６の合成電流を電
流検出器４０で検出し、下側ダイオード１４、１５、１
６の合成電流を電流検出器４１で検出し、検出電流選択
回路５００により、電流検出器４０で検出した検出電流
１０６と電流検出器４１で検出した検出電流１０８との
大きい方の電流を取り出す。
対して保護をするため、力行又は回生のどちらの場合に
も、インバータ装置の相電流の最大値を正確に検出する
必要があった。 【構成】 下側トランジスタ４、５、６の合成電流を電
流検出器４０で検出し、下側ダイオード１４、１５、１
６の合成電流を電流検出器４１で検出し、検出電流選択
回路５００により、電流検出器４０で検出した検出電流
１０６と電流検出器４１で検出した検出電流１０８との
大きい方の電流を取り出す。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、例えば三相交流電動
機を駆動するＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄ
ｕｌａｔｉｏｎ）インバータのような電圧型インバータ
装置の電流検出手段に関するものである。
機を駆動するＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄ
ｕｌａｔｉｏｎ）インバータのような電圧型インバータ
装置の電流検出手段に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図７は、従来のＰＷＭインバータの主回
路構成図であり、例えば特開平４−５４４６１号公報に
示された電圧型インバータ装置の電流検出法を使用した
例である。図において、１〜３は上側トランジスタ、４
〜６は下側トランジスタ、１１〜１３は上側ダイオー
ド、１４〜１６は下側ダイオードであり、上側トランジ
スタ１〜３と上側ダイオード１１〜１３を上アーム、下
側トランジスタ４〜６と下側ダイオード１４〜１６を下
アームと云う。また、２１はＵ相出力端子、２２はＶ相
出力端子、２３はＷ相出力端子、２４は端子、２５は端
子、３０は平滑コンデンサ、３１は交流電動機、４０は
下側トランジスタ４、５、６の合成電流を検出する電流
検出器、１０６は電流検出器４０の検出電流である。
路構成図であり、例えば特開平４−５４４６１号公報に
示された電圧型インバータ装置の電流検出法を使用した
例である。図において、１〜３は上側トランジスタ、４
〜６は下側トランジスタ、１１〜１３は上側ダイオー
ド、１４〜１６は下側ダイオードであり、上側トランジ
スタ１〜３と上側ダイオード１１〜１３を上アーム、下
側トランジスタ４〜６と下側ダイオード１４〜１６を下
アームと云う。また、２１はＵ相出力端子、２２はＶ相
出力端子、２３はＷ相出力端子、２４は端子、２５は端
子、３０は平滑コンデンサ、３１は交流電動機、４０は
下側トランジスタ４、５、６の合成電流を検出する電流
検出器、１０６は電流検出器４０の検出電流である。
【０００３】ＰＷＭインバータでは上下トランジスタ
（例えばトランジスタ１とトランジスタ４）のいずれか
一方が必ずオンしており他方はオフしている。Ｕ相、Ｖ
相、Ｗ相の出力端子２１、２２、２３の電流ＩＵ、Ｉ
Ｖ、ＩＷをインバータから流出する方向を正にとると、
これらの総和は常に零である。また下側トランジスタ４
がオンしていて、ＩＵが負の場合はＩＵは下側トランジ
スタ４を流れるが、ＩＵが正の場合はＩＵは下側ダイオ
ード１４を流れる。従って電流検出器４０で検出してい
る検出電流１０６は、トランジスタ４のエミッターから
コンデンサ３０へ流れる方向を正とすると、 検出電流１０６＝ー（トランジスタ４オンでかつＩＵが
負のときの電流値＋トランジスタ５オンでかつＩＶが負
のときの電流値＋トランジスタ６オンでかつＩＷが負の
ときの電流値） で表される。
（例えばトランジスタ１とトランジスタ４）のいずれか
一方が必ずオンしており他方はオフしている。Ｕ相、Ｖ
相、Ｗ相の出力端子２１、２２、２３の電流ＩＵ、Ｉ
Ｖ、ＩＷをインバータから流出する方向を正にとると、
これらの総和は常に零である。また下側トランジスタ４
がオンしていて、ＩＵが負の場合はＩＵは下側トランジ
スタ４を流れるが、ＩＵが正の場合はＩＵは下側ダイオ
ード１４を流れる。従って電流検出器４０で検出してい
る検出電流１０６は、トランジスタ４のエミッターから
コンデンサ３０へ流れる方向を正とすると、 検出電流１０６＝ー（トランジスタ４オンでかつＩＵが
負のときの電流値＋トランジスタ５オンでかつＩＶが負
のときの電流値＋トランジスタ６オンでかつＩＷが負の
ときの電流値） で表される。
【０００４】ＰＷＭインバータにおいて出力電圧を制御
する方法について、図８を使用して説明する。図８は信
号波の振幅／三角波の振幅で表される電圧制御率（以
後、ＡＭＰと云う）が小さい場合のタイムチャートであ
る。図において、（ａ）は三角波形の変調波（以後、三
角波と云う）と正弦波形の信号波（以後、信号波と云
う）との関係を示したもので、１００は三角波、１０１
は信号波、１０２は信号波１０１と振幅が同一で位相が
１２０度遅れた信号波、１０３は信号波１０２と振幅が
同一で位相が１２０度遅れた信号波、１０５、１０５
ａ、１０５ｂは三角波の正側頂点である。又、（ｂ）は
ＰＷＭインバータの出力電流波形、（ｃ）は検出電流及
びＰＷＭインバータの出力電流波形の絶対値が最も高い
ものの波形を示したもので、図において、１０６は電流
検出器４０の検出電流、点線で示した１０７はＩＵ、Ｉ
Ｖ、ＩＷの中で絶対値が最も高いものの波形である。
する方法について、図８を使用して説明する。図８は信
号波の振幅／三角波の振幅で表される電圧制御率（以
後、ＡＭＰと云う）が小さい場合のタイムチャートであ
る。図において、（ａ）は三角波形の変調波（以後、三
角波と云う）と正弦波形の信号波（以後、信号波と云
う）との関係を示したもので、１００は三角波、１０１
は信号波、１０２は信号波１０１と振幅が同一で位相が
１２０度遅れた信号波、１０３は信号波１０２と振幅が
同一で位相が１２０度遅れた信号波、１０５、１０５
ａ、１０５ｂは三角波の正側頂点である。又、（ｂ）は
ＰＷＭインバータの出力電流波形、（ｃ）は検出電流及
びＰＷＭインバータの出力電流波形の絶対値が最も高い
ものの波形を示したもので、図において、１０６は電流
検出器４０の検出電流、点線で示した１０７はＩＵ、Ｉ
Ｖ、ＩＷの中で絶対値が最も高いものの波形である。
【０００５】ＰＷＭインバータにおいて出力電圧を制御
するには、三角波１００と信号波１０１とを比較して、
信号波１０１が三角波１００より大きいとき、上側トラ
ンジスタ１をオンする。その反対に信号波１０１が三角
波１００より小さいときは、下側トランジスタ４をオン
するように制御する。トランジスタ２、５は、信号波１
０２と三角波１００と比較して同様の制御を行う。トラ
ンジスタ３、６も信号波１０３と三角波１００と比較し
て同様の制御を行う。ここで、信号波の周期を変えるこ
とによりインバータの周波数を変え、信号波の振幅を大
きくする事によりインバータの出力電圧を大きくする事
ができる。これらの信号波１０１、１０２、１０３は、
Ｕ相出力端子２１、Ｖ相出力端子２２、Ｗ相出力端子２
３の相電圧の指令値となり、ＰＷＭインバータの相電圧
の基本波成分に相当する。
するには、三角波１００と信号波１０１とを比較して、
信号波１０１が三角波１００より大きいとき、上側トラ
ンジスタ１をオンする。その反対に信号波１０１が三角
波１００より小さいときは、下側トランジスタ４をオン
