CN117882288A - 电力变换装置 - Google Patents

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Abstract

电力变换器(20)的控制部(50)具有：3电平动作模式，通过进行半导体元件(SW)的接通、断开控制，输出由直流电路部(10)中的3电平的电压构成的交流电压；以及2电平动作模式，输出由直流电路部(10)中的2电平的电压构成的交流电压，在半导体元件中的与用于控制电力变换器(20)的电压指令(Vref)的极性对应的设定的半导体元件持续接通状态的定时，执行切换2电平动作模式和3电平动作模式的第1切换控制。

Description

电力变换装置
技术领域
本申请涉及电力变换装置。
背景技术
将直流电力变换为交流电力的电力变换器被用于驱动交流电动机等。在这样的电力变换器中有如下情况：具有这样的结构的情况，在该结构中，进行输出由具有直流电源部中的不同的2个电位的电压构成的交流电压的PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)控制(以后称为2电平动作)；和具有这样的结构的情况，在该结构中，进行输出由具有直流电源部中的不同的3个电位的电压构成的交流电压的PWM控制(以后称为3电平动作)。
进行3电平动作的电力变换器的结构相比于进行2电平动作的电力变换器的结构更复杂，但具有能够进一步减小对装置造成恶劣影响的高次谐波电流、纹波电流等这样的优点。另一方面，进行2电平动作的电力变换器由于能够比进行3电平动作的电力变换器减少通电的半导体元件的数量，所以具有能够减小导通损失这样的优点。
因此，公开有为了进行发挥进行这些2电平动作、3电平动作的电力变换器中的各自的优点的高效的电力变换，具备具有能够切换2电平动作和3电平动作的结构的电力变换器，根据该电力变换器的运转状态切换2电平动作和3电平动作的如以下的电力变换装置。
即，在以往的电力变换装置中，将由半导体元件构成的至少2个阀器件串联连接而构成1个支路，在各支路各自的所述阀器件相互的连接点与所述直流电源相互的连接点之间，具有将交流开关分别连接而构成的电力变换器，能够进行3电平运转或者2电平运转，所述交流开关是串联连接由半导体元件和与半导体元件逆并联地连接的二极管构成的至少2个阀器件而成的。而且，电力变换装置具备：比较电路，比较与和电力变换器的运转状态对应的损失关联的判断要素和切换基准值，在两者产生差时输出判断指令；判断电路，在被输入了来自比较电路的判断指令时，判断判断要素和切换基准值的大小，在判断要素为切换基准值以上时输出2电平运转的切换指令；以及切换电路，在输入了来自判断电路的2电平运转的切换指令时，使交流开关成为断开，使支路的阀器件依次成为接通，而使电力变换器成为2电平运转状态。即，判断与电力变换器的损失关联的判断要素、例如由直流电流检测器检测的直流电流是否为切换基准值以上(直流电流是否小于切换基准值)。
其结果，在直流电流为切换基准值以下时成为3电平运转，并且在直流电流超过切换基准值时成为2电平运转，在3电平运转以及2电平运转中选择变换效率良好的一方来进行电力变换(例如参照专利文献1)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利第5386640号公报(段落[0008]～[0026]、图1～图4)
发明内容