するように制御する。トランジスタ２、５は、信号波１
０２と三角波１００と比較して同様の制御を行う。トラ
ンジスタ３、６も信号波１０３と三角波１００と比較し
て同様の制御を行う。ここで、信号波の周期を変えるこ
とによりインバータの周波数を変え、信号波の振幅を大
きくする事によりインバータの出力電圧を大きくする事
ができる。これらの信号波１０１、１０２、１０３は、
Ｕ相出力端子２１、Ｖ相出力端子２２、Ｗ相出力端子２
３の相電圧の指令値となり、ＰＷＭインバータの相電圧
の基本波成分に相当する。
【０００６】図８のように三角波１００の振幅が信号波
１０１、１０２、１０３の振幅より大きいときは、必ず
三角波１００の１周期内で３個の信号波１０１、１０
２、１０３と三角波１００は交点を持つため、三角波１
００の正側の頂点では下側トランジスタ４、５、６がす
べてオンしている。ここで三角波１００の最も高い部分
１０５ａではＩＵが負で、ＩＶ、ＩＷが正であり、Ｉ
Ｕ、ＩＶ、ＩＷの電流の総和が零であるので、三角波１
００の最も高い部分１０５ａではトランジスタ４を流れ
る電流を電流検出器４０により検出出来る。他の三角波
の最も高い部分１０５ｂでは、ＩＵが正、ＩＶ、ＩＷが
負であり、この場合電流検出器４０はＩＶとＩＷの和の
電流を検出する。このＩＶとＩＷの和の電流の絶対値
は、ＩＵの電流と同一であり、ダイオード１４を流れる
電流である。
１０１、１０２、１０３の振幅より大きいときは、必ず
三角波１００の１周期内で３個の信号波１０１、１０
２、１０３と三角波１００は交点を持つため、三角波１
００の正側の頂点では下側トランジスタ４、５、６がす
べてオンしている。ここで三角波１００の最も高い部分
１０５ａではＩＵが負で、ＩＶ、ＩＷが正であり、Ｉ
Ｕ、ＩＶ、ＩＷの電流の総和が零であるので、三角波１
００の最も高い部分１０５ａではトランジスタ４を流れ
る電流を電流検出器４０により検出出来る。他の三角波
の最も高い部分１０５ｂでは、ＩＵが正、ＩＶ、ＩＷが
負であり、この場合電流検出器４０はＩＶとＩＷの和の
電流を検出する。このＩＶとＩＷの和の電流の絶対値
は、ＩＵの電流と同一であり、ダイオード１４を流れる
電流である。
【０００７】また、ＡＭＰが１より小さい時は、出力電
圧はＡＭＰに比例し、インバータの交流出力電圧実効値
は約ＡＭＰ＊０．６１２＊ＶＤＣ（Ｖ）で表される（こ
こでＶＤＣは、端子２４と端子２５に加えられた直流電
圧である）。図８は、ＡＭＰ＝０．６の場合であり、出
力電圧と出力電流位相遅れ角は１２０度で、図７の電導
機３１側からエネルギーがインバータに回生しているモ
ードの時のタイムチャートを表している。又、端子２
４、２５にはコンデンサー３０に示す極性となるような
直流電源が付加されている。この時、電流ＩＵ、ＩＶ、
ＩＷは正弦波と仮定しているが、電流波形が歪んでいて
も各相の電流の総和が零で、各電流の位相差が１２０度
ずつずれていれば同様の結果となる。
圧はＡＭＰに比例し、インバータの交流出力電圧実効値
は約ＡＭＰ＊０．６１２＊ＶＤＣ（Ｖ）で表される（こ
こでＶＤＣは、端子２４と端子２５に加えられた直流電
圧である）。図８は、ＡＭＰ＝０．６の場合であり、出
力電圧と出力電流位相遅れ角は１２０度で、図７の電導
機３１側からエネルギーがインバータに回生しているモ
ードの時のタイムチャートを表している。又、端子２
４、２５にはコンデンサー３０に示す極性となるような
直流電源が付加されている。この時、電流ＩＵ、ＩＶ、
ＩＷは正弦波と仮定しているが、電流波形が歪んでいて
も各相の電流の総和が零で、各電流の位相差が１２０度
ずつずれていれば同様の結果となる。
【０００８】このようにどの様な状態においても、三角
波１００が信号波１０１、１０２、１０３よりも大きい
場合は、従来の方式により三角波１００の最も高い部分
１０５でトランジスタまたはダイオードに流れている最
大電流を検出する事が出来る。この電流は、ＩＵ、Ｉ
Ｖ、ＩＷの総和が零である事から、トランジスタまたは
ダイオードを流れている最大電流を検出する事が出来
る。
波１００が信号波１０１、１０２、１０３よりも大きい
場合は、従来の方式により三角波１００の最も高い部分
１０５でトランジスタまたはダイオードに流れている最
大電流を検出する事が出来る。この電流は、ＩＵ、Ｉ
Ｖ、ＩＷの総和が零である事から、トランジスタまたは
ダイオードを流れている最大電流を検出する事が出来
る。
【０００９】しかし、信号波１０１、１０２、１０３の
振幅が三角波１００の振幅に近くなった場合、すなわち
ＡＭＰが１以下で１に近い場合には、トランジスタ４、
５、６が同時にオンする期間が非常に短くなることがあ
る。図９はＡＭＰが大きい場合（ＡＭＰ＝０．９５の場
合）のタイムチャートである。図において、（ａ）は三
角波と信号波との関係を示したもので、１０５ｃは三角
波の最も高い部分である。（ｂ）はＰＷＭインバータの
出力電流波形、（ｃ）は検出電流及びＰＷＭインバータ
の出力電流波形の絶対値が最も高いものの波形を示した
ものである。
振幅が三角波１００の振幅に近くなった場合、すなわち
ＡＭＰが１以下で１に近い場合には、トランジスタ４、
５、６が同時にオンする期間が非常に短くなることがあ
る。図９はＡＭＰが大きい場合（ＡＭＰ＝０．９５の場
合）のタイムチャートである。図において、（ａ）は三
角波と信号波との関係を示したもので、１０５ｃは三角
波の最も高い部分である。（ｂ）はＰＷＭインバータの
出力電流波形、（ｃ）は検出電流及びＰＷＭインバータ
の出力電流波形の絶対値が最も高いものの波形を示した
ものである。
【００１０】図９において、１０５ｃ点では検出器４０
はＩＵとＩＶの和の電流を検出するが、信号波１０１が
三角波１００の下にいる期間が非常に短いため、下側ト
ランジスタ４のオン期間が非常に短かくなる。このため
電流検出器４０の検出電流１０６も相電流の最大値１０
７に一致する区間は幅の短いパルスとなり、実際にこれ
を検出する事は不可能となる。
はＩＵとＩＶの和の電流を検出するが、信号波１０１が
三角波１００の下にいる期間が非常に短いため、下側ト
ランジスタ４のオン期間が非常に短かくなる。このため
電流検出器４０の検出電流１０６も相電流の最大値１０
７に一致する区間は幅の短いパルスとなり、実際にこれ
を検出する事は不可能となる。
【００１１】通常のインバータでは、出力電圧を大きく
とるためＡＭＰを１以上にして電圧飽和を行わせる事が
多い。この場合、出力電圧はＡＭＰには完全には比例し
ないが、ＡＭＰを大きくすると出力電圧も増大する。図
１０は電圧飽和時（ＡＭＰ＝１．５で力率角を１２０度
とした場合）のタイムチャートである。図において、
（ａ）は三角波と信号波との関係を示したもので、１０
５ｄは三角波１００の最も高い部分である。（ｂ）はＰ
ＷＭインバータの出力電流波形、（ｃ）は検出電流及び
ＰＷＭインバータの出力電流波形の絶対値が最も高いも
のの波形を示したものである。
とるためＡＭＰを１以上にして電圧飽和を行わせる事が
多い。この場合、出力電圧はＡＭＰには完全には比例し
ないが、ＡＭＰを大きくすると出力電圧も増大する。図
１０は電圧飽和時（ＡＭＰ＝１．５で力率角を１２０度
とした場合）のタイムチャートである。図において、
（ａ）は三角波と信号波との関係を示したもので、１０
５ｄは三角波１００の最も高い部分である。（ｂ）はＰ
ＷＭインバータの出力電流波形、（ｃ）は検出電流及び
ＰＷＭインバータの出力電流波形の絶対値が最も高いも
のの波形を示したものである。
【００１２】図１０において、１０５ｄ点ではＩＵのみ
負であり、信号波１０１は常に三角波１００の上にな
り、１０５ｄ点付近では信号波１０１と三角波１００は
交点を持たないため１０５ｄ点では、トランジスタ４は
オンしないので電流検出器４０の検出電流１０６は零と
なり、インバータの相電流を検出出来ない。
負であり、信号波１０１は常に三角波１００の上にな
り、１０５ｄ点付近では信号波１０１と三角波１００は
交点を持たないため１０５ｄ点では、トランジスタ４は
オンしないので電流検出器４０の検出電流１０６は零と
なり、インバータの相電流を検出出来ない。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】前記の様に従来の方式
の検出方法では、ＡＭＰが大きい場合には、回生モード
の時即ち電圧と電流の位相が９０度以上遅れると、検出
が不正確になる。回生時にはある信号波１０１、１０
２、１０３が正で一番高い所（検出時間が短い）から、
その相の相電流が負となり（電圧と電流の位相差が９０
度以上違うため）、検出が困難となる。
の検出方法では、ＡＭＰが大きい場合には、回生モード
の時即ち電圧と電流の位相が９０度以上遅れると、検出
が不正確になる。回生時にはある信号波１０１、１０
２、１０３が正で一番高い所（検出時間が短い）から、
その相の相電流が負となり（電圧と電流の位相差が９０
度以上違うため）、検出が困難となる。
【００１４】又、ＡＭＰが１以上のときは、三角波１０
０と信号波１０１、１０２、１０３が正で一番高い所で
は交点を持たない。このとき回生状態では、その相の相
電流値が負の値となっているので、正しい電流の検出が
出来なくなる。
０と信号波１０１、１０２、１０３が正で一番高い所で
は交点を持たない。このとき回生状態では、その相の相
電流値が負の値となっているので、正しい電流の検出が
出来なくなる。
【００１５】図７では下側トランジスタ４、５、６の合
成電流を検出する例を示したが、上側トランジスタ１、
２、３の電流の和を検出する場合も同様である。図１１
は上側トランジスタ１、２、３の合成電流を検出する場
合のＰＷＭインバータの主回路構成図である。図におい
て、４２は電流検出器、１１０は電流検出器４２の電流
波形である。電流検出器４２で検出している検出電流１
１０は、 検出電流１１０＝トランジスタ１オンでかつＩＵが正の
ときの電流値＋トランジスタ２オンでかつＩＶが正のと
きの電流値＋トランジスタ３オンでかつＩＷが正のとき
の電流値 で表される。図１２は電圧制御率が大きい場合（ＡＭＰ
＝０．９５、力率各１２０度とした場合）のタイムチャ
ートである。
成電流を検出する例を示したが、上側トランジスタ１、
２、３の電流の和を検出する場合も同様である。図１１
は上側トランジスタ１、２、３の合成電流を検出する場
合のＰＷＭインバータの主回路構成図である。図におい
て、４２は電流検出器、１１０は電流検出器４２の電流
波形である。電流検出器４２で検出している検出電流１
１０は、 検出電流１１０＝トランジスタ１オンでかつＩＵが正の
ときの電流値＋トランジスタ２オンでかつＩＶが正のと
きの電流値＋トランジスタ３オンでかつＩＷが正のとき
の電流値 で表される。図１２は電圧制御率が大きい場合（ＡＭＰ
＝０．９５、力率各１２０度とした場合）のタイムチャ
ートである。
【００１６】図１２において、（ａ）は三角波と信号波
との関係を示したもので、１１３、１１３ａは三角波の
負の頂点である。（ｂ）はＰＷＭインバータの出力電流
波形、（ｃ）は検出電流及びＰＷＭインバータの出力電
流波形の絶対値が最も高いものの波形を示したものであ
る。図において、三角波の負側の頂点１１３では検出電
流１１０は相電流の最大値１０７と一致するが，１１３
ａ点の様な所では検出電流パルス幅が狭くなり、下側ト
ランジスタの電流検出器４０と同様、検出が困難とな
る。
との関係を示したもので、１１３、１１３ａは三角波の
負の頂点である。（ｂ）はＰＷＭインバータの出力電流
波形、（ｃ）は検出電流及びＰＷＭインバータの出力電
流波形の絶対値が最も高いものの波形を示したものであ
る。図において、三角波の負側の頂点１１３では検出電
流１１０は相電流の最大値１０７と一致するが，１１３
ａ点の様な所では検出電流パルス幅が狭くなり、下側ト
ランジスタの電流検出器４０と同様、検出が困難とな
る。
【００１７】この発明は、力行、回生どちらの場合にも
インバータの相電流の最大値を正確に検出する手段を搭
載したインバータに関するものである。
インバータの相電流の最大値を正確に検出する手段を搭
載したインバータに関するものである。
【００１８】
【課題を解決するための手段】第１の発明のインバータ
装置は、直流母線に第１の電流検出手段と第２の電流検
出手段を設け、前記第１の電流検出手段は上アーム又は
下アームの主回路スイッチング素子の合成電流を検出
し、前記第２の電流検出手段は前記主回路スイッチング
素子に並列に接続されたダイオードの合成電流を検出
し、前記検出された二つの検出電流の大きい方を選択す
る手段を備えたものである。
装置は、直流母線に第１の電流検出手段と第２の電流検
出手段を設け、前記第１の電流検出手段は上アーム又は
下アームの主回路スイッチング素子の合成電流を検出
し、前記第２の電流検出手段は前記主回路スイッチング
素子に並列に接続されたダイオードの合成電流を検出
し、前記検出された二つの検出電流の大きい方を選択す
る手段を備えたものである。
【００１９】第２の発明のインバータ装置は、直流母線
に上アーム又は下アームの主回路スイッチング素子の合
成電流を検出する電流検出手段を有するインバータ装置
において、信号波を三角波形の変調波の振幅以下にクラ
ンプする手段を備えたものである。
に上アーム又は下アームの主回路スイッチング素子の合
成電流を検出する電流検出手段を有するインバータ装置
において、信号波を三角波形の変調波の振幅以下にクラ
ンプする手段を備えたものである。
【００２０】第３の発明のインバータ装置は、直流母線
に上アーム又は下アームの主回路スイッチング素子の合
成電流を検出する電流検出手段を有するインバータ装置
において、力行状態と回生状態とを判別する手段と、回
生状態の場合には信号波を三角波形の変調波の振幅以下
にクランプする手段を備えたものである。
に上アーム又は下アームの主回路スイッチング素子の合
成電流を検出する電流検出手段を有するインバータ装置
において、力行状態と回生状態とを判別する手段と、回
生状態の場合には信号波を三角波形の変調波の振幅以下
にクランプする手段を備えたものである。
【００２１】
【作用】第１の発明では、上アーム又は下アームの主回
路スイッチング素子の合成電流を検出する第１の電流検
出手段と前記主回路スイッチング素子に並列に接続され
たダイオードの合成電流を検出する第２の電流検出手段
とを備え、前記検出された二つの検出電流の大きい方を
選択する手段により得られた検出電流を使用すること
で、検出精度を上げるものである。
路スイッチング素子の合成電流を検出する第１の電流検
出手段と前記主回路スイッチング素子に並列に接続され
たダイオードの合成電流を検出する第２の電流検出手段
とを備え、前記検出された二つの検出電流の大きい方を
選択する手段により得られた検出電流を使用すること
で、検出精度を上げるものである。
【００２２】第２の発明では、直流母線に上アーム又は
下アームの主回路スイッチング素子の合成電流を検出す
る電流検出手段を有するインバータ装置において、信号
波を三角波形の変調波の振幅以下にクランプする手段を