在上述以往的电力变换装置中，在与电力变换器的损失关联的判断要素和切换基准值产生差时，从判断电路输出切换到2电平动作的切换指令。而且，电力变换器根据该切换指示，使交流开关成为断开，使支路的阀器件依次成为接通而从3电平动作转移到2电平动作。这样，与构成电力变换器的各开关元件的状态无关地，根据在与损失关联的判断要素和切换基准值产生差时输出的切换指示，使与中间电位连接的开关元件瞬时地成为断开，所以随着动作的切换定时，发生电流的错乱、转矩的变动等。特别地，在使流过电流的状态的开关元件成为断开时，开关损失增加，存在在2电平动作和3电平动作的模式切换时运转变得不稳定这样的课题。
本申请公开用于解决如上述的课题的技术，其目的在于提供一种能够抑制2电平动作和3电平动作的切换所引起的电流的错乱、转矩的变动等而稳定地切换动作模式的电力变换装置。
本申请公开的电力变换装置具备：电力变换器，具有半导体元件且将来自直流电路部的直流电力变换为交流电路部中的交流电力；以及控制部，控制所述电力变换器，其中，
所述控制部具有：3电平动作模式，通过进行所述半导体元件的接通、断开控制，输出由所述直流电路部的正极、负极、所述直流电路部的正极与负极之间的直流电压的分压点上的3电平的电压构成的交流电压；以及2电平动作模式，输出由所述直流电路部的正极、负极上的2电平的电压构成的交流电压，
执行第1切换控制，在该第1切换控制中，在所述半导体元件中的与用于控制所述电力变换器的电压指令的极性对应的被设定的所述半导体元件持续接通状态的定时，切换所述2电平动作模式和所述3电平动作模式。
根据本申请公开的电力变换装置，得到能够抑制2电平动作和3电平动作的切换所引起的电流的错乱、转矩的变动等而稳定地切换动作模式的电力变换装置。
附图说明
图1是示出实施方式1所涉及的电力变换装置的概略结构的框图。
图2是控制实施方式1所涉及的电力变换器的控制装置的功能框图。
图3是示出实施方式1所涉及的控制装置具备的电平切换决定部的结构的功能框图。
图4是示出实施方式1所涉及的PWM控制部的PWM控制中的3电平动作和2电平动作的开关信号G的生成方法的图。
图5是实施方式1所涉及的PWM控制部的功能框图。
图6是示出实施方式1所涉及的控制装置具备的切换控制部的概略结构的框图。
图7是用于说明实施方式1所涉及的控制装置中的进行第1切换控制的定时的图。
图8是示出实施方式1所涉及的交流各相中的进行第1切换控制的定时的图。
图9是示出实施方式1所涉及的电力变换装置的概略结构的框图。
图10是示出实施方式2所涉及的电力变换装置的概略结构的框图。
图11是示出实施方式3所涉及的电力变换装置的进行第2切换控制的定时的图。
图12是示出实施方式3所涉及的电力变换装置的进行第2切换控制的定时的图。
图13是示出实施方式3所涉及的电力变换装置的进行第3切换控制的定时的图。
图14是示出控制装置的硬件的结构的一个例子的图。
(附图标记说明)
SW：开关元件(半导体元件)；SW1、SW1pU、SW1pV、SW1pW：开关元件(第1开关元件)；SW2、SW2nU、SW2nV、SW2nW：开关元件(第2开关元件)；SW3、SW3xU、SW3yU、SW3xV、SW3yV、SW3xW、SW3yW：开关元件(第3开关元件)；DxU、DyU、DxV、DyV、DxW、DyW：二极管(半导体元件)；SWA：双向开关；10：直流电路部；21：第1支路；22：第2支路；30：交流旋转机(交流电路部)；50：控制装置(控制部)；100、100e：电力变换装置。
具体实施方式
实施方式1.