備えることにより、簡単な制御回路の構成で、ＡＭＰが
大きい場合においても、三角波の頂点付近における正確
な検出電流を得ることが出来る。
下アームの主回路スイッチング素子の合成電流を検出す
る電流検出手段を有するインバータ装置において、信号
波を三角波形の変調波の振幅以下にクランプする手段を
備えることにより、簡単な制御回路の構成で、ＡＭＰが
大きい場合においても、三角波の頂点付近における正確
な検出電流を得ることが出来る。
【００２３】第３の発明では、直流母線に上アーム又は
下アームの主回路スイッチング素子の合成電流を検出す
る電流検出手段を有するインバータ装置において、力行
状態と回生状態とを判別する手段と、回生状態の場合に
は信号波を三角波形の変調波の振幅以下にクランプする
手段を備えることにより、簡単な制御回路の構成で、Ａ
ＭＰが大きい場合においても、三角波の頂点付近におけ
る正確な検出電流を得ることが出来る。
下アームの主回路スイッチング素子の合成電流を検出す
る電流検出手段を有するインバータ装置において、力行
状態と回生状態とを判別する手段と、回生状態の場合に
は信号波を三角波形の変調波の振幅以下にクランプする
手段を備えることにより、簡単な制御回路の構成で、Ａ
ＭＰが大きい場合においても、三角波の頂点付近におけ
る正確な検出電流を得ることが出来る。
【００２４】
【実施例】実施例１．図１は第１の発明の一実施例を示
すＰＷＭインバータの主回路構成図である。図１は図７
に示した下側トランジスタ４、５、６の合成電流を電流
検出器４０で検出する従来のＰＷＭインバータの主回路
構成図に対して、下側ダイオード１４、１５、１６の合
成電流を検出する電流検出器４１及び検出電流１０６と
検出電流１０８との大きい方の電流を取り出す検出電流
選択回路５００を追加した構成である。電流検出器４１
を流れる検出電流１０８は、 検出電流１０８＝トランジスタ４がオンでかつＩＵが正
ときの電流値＋トランジスタ５がオンでかつＩＶが正と
きの電流値＋トランジスタ６がオンでかつＩＷが正とき
の電流値 で表される。ここで、電流検出器４０の検出電流１０６
と違う所は、ＩＵ、ＩＶ、ＩＷが正の値を検出する事で
ある。
すＰＷＭインバータの主回路構成図である。図１は図７
に示した下側トランジスタ４、５、６の合成電流を電流
検出器４０で検出する従来のＰＷＭインバータの主回路
構成図に対して、下側ダイオード１４、１５、１６の合
成電流を検出する電流検出器４１及び検出電流１０６と
検出電流１０８との大きい方の電流を取り出す検出電流
選択回路５００を追加した構成である。電流検出器４１
を流れる検出電流１０８は、 検出電流１０８＝トランジスタ４がオンでかつＩＵが正
ときの電流値＋トランジスタ５がオンでかつＩＶが正と
きの電流値＋トランジスタ６がオンでかつＩＷが正とき
の電流値 で表される。ここで、電流検出器４０の検出電流１０６
と違う所は、ＩＵ、ＩＶ、ＩＷが正の値を検出する事で
ある。
【００２５】図において、５００は検出電流１０６と検
出電流１０８との大きい方の電流を取り出す検出電流選
択回路であり、５０１は電流検出器４１の出力信号を正
にするための符号変換器、５０２、５０３はこれらの信
号の大きい方を検出するためのダイオードである。。
又、通常これらの用途に使用される電流検出器として
は、シャント抵抗を用いる場合が多い。この場合は、図
１の端子２５からそれぞれの電流検出器の両端の電圧を
検出する。電流検出器４０と電流検出器４１では電流の
方向が反対であり、電流検出器４０の出力信号が正、電
流検出器４１の出力信号が負となる。５０１は符号変換
器であり、電流検出器４１の出力信号を正にするための
ものである。５０２、５０３はダイオードで、これらの
信号の大きい方を検出するためのものである。図２の電
流検出器４２と電流検出器４３との関係についても同様
となる。
出電流１０８との大きい方の電流を取り出す検出電流選
択回路であり、５０１は電流検出器４１の出力信号を正
にするための符号変換器、５０２、５０３はこれらの信
号の大きい方を検出するためのダイオードである。。
又、通常これらの用途に使用される電流検出器として
は、シャント抵抗を用いる場合が多い。この場合は、図
１の端子２５からそれぞれの電流検出器の両端の電圧を
検出する。電流検出器４０と電流検出器４１では電流の
方向が反対であり、電流検出器４０の出力信号が正、電
流検出器４１の出力信号が負となる。５０１は符号変換
器であり、電流検出器４１の出力信号を正にするための
ものである。５０２、５０３はダイオードで、これらの
信号の大きい方を検出するためのものである。図２の電
流検出器４２と電流検出器４３との関係についても同様
となる。
【００２６】図９の（ｄ）はこの実施例による電流検出
器４１の検出電流波形、（ｅ）はこの実施例による検出
電流選択回路５００によって取り出された検出電流波形
である。図において、１０８が電流検出器４１の検出電
流、１０９が検出電流選択回路５００によって取り出さ
れた検出電流１０６と検出電流１０８との大きい方の電
流波形である。図９における、三角波１００の頂点であ
る１０５ｃ付近では、Ｗ相電流ＩＷが正のため電流検出
器４１はこの電流を検出する。この時の本図は回生時で
あるので、信号波１０３は、三角波の下側で交わってい
る期間も長く、検出している時間も長くなっている。
器４１の検出電流波形、（ｅ）はこの実施例による検出
電流選択回路５００によって取り出された検出電流波形
である。図において、１０８が電流検出器４１の検出電
流、１０９が検出電流選択回路５００によって取り出さ
れた検出電流１０６と検出電流１０８との大きい方の電
流波形である。図９における、三角波１００の頂点であ
る１０５ｃ付近では、Ｗ相電流ＩＷが正のため電流検出
器４１はこの電流を検出する。この時の本図は回生時で
あるので、信号波１０３は、三角波の下側で交わってい
る期間も長く、検出している時間も長くなっている。
【００２７】さらに出力電圧を増大するため、指令電圧
の振幅を上げ、ＡＭＰを１以上にした図１０で、（ｄ）
はこの実施例による電流検出器４１の検出電流波形、
（ｅ）はこの実施例による検出電流選択回路５００によ
って取り出された検出電流波形である。図において、１
０８が電流検出器４１の検出電流、１０９が検出電流選
択回路５００によって取り出された検出電流１０６と検
出電流１０８との大きい方の電流波形である。図１０に
おける、三角波１００の頂点である１０５ｄ付近では、
Ｗ相電流及びＶ相電流が正で、信号波１０３及び信号波
１０２が三角波１００の下側を通る区間が長い。この区
間ではＷ相下側のトランジスタ６とＶ相下側トランジス
タ５がオンしており、その時電流検出器４１は、Ｗ相と
Ｖ相の合成電流を検出している。これは相電流の総和は
零であるので、この合成電流は相電流の最大値にＩＵに
相当する。従ってこの場合、電流検出器４１の電流１０
８は幅広のパルスで正確に相電流の最大値を検出するこ
とが出来る。又、力行では、電流検出器４０の検出電流
１０６が、指令電圧の振幅を上げＡＭＰを１以上のとき
にも正確な電流となる。従って電流検出器４０の検出電
流１０６と電流検出器４１の検出電流１０８のどちらか
大きいの電流１０９を検出すれば、力行、回生のどちら
の状態でも電流を正確に検出する事が出来る。
の振幅を上げ、ＡＭＰを１以上にした図１０で、（ｄ）
はこの実施例による電流検出器４１の検出電流波形、
（ｅ）はこの実施例による検出電流選択回路５００によ
って取り出された検出電流波形である。図において、１