图1是示出实施方式1所涉及的电力变换装置100的概略结构的框图。
在本实施方式中，说明针对向交流旋转机供给电力的三相逆变器结构的电力变换器应用了控制装置的交流旋转机驱动系统。
作为交流旋转机驱动系统的电力变换装置100具备：作为电力变换部的电力变换器20，将直流电力变换为交流电力；作为控制部的控制装置50，控制该电力变换器20；以及未图示的检测部，检测电力变换器20的运转状态。
而且，电力变换装置100设置于直流电路部10与作为交流电路部的交流旋转机30之间，将从直流电路部10输入的直流电力变换为交流旋转机30中的交流电力。
交流旋转机30是用三相交流进行驱动的电动机，是感应机、永磁同步机等。
直流电路部10具备作为第1直流电源部的直流电源1a和作为第2直流电源部的直流电源1b。
直流电源1a、1b分别具有Vdc/2的电位，通过相互串联连接，构成直流电路部10。这样，直流电路部10具有该直流电路部10的负极的电压0[V]、作为直流电源1a和直流电源1b的连接部的分压点1m上的电压Vdc/2[V]、正极的电压Vdc[V]这3个电位。
此外，在本实施方式中，示出直流电路部10将能够分别输出Vdc/2[V]的电压的2个直流电源1a、1b串联连接而构成，但不限定于该结构。
例如，直流电路部也可以是具有能够输出Vdc[V]的电压的直流电源，通过在该直流电源的正极与负极之间串联连接2个电容器，对直流电源的正极与负极之间的直流电压Vdc进行分压的结构。直流电路部10是具有不同的3个电位并能够输出具有该电位的电压的结构即可。
电力变换器20具有作为控制供电路径的导通以及切断的半导体元件的开关元件SW1(SW1pU、SW1pV、SW1pW)、SW2(SW2nU、SW2nV、SW2nW)、SW3(SW3xU、SW3xV、SW3xW、SW3yU、SW3yV、SW3yW)。
这些开关元件SW(SW1、SW2、SW3)具有开关功能即可，在本实施方式中，使用IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极晶体管)。而且，对这些开关元件SW分别逆并联地连接有作为控制供电路径的导通以及切断的半导体元件的二极管。
在电力变换器20中，在直流电路部10的正极与负极之间并联连接而具备将作为第1半导体开关的被设定的开关元件SW1(SW1pU、SW1pV、SW1pW)和作为第2半导体开关的被设定的开关元件SW2(SW2nU、SW2nV、SW2nW)串联连接而构成的各相的第1支路21。
在该第1支路21中，在直流电路部10的正极侧连接的开关元件SW1(SW1pU、SW1pV、SW1pW)和在负极侧连接的开关元件SW2(SW2nU、SW2nV、SW2nW)的连接点成为输出交流电压的各相的交流端子AcU、AcV、AcW。
进而，电力变换器20在直流电路部10的分压点1m与各相的交流端子Acu、Acv、Acw之间具备具有双向开关SWA的第2支路22。
双向开关SWA将作为第3半导体开关的开关元件SW3x(SW3xU、SW3xV、SW3xW)和作为第3半导体开关的开关元件SW3y(SW3yU、SW3yV、SW3yW)逆串联连接而构成，控制正逆双向上流过的电流。
这样，构成第1支路21的上支路的开关元件SW1(SW1pU、SW1pV、SW1pW)连接于高电位Vdc[V]与交流端子Ac(AcU、AcV、AcW)之间。另外，构成第1支路21的下支路的开关元件SW2(SW2pU、SW2pV、SW2pW)连接于低电位0[V]与交流端子Ac(AcU、AcV、AcW)之间。
这样构成电力变换器20的结果，在开关元件SW1(SW1pU、SW1pV、SW1pW)和开关元件SW2(SW2pU、SW2pV、SW2pW)中，需要使用具有超过电压Vdc[V]的耐压的半导体元件。
另一方面，在第2支路22中，在构成与具有电位Vdc/2的分压点1m连接的双向开关SWA的开关元件SW3(SW3xU、SW3xV、SW3xW、SW3yU、SW3yV、SW3yW)中，使用具有超过电位Vdc/2的耐压的半导体元件即可。因此，在开关元件SW3中，能够利用损失少且成本低的元件。
另外，控制装置50利用未图示的检测器等，作为表示电力变换器20的运转状态的要素，检测交流各相的相电流iph、交流旋转机30的转子位置θ、转速n等，并输出给控制装置50。
以下，说明控制这样构成的电力变换器20的控制装置50的控制。
图2是本实施方式1所涉及的控制电力变换器20的控制装置50的功能框图。
图3是示出实施方式1所涉及的控制装置50具备的电平切换决定部54的结构的功能框图。
如图2所示，控制装置50具备电压指令生成部50A和PWM控制部50B。
电压指令生成部50A生成对交流各相的电压指令Vref*、指定载波频率Fc的信号、指定死区时间Td的信号、以及后述切换信号LvC，输出给后级的PWM控制部50B。
PWM控制部50B根据从电压指令生成部50A输入的这些交流各相的电压指令Vref*、载波频率Fc、死区时间Td、以及切换信号LvC进行PWM控制，生成并输出控制电力变换器20的各开关元件SW的开关信号G。
首先，说明电压指令生成部50A的详细的结构和其控制。
电压指令生成部50A具有电压指令运算部51、载波频率(Fc)决定部52、死区时间设定部53、电平切换决定部54、以及切换控制部55。
在电压指令运算部51中，依照来自未图示的上位控制装置的对交流旋转机30的对速度、转矩等的指令，根据由未图示的检测器等检测的交流各相的相电流iph、交流旋转机30的转子位置θ等，计算交流各相的电压指令Vref*(VrefU*、VrefV*、VrefW*)。此外，输出的各相的电压指令Vref*成为用Vdc/2标准化的值。
在载波频率(Fc)决定部52中，依照来自未图示的上位控制装置的转矩指令，根据由未图示的检测器检测的交流旋转机30的转速n，以使电力变换器20以及交流旋转机30的损失最小化的方式，决定在PWM控制中使用的载波频率Fc。
死区时间设定部53设定作为开关元件SW1、SW2的同时接通禁止时间的死区时间Td，该死区时间Td用于在构成各相的第1支路21的开关元件SW中防止互补地进行开关的该开关元件SW1、SW2的短路。
电平切换决定部54生成用于指定使电力变换器20的动作模式成为2电平动作或者成为3电平动作的电平指定信号LvS。以下，说明该电平指定信号LvS的生成方法。
电平切换决定部54的结构如图3所示，具有电平判定部54A、电流瞬时值判定部54B、以及切换判定部54C。
在电平判定部54A中，根据检测的交流各相的相电流iph，计算相电流iph的实效值irms。
而且，电平判定部54A在相电流iph的实效值irms大于预先设定的阈值ith1的情况下，在输出的指定信号54AS中，指定使电力变换器20的动作模式成为2电平动作。另外，电平判定部54A在相电流iph的实效值irms是预先设定的阈值ith1以下的情况下，在输出的指定信号54AS中，指定使电力变换器20的动作模式成为3电平动作。
这样，电平判定部54A根据作为表示电力变换器20的动作状态的要素的相电流iph的实效值irms的大小，判定使电力变换器20的动作模式成为2电平动作还是成为3电平动作。由此，选择与电力变换器20的损失对应的动作模式。
此外，作为表示电力变换器20的动作状态的要素，使用了相电流iph的实效值irms，但不限于此。电平判定部54A也可以例如使用交流旋转机30的转速、转矩等作为表示电力变换器20的动作状态的要素。
在电流瞬时值判定部54B中，在检测的3相全部的相电流iph的瞬时值是预先设定的以0为中心的第1阈值范围ith2内的情况下，作为输出信号54BS输出“1”，在超过第1阈值范围ith2的情况下，作为输出信号54BS输出“0”。在本实施方式中，阈值ith2被设定为比作为中心的0大设定的值的值。即，在本实施方式中，输出信号54BS仅在3相全部的相电流iph的瞬时值超过以0为中心的第1阈值范围ith2的相位范围中成为“1”。