０８が電流検出器４１の検出電流、１０９が検出電流選
択回路５００によって取り出された検出電流１０６と検
出電流１０８との大きい方の電流波形である。図１０に
おける、三角波１００の頂点である１０５ｄ付近では、
Ｗ相電流及びＶ相電流が正で、信号波１０３及び信号波
１０２が三角波１００の下側を通る区間が長い。この区
間ではＷ相下側のトランジスタ６とＶ相下側トランジス
タ５がオンしており、その時電流検出器４１は、Ｗ相と
Ｖ相の合成電流を検出している。これは相電流の総和は
零であるので、この合成電流は相電流の最大値にＩＵに
相当する。従ってこの場合、電流検出器４１の電流１０
８は幅広のパルスで正確に相電流の最大値を検出するこ
とが出来る。又、力行では、電流検出器４０の検出電流
１０６が、指令電圧の振幅を上げＡＭＰを１以上のとき
にも正確な電流となる。従って電流検出器４０の検出電
流１０６と電流検出器４１の検出電流１０８のどちらか
大きいの電流１０９を検出すれば、力行、回生のどちら
の状態でも電流を正確に検出する事が出来る。
【００２８】実施例２．図２は第１の発明の他の実施例
を示すＰＷＭインバータの主回路構成図である。図２は
図１１に示した上側トランジスタ１、２、３の合成電流
を電流検出器４２で検出する従来のＰＷＭインバータの
主回路構成図に対して、上側ダイオード１１、１２、１
３の合成電流を検出する電流検出器４３及び検出電流１
１０と検出電流１１１との大きい方の電流を取り出す検
出電流選択回路５００を追加した構成である。電流検出
器４３を流れる検出電流１１１は、 検出電流１１１＝−（トランジスタ１がオンでかつＩＵ
が負ときの電流値＋トランジスタ２がオンでかつＩＶが
負ときの電流値＋トランジスタ３がオンでかつＩＷが負
ときの電流値） で表される。ここで、電流検出器４３が電流検出値４２
と違う所は、ＩＵ、ＩＶ、ＩＷが負の値を検出する事で
ある。
を示すＰＷＭインバータの主回路構成図である。図２は
図１１に示した上側トランジスタ１、２、３の合成電流
を電流検出器４２で検出する従来のＰＷＭインバータの
主回路構成図に対して、上側ダイオード１１、１２、１
３の合成電流を検出する電流検出器４３及び検出電流１
１０と検出電流１１１との大きい方の電流を取り出す検
出電流選択回路５００を追加した構成である。電流検出
器４３を流れる検出電流１１１は、 検出電流１１１＝−（トランジスタ１がオンでかつＩＵ
が負ときの電流値＋トランジスタ２がオンでかつＩＶが
負ときの電流値＋トランジスタ３がオンでかつＩＷが負
ときの電流値） で表される。ここで、電流検出器４３が電流検出値４２
と違う所は、ＩＵ、ＩＶ、ＩＷが負の値を検出する事で
ある。
【００２９】図１２の（ｄ）はこの実施例による電流検
出器４３の検出電流波形、（ｅ）はこの実施例による検
出電流選択回路５００によって取り出された検出電流波
形である。図において、１１１が電流検出器４３の検出
電流、１１２が検出電流選択回路５００によって取り出
された検出電流１１０と検出電流１１１との大きい方の
電流波形である。図１２における、三角波１００の頂点
である１１３ａ付近でも電流検出器４２の電流波形１１
０は相電流の最大値１０７と一致する所では細幅パルス
であるが、電流検出器４３の電流波形１１１は幅広の電
流波形となり電流１１０と電流１１１の大きい方の電流
１１２を検出するより、ＡＭＰが１以上の場合も実施例
１と同様に検出が可能となる。
出器４３の検出電流波形、（ｅ）はこの実施例による検
出電流選択回路５００によって取り出された検出電流波
形である。図において、１１１が電流検出器４３の検出
電流、１１２が検出電流選択回路５００によって取り出
された検出電流１１０と検出電流１１１との大きい方の
電流波形である。図１２における、三角波１００の頂点
である１１３ａ付近でも電流検出器４２の電流波形１１
０は相電流の最大値１０７と一致する所では細幅パルス
であるが、電流検出器４３の電流波形１１１は幅広の電
流波形となり電流１１０と電流１１１の大きい方の電流
１１２を検出するより、ＡＭＰが１以上の場合も実施例
１と同様に検出が可能となる。
【００３０】実施例３．図３及び図４は第２の発明の一
実施例を示すもので、図３は相電圧指令を作製するため
の制御ブロック図である。この実施例での検出方法は従
来の図７と同様で電流検出器４０のみであるが、信号波
を三角波の振幅以下にクランプすることにより、合成電
流を正確に検出出来るようにするものである。図におい
て、２００は速度設定器、２０１は速度設定器２００の
指令に従って、出力を徐々に指令値に近づけるソフトス
タート回路、２０２はソフトスタート回路２０１の出力
に比例した周波数の三相正弦波を出力する三相正弦波発
生器、２０３、２０４、２０５はかけ算器、２０６はソ
フトスタート回路２０１の出力からモータへの印加電圧
を決めるＶ／ｆ設定器、２０７、２０８、２０９はかけ
算器２０３、２０４、２０５の出力を三角波の振幅以下
にするためのクランプ回路端子、３０１、３０２、３０
３は端子で三相の正弦波指令値である。ここで、クラン
プ回路が働いてもモータ印可電圧が所定の電圧となる様
に、Ｖ／ｆ設定器の出力を決めている。図３ではＡＭＰ
＝１．５として、振幅を三角波１００の９０パーセント
以上に、正負とも上昇しない様にクランプをかけてあ
る。
実施例を示すもので、図３は相電圧指令を作製するため
の制御ブロック図である。この実施例での検出方法は従
来の図７と同様で電流検出器４０のみであるが、信号波
を三角波の振幅以下にクランプすることにより、合成電
流を正確に検出出来るようにするものである。図におい
て、２００は速度設定器、２０１は速度設定器２００の
指令に従って、出力を徐々に指令値に近づけるソフトス
タート回路、２０２はソフトスタート回路２０１の出力
に比例した周波数の三相正弦波を出力する三相正弦波発
生器、２０３、２０４、２０５はかけ算器、２０６はソ
フトスタート回路２０１の出力からモータへの印加電圧
を決めるＶ／ｆ設定器、２０７、２０８、２０９はかけ
算器２０３、２０４、２０５の出力を三角波の振幅以下
にするためのクランプ回路端子、３０１、３０２、３０
３は端子で三相の正弦波指令値である。ここで、クラン
プ回路が働いてもモータ印可電圧が所定の電圧となる様
に、Ｖ／ｆ設定器の出力を決めている。図３ではＡＭＰ
＝１．５として、振幅を三角波１００の９０パーセント
以上に、正負とも上昇しない様にクランプをかけてあ
る。
【００３１】図４はこの実施例における、信号波１０
１、１０２、１０３を三角波１００の振幅の９０パーセ
ントにクランプしたタイムチャートであり、（ａ）は三
角波と信号波との関係を示したもの、（ｂ）はＰＷＭイ
ンバータの出力電流波形、（ｃ）は検出電流及びＰＷＭ
インバータの出力電流波形の絶対値が最も高いものの波
形を示したものである。図において、１０６は電流検出
器４０の検出電流、点線で示した１０７はＩＵ、ＩＶ、
ＩＷの中で絶対値が最も高いものの波形である。この様
に信号波１０１、１０２、１０３を三角波１００の９０
パーセントにクランプすることにより、信号波１０１、
１０２、１０３は、三角波１００の振幅より常に小さく
なるので、三角波の正の頂点では、電流が正確に検出す
ることが出来る。
１、１０２、１０３を三角波１００の振幅の９０パーセ
ントにクランプしたタイムチャートであり、（ａ）は三
角波と信号波との関係を示したもの、（ｂ）はＰＷＭイ
ンバータの出力電流波形、（ｃ）は検出電流及びＰＷＭ
インバータの出力電流波形の絶対値が最も高いものの波