在切换判定部54C中，在从电流瞬时值判定部54B输出的输出信号54BS是“1”的情况下，将从电平判定部54A输出的用于指定动作模式的指定信号54AS更新为电平指定信号LvS并输出。
另外，在切换判定部54C中，在从电流瞬时值判定部54B输出的输出信号54BS是“0”的情况下，不进行电平指定信号LvS的更新。因此，在本实施方式中，电平指定信号LvS的更新是仅在3相全部的相电流iph的瞬时值超过以0为中心的第1阈值范围ith2的相位范围中进行。
如以上所述，由电压指令运算部51生成的相电压指令Vref*、由载波频率(Fc)决定部52决定的载波频率Fc、由死区时间设定部53决定的死区时间Td、由电平切换决定部54决定的电平指定信号LvS的信号被输入给后级的切换控制部55。
切换控制部55根据这些输入的信号，生成指定进行第1切换控制的定时的切换信号LvC，该第1切换控制用于在2电平动作时和3电平动作时切换电力变换器20的动作模式。生成的切换信号LvC被输入给后级的PWM控制部50B。将在后面叙述切换控制部55中的该切换信号LvC的生成方法。
接下来，说明PWM控制部50B。
图4是示出实施方式1所涉及的PWM控制部50B的PWM控制中的3电平动作和2电平动作的开关信号G的生成方法的图。
此外，在本图中，将U相中的PWM控制的例子用作代表示出，但V相、W相的情况也是同样的。
PWM控制部50B通过对U相的电压指令VrefU*和三角波的载波C进行振幅比较，生成控制开关元件SW的开关信号G。
说明电力变换器20的动作模式是3电平动作的情况。
如图4所示，PWM控制部50B进行U相电压指令VrefU*和2个载波C1、C2的振幅比较。
载波C1是具有+1.0～0.0的振幅的信号，载波C2是具有0.0～-1.0的振幅的信号。载波C1和载波C2的相位相同，仅振幅不同。U相电压指令VrefU*是具有-1.0～+1.0的振幅的信号。设它们全部被标准化而进行处理。
PWM控制部50B通过比较U相电压指令VrefU*和载波C1，生成使与直流电路部10的正极侧连接的开关元件SW1pU和构成与直流电路部10的分压点1m连接的双向开关SWA的开关元件SW3yU成为接通、断开的开关信号G。由此，向电力变换器20的交流端子AcU输出直流电路部10的正极的电压Vdc或者分压点1m上的电压Vdc/2。
另外，PWM控制部50B通过比较U相电压指令VrefU*和载波C2，生成使与直流电路部10的负极侧连接的开关元件SW2nU和构成与直流电路部10的分压点1m连接的双向开关SWA的开关元件SW3xU成为接通、断开的开关信号G。由此，向电力变换器20的交流端子AcU输出直流电路部10的负极的0的电压或者分压点1m上的电压Vdc/2。
通过这样的PWM控制部50B中的控制，控制装置50进行输出由直流电路部10的正极、负极、分压点1m上的电位分别不同的3电平的电压构成的交流电压来控制交流旋转机30的3电平动作。
接下来，说明电力变换器20的动作模式是2电平动作的情况。
如图4所示，在该情况下，PWM控制部50B进行U相电压指令VrefU*和1个载波C3的振幅比较。
载波C3是具有+1.0～-1.0的振幅的信号，其相位与载波C1以及载波C2相同，成为仅振幅不同的信号。
PWM控制部50B通过比较U相电压指令VrefU*和载波C3，生成使与直流电路部10的正极侧连接的开关元件SW1pU和与直流电路部10的负极侧连接的开关元件SW2nU成为接通、断开的开关信号G。由此，向电力变换器20的交流端子AcU输出直流电路部10的正极的电压Vdc或者负极的0的电压。
通过这样的控制，控制装置50进行输出由直流电路部10的正极、负极上的电位分别不同的2电平的电压构成的交流电压来控制交流旋转机30的2电平动作。
此外，在图4中示出的三角波的载波C(C1、C2、C3)的频率由输入到PWM控制部50B的载波频率Fc决定。