形を示したものである。図において、１０６は電流検出
器４０の検出電流、点線で示した１０７はＩＵ、ＩＶ、
ＩＷの中で絶対値が最も高いものの波形である。この様
に信号波１０１、１０２、１０３を三角波１００の９０
パーセントにクランプすることにより、信号波１０１、
１０２、１０３は、三角波１００の振幅より常に小さく
なるので、三角波の正の頂点では、電流が正確に検出す
ることが出来る。
【００３２】実施例４．実施例３では図７に示した下側
トランジスタ４、５、６の合成電流を電流検出器４０で
検出する従来のＰＷＭインバータの主回路構成図におい
て、信号波を三角波の振幅以下にクランプすることによ
り、合成電流を正確に検出出来るようにするものである
が、図１１に示した上側トランジスタ１、２、３の合成
電流を電流検出器４２で検出する従来のＰＷＭインバー
タの主回路構成図に対しても、同様の効果が得られる。
図６はこの場合の、信号波１０１、１０２、１０３を三
角波１００の振幅の９０パーセントにクランプしたタイ
ムチャートである。この実施例での検出方法は従来の図
１１と同様で電流検出器４２のみであるが、信号波を三
角波の振幅以下にクランプすることにより、合成電流を
正確に検出出来るようにするものである。図６ではＡＭ
Ｐ＝１．５として、振幅を三角波の９０パーセント以上
に、正負とも上昇しない様にクランプをかけてある。こ
の様に信号波１０１、１０２、１０３を三角波１００の
振幅の９０パーセントにクランプすることにより、信号
波１０１、１０２、１０３は、三角波１００の振幅より
常に小さくなるので、三角波の負の頂点では、電流が正
確に検出することが出来る。
トランジスタ４、５、６の合成電流を電流検出器４０で
検出する従来のＰＷＭインバータの主回路構成図におい
て、信号波を三角波の振幅以下にクランプすることによ
り、合成電流を正確に検出出来るようにするものである
が、図１１に示した上側トランジスタ１、２、３の合成
電流を電流検出器４２で検出する従来のＰＷＭインバー
タの主回路構成図に対しても、同様の効果が得られる。
図６はこの場合の、信号波１０１、１０２、１０３を三
角波１００の振幅の９０パーセントにクランプしたタイ
ムチャートである。この実施例での検出方法は従来の図
１１と同様で電流検出器４２のみであるが、信号波を三
角波の振幅以下にクランプすることにより、合成電流を
正確に検出出来るようにするものである。図６ではＡＭ
Ｐ＝１．５として、振幅を三角波の９０パーセント以上
に、正負とも上昇しない様にクランプをかけてある。こ
の様に信号波１０１、１０２、１０３を三角波１００の
振幅の９０パーセントにクランプすることにより、信号
波１０１、１０２、１０３は、三角波１００の振幅より
常に小さくなるので、三角波の負の頂点では、電流が正
確に検出することが出来る。
【００３３】実施例５．図５は第３の発明の一実施例を
示すもので、相電圧指令を作製するための制御ブロック
図である。クランプを回生時のみ行い、電流検出が正確
に行われる力行では行わないものである。図において、
４０１は速度が上昇すると三角波よりも大きい振幅を出
力する様に設定されているＶ／ｆ設定器、４０２は速度
設定器２００とソフトスタート回路２０１の出力を比較
して、力行時／回生時切り替えるためのスイッチ４０
３、４０４を、切り替え接続するためのコンパレータで
ある。図５で図３と同じ番号のブロックは同一の動作を
するので説明は省略する。
示すもので、相電圧指令を作製するための制御ブロック
図である。クランプを回生時のみ行い、電流検出が正確
に行われる力行では行わないものである。図において、
４０１は速度が上昇すると三角波よりも大きい振幅を出
力する様に設定されているＶ／ｆ設定器、４０２は速度
設定器２００とソフトスタート回路２０１の出力を比較
して、力行時／回生時切り替えるためのスイッチ４０
３、４０４を、切り替え接続するためのコンパレータで
ある。図５で図３と同じ番号のブロックは同一の動作を
するので説明は省略する。
【００３４】４０２は、速度設定器２００とソフトスタ
ート回路２０１の出力を比較して速度設定器２００の出
力がソフトスタート回路２０１出力より大きいか等しい
時はスイッチ４０３、４０４を図３に示す方向と反対に
接続し、速度設定器２００とソフトスタート回路２０１
の出力を比較して速度設定器２００の出力がソフトスタ
ート回路２０１出力より小さい時は、スイッチ４０３、
４０４を図５に示す方向に接続するためのコンパレータ
である。
ート回路２０１の出力を比較して速度設定器２００の出
力がソフトスタート回路２０１出力より大きいか等しい
時はスイッチ４０３、４０４を図３に示す方向と反対に
接続し、速度設定器２００とソフトスタート回路２０１
の出力を比較して速度設定器２００の出力がソフトスタ
ート回路２０１出力より小さい時は、スイッチ４０３、
４０４を図５に示す方向に接続するためのコンパレータ
である。
【００３５】スイッチ４０３、４０４を図５に示す方向
と反対に接続されている時はモータを加速しているか定
常運転中であり、これは力行状態である。この場合は、
Ｖ／ｆ設定器４０１は、速度が上昇すると三角波よりも
大きい振幅を出力する様に設定されており、高い出力電
圧をモータに加える事ができる。また力行であるので電
流検出器４０のみでも電流を正確に検出できる。回生時
のタイムチャートは図４と同一となる。
と反対に接続されている時はモータを加速しているか定
常運転中であり、これは力行状態である。この場合は、
Ｖ／ｆ設定器４０１は、速度が上昇すると三角波よりも
大きい振幅を出力する様に設定されており、高い出力電
圧をモータに加える事ができる。また力行であるので電
流検出器４０のみでも電流を正確に検出できる。回生時
のタイムチャートは図４と同一となる。
【００３６】スイッチ４０３、４０４を図５に示す方向
に接続されている時は、モータは減速中であり、これは
回生状態である。この場合は、Ｖ／ｆ設定器２０６とク
ランプ回路２０７、２０８、２０９が動作するので、第
２の発明と同一となり、回生時にも電流の検出が電流検
出器４０のみで電流を正確に検出できる。
に接続されている時は、モータは減速中であり、これは
回生状態である。この場合は、Ｖ／ｆ設定器２０６とク
ランプ回路２０７、２０８、２０９が動作するので、第
２の発明と同一となり、回生時にも電流の検出が電流検
出器４０のみで電流を正確に検出できる。
【００３７】実施例６．実施例５では図７に示した下側
トランジスタ４、５、６の合成電流を電流検出器４０で
検出する従来のＰＷＭインバータの主回路構成図におい
て、信号波のクランプを回生時のみ行い、電流検出が正
確に行われる力行では行わないものであるが、図１１に
示した上側トランジスタ１、２、３の合成電流を電流検
出器４２で検出する従来のＰＷＭインバータの主回路構
成図に対しても、同様の効果が得られる。この発明は電
圧のクランプを回生時のみ行い、電流検出が正確に行わ
れる力行ではクランプを行わないものである。制御のブ
ロックは、実施例５の図５と同一であるので説明は省略
する。回生時のタイムチャートは、図６と同一となる。
トランジスタ４、５、６の合成電流を電流検出器４０で
検出する従来のＰＷＭインバータの主回路構成図におい
て、信号波のクランプを回生時のみ行い、電流検出が正
確に行われる力行では行わないものであるが、図１１に
示した上側トランジスタ１、２、３の合成電流を電流検
出器４２で検出する従来のＰＷＭインバータの主回路構
成図に対しても、同様の効果が得られる。この発明は電
圧のクランプを回生時のみ行い、電流検出が正確に行わ
れる力行ではクランプを行わないものである。制御のブ
ロックは、実施例５の図５と同一であるので説明は省略
する。回生時のタイムチャートは、図６と同一となる。
【００３８】
【発明の効果】以上述べたように、この発明によれば、
三相交流電動機を駆動するＰＷＭインバータにおいて、
力行、回生のどちらのモードにおいても、また電圧飽和
の場合であっても、インバータの出力電流を正確に検出
する事が出来るため、主回路のトランジスタやダイオー
ドの過電流保護、モータへ過大電流が流れない様にする
保護を正確に行う事が出来る。
三相交流電動機を駆動するＰＷＭインバータにおいて、
力行、回生のどちらのモードにおいても、また電圧飽和
の場合であっても、インバータの出力電流を正確に検出
する事が出来るため、主回路のトランジスタやダイオー
ドの過電流保護、モータへ過大電流が流れない様にする
保護を正確に行う事が出来る。
【図１】第１の発明の一実施例を示すＰＷＭインバータ
の主回路構成図である。
の主回路構成図である。
【図２】第１の発明の他の実施例を示すＰＷＭインバー
タの主回路構成図である。
タの主回路構成図である。
【図３】第２の発明の一実施例を示す相電圧指令を作製
するための制御ブロック図である。
するための制御ブロック図である。
【図４】第２の発明の一実施例を示すタイムチャートで
ある。
ある。
【図５】第３の発明の一実施例を示す相電圧指令を作製
するための制御ブロック図である。
するための制御ブロック図である。
【図６】この発明の一実施例を示すタイムチャートであ
る。
る。
【図７】従来のＰＷＭインバータの主回路構成図であ
る。
る。
【図８】電圧制御率が小さい場合（ＡＭＰ＝０．６の場
合）のタイムチャートである。
合）のタイムチャートである。
【図９】電圧制御率が大きい場合（ＡＭＰ＝０．９５の
場合）のタイムチャートである。（ａ）、（ｂ）、
（ｃ）は従来例、（ｄ）、（ｅ）はこの発明の一実施例
を示す。
場合）のタイムチャートである。（ａ）、（ｂ）、
（ｃ）は従来例、（ｄ）、（ｅ）はこの発明の一実施例
を示す。
【図１０】電圧飽和時（ＡＭＰ＝１．５の場合）のタイ
ムチャートである。（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は従来例、
（ｄ）、（ｅ）はこの発明の一実施例を示す。
ムチャートである。（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は従来例、
（ｄ）、（ｅ）はこの発明の一実施例を示す。
【図１１】従来のＰＷＭインバータの主回路構成図であ
る。
る。
【図１２】電圧制御率大きい場合（ＡＭＰ＝０．９５の
場合）のタイムチャートである。（ａ）、（ｂ）、
（ｃ）は従来例、（ｄ）、（ｅ）はこの発明の一実施例
を示す。
場合）のタイムチャートである。（ａ）、（ｂ）、
（ｃ）は従来例、（ｄ）、（ｅ）はこの発明の一実施例
を示す。
１〜３ 上側トランジスタ ４〜６ 下側トランジスタ １１〜１３ 上側ダイオード １４〜１６ 下側ダイオード ２１ Ｕ相出力端子 ２２ Ｖ相出力端子 ２３ Ｗ相出力端子 ２４ 端子（正側電極） ２５ 端子（負側電極） ４０〜４３ 電流検出器 １００ 三角波 １０１〜１０３ 信号波 １０５ 三角波１００の正側頂点 １０５ａ〜１０５ｄ 三角波１００の正側頂点 １０６ 電流検出器４０の電流波形 １０７ 相電流最大値 １０８ 電流検出器４１の電流波形 １０９ 第１の発明の一実施例による電流波形 １１０ 電流検出器４２の電流波形 １１１ 電流検出器４３の電流波形 １１３ 三角波１００の負側頂点 １１３ａ 三角波１００の負側頂点 ２０６ Ｖ／ｆ設定器 ２０７〜２０９ 電圧クランプ回路 ３０１〜３０３ 端子 ４０１ Ｖ／ｆ設定器 ４０２ コンパレータ ４０３、４０４ スイッチ ５００ 検出電流選択回路 ５０１ 符号変換器 ５０２、５０３ ダイオード
Claims (3)
- 【請求項１】 直流母線に第１の電流検出手段と第２の
電流検出手段を設け、前記第１の電流検出手段は上アー
ム又は下アームの主回路スイッチング素子の合成電流を
検出し、前記第２の電流検出手段は前記主回路スイッチ
ング素子に並列に接続されたダイオードの合成電流を検
出し、前記検出された二つの検出電流の大きい方を選択
する手段を備えたことを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項２】 直流母線に上アーム又は下アームの主回
路スイッチング素子の合成電流を検出する電流検出手段
を有するインバータ装置において、信号波を三角波形の
変調波の振幅以下にクランプする手段を備えたことを特
徴とするインバータ装置。 - 【請求項３】 直流母線に上アーム又は下アームの主回
路スイッチング素子の合成電流を検出する電流検出手段
を有するインバータ装置において、力行状態と回生状態
とを判別する手段と、回生状態の場合には信号波を三角
波形の変調波の振幅以下にクランプする手段を備えたこ
とを特徴とするインバータ装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5071719A JP2768206B2 (ja) | 1993-03-30 | 1993-03-30 | インバータ装置 |
| GB9405986A GB2276736B (en) | 1993-03-30 | 1994-03-25 | Inverter apparatus and method of operation therefor |
| US08/219,462 US5615102A (en) | 1993-03-30 | 1994-03-29 | Inverter apparatus and method of operation therefor |
| HK98103586A HK1004305A1 (en) | 1993-03-30 | 1998-04-28 | Inverter apparatus and method of operation therefor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5071719A JP2768206B2 (ja) | 1993-03-30 | 1993-03-30 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06284747A true JPH06284747A (ja) | 1994-10-07 |
| JP2768206B2 JP2768206B2 (ja) | 1998-06-25 |
Family
ID=13468617
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5071719A Expired - Lifetime JP2768206B2 (ja) | 1993-03-30 | 1993-03-30 | インバータ装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5615102A (ja) |
| JP (1) | JP2768206B2 (ja) |
| GB (1) | GB2276736B (ja) |
| HK (1) | HK1004305A1 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2010103565A1 (ja) * | 2009-03-10 | 2010-09-16 | 株式会社日立産機システム | 交流電動機の駆動装置 |
| KR101143577B1 (ko) * | 2007-08-30 | 2012-05-09 | 삼성전자주식회사 | 인버터의 과전류 보호장치 |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CZ293168B6 (cs) * | 1995-04-21 | 2004-02-18 | Gec Alsthom Acec Transport S.A. | Způsob zpracování pulzně šířkově modulovaných signálů |
| JP3383588B2 (ja) * | 1998-08-04 | 2003-03-04 | 株式会社東芝 | 電力変換装置 |
| GB9924299D0 (en) * | 1999-10-15 | 1999-12-15 | Siemens Ag | Apparatus and method for measuring current |
| CA2288581A1 (en) * | 1999-11-05 | 2001-05-05 | Hui Li | Three-phase current sensor and estimator |
| JP3460973B2 (ja) * | 1999-12-27 | 2003-10-27 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| US6934139B2 (en) * | 2000-05-01 | 2005-08-23 | Fuji Electric Device Technology Co., Ltd. | Intelligent power module |
| US6847531B2 (en) * | 2001-01-02 | 2005-01-25 | General Electric Company | System and method for regenerative PWM AC power conversion |
| JP4493865B2 (ja) * | 2001-02-19 | 2010-06-30 | 三菱電機株式会社 | 半導体装置 |
| KR100433174B1 (ko) * | 2003-10-23 | 2004-05-28 | 주식회사 아이엠티 | 레이저를 이용한 방사노즐 건식세정 장치 및 방법 |
| CN100516903C (zh) * | 2005-10-21 | 2009-07-22 | 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 | 逆变器测试治具 |
| WO2008089591A1 (fr) * | 2007-01-18 | 2008-07-31 | Shenzhen Tech-Innovation International | Système de commande d'un moteur à courant continu sans balais et son procédé de commande |
| EP2598425B1 (en) * | 2010-07-30 | 2020-02-26 | Otis Elevator Company | Elevator regenerative drive control referenced to dc bus |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SU577627A1 (ru) * | 1976-01-04 | 1977-10-25 | Институт Электродинамики Ан Украинской Сср | Транзисторный инвертор |
| JPS5928152B2 (ja) * | 1978-11-04 | 1984-07-11 | ファナック株式会社 | 電動機駆動用インバ−タ回路の保護装置 |
| JPH0634587B2 (ja) * | 1982-05-06 | 1994-05-02 | 株式会社東芝 | 電圧形インバータ装置 |
| JPS62221897A (ja) * | 1986-03-24 | 1987-09-29 | Mitsubishi Electric Corp | 電動機の制御装置 |
| GB2190754A (en) * | 1986-04-11 | 1987-11-25 | Hitachi Ltd | Load current detecting device for pulse width modulation inverter |
| US5072354A (en) * | 1989-05-16 | 1991-12-10 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Pulse-width modulation type inverter apparatus |
| JPH0454461A (ja) * | 1990-06-25 | 1992-02-21 | Fuji Electric Co Ltd | インバータ出力電流の力率検出方法 |
-
1993
- 1993-03-30 JP JP5071719A patent/JP2768206B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1994
- 1994-03-25 GB GB9405986A patent/GB2276736B/en not_active Expired - Fee Related
- 1994-03-29 US US08/219,462 patent/US5615102A/en not_active Expired - Fee Related
-
1998
- 1998-04-28 HK HK98103586A patent/HK1004305A1/xx not_active IP Right Cessation
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101143577B1 (ko) * | 2007-08-30 | 2012-05-09 | 삼성전자주식회사 | 인버터의 과전류 보호장치 |
| WO2010103565A1 (ja) * | 2009-03-10 | 2010-09-16 | 株式会社日立産機システム | 交流電動機の駆動装置 |
| JP5401537B2 (ja) * | 2009-03-10 | 2014-01-29 | 株式会社日立産機システム | 交流電動機の駆動装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2768206B2 (ja) | 1998-06-25 |
| US5615102A (en) | 1997-03-25 |
| GB2276736B (en) | 1996-08-21 |
| GB2276736A (en) | 1994-10-05 |
| HK1004305A1 (en) | 1998-11-20 |
| GB9405986D0 (en) | 1994-05-11 |
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