以下，说明执行如上述的PWM控制的PWM控制部50B的电路结构。
图5是用于示出利用通过比较电压指令Vref*和载波C而进行的PWM调制的控制、以及2电平动作和3电平动作的切换方法的、实施方式1所涉及的PWM控制部50B的功能框图。作为一个例子，使用U相电压指令VrefU*来示出。
输入的U相电压指令VrefU*在比较器50B1中与载波C1比较，在比较器50B2中与载波C2比较。
而且，生成驱动开关元件SW1pU、SW3yU、SW3xU、SW2nU的3电平动作的开关信号G，并输入给3电平PWM部50B4。
在3电平PWM部50B4中，对输入的开关信号G进行死区时间Td的附加等处理并输出给选择器50B6。
另外，输入的U相电压指令VrefU*在比较器50B3中与载波C3比较。而且，生成驱动开关元件SW1pU、SW2nU的2电平动作的开关信号G，输入给2电平PWM部50B5。
在2电平PWM部50B5中，生成使与具有电位Vdc/2的分压点1m连接的开关元件SW3xU、SW3yU始终成为断开的开关信号G，并且对驱动开关元件SW1pU、SW2nU的输入的开关信号G进行死区时间Td的附加等处理并输出给选择器50B6。
这样，向选择器50B6输入3电平PWM部50B4和2电平PWM部50B5的输出。另外，向选择器50B6输入切换信号LvC。如上所述，切换信号LvC指示在2电平动作和3电平动作中切换电力变换器的动作模式。选择器50B6在被输入切换信号LvC的定时，依照在该切换信号LvC中指定的电平，选择从2电平PWM部50B5输入的开关信号G或者从3电平PWM部50B4输入的开关信号G的一方，作为开关信号G输出。此外，选择器50B6在未被输入该切换信号LvC的情况下，继续选择并输出当前选择的电平的开关信号G。
此外，在此将U相作为一个例子示出，但在V相的情况下，与上述同样地处理开关元件SW1pV、SW2nV、SW3xV、SW3yV，在W相的情况下，同样地处理开关元件SW1pW、SW2nW、SW3xW、SW3yW。
这样，根据三相交流各自的相电压指令Vref*，生成控制各相中的开关元件SW的开关信号G来进行PWM控制。
接下来，说明指定进行在2电平动作时和3电平动作时切换电力变换器20的动作模式的第1切换控制的定时的切换信号LvC。
如图4中所示，在U相电压指令VrefU*的极性为正极性时，即在U相电压指令VrefU*为0～+1.0的相位区间T1内，在U相电压指令VrefU*超过载波C(C1、C3)的相位中，在2电平动作和3电平动作中SW1pU都成为接通状态。即，在相位区间T1内，在以载波C(C1、C3)的波谷侧的峰值相位为中心的相位范围T1a中，在2电平动作和3电平动作中SW1pU都成为接通状态。
如果U相的电压指令VrefU*和U相的电流iu的相位相同，则此时电流iu从高电位的直流电路部10的正极侧经由交流端子AcU流向交流旋转机30。
另一方面，在U相电压指令VrefU*的极性为负极性时，即在U相电压指令VrefU*为-1.0～0的相位区间T2内，在U相电压指令VrefU*低于载波C(C1、C3)的相位中，在2电平动作和3电平动作中SW2nU都成为接通状态。即，在相位区间T2内，在以载波C(C2、C3)的波峰侧的峰值相位为中心的相位范围T2a中，在2电平动作和3电平动作中SW2nU都成为接通状态。
如果电压指令VrefU*和U相的电流iu的相位相同，则此时电流iu从交流旋转机30经由交流端子AcU，流向低电位的直流电路部10的负极侧。
在此，如图1所示，具有双向开关SWA的第2支路22设置于交流端子AcU与直流电路部10的分压点1m之间。因此，在该相位范围T1a或者相位范围T2a内进行在2电平动作与3电平动作之间切换电力变换器20的动作模式的第1切换控制时，在构成与中间电位Vd/2连接的双向开关SWA的开关元件SW3xU、SW3uU中几乎未流过电流的状态下，使该开关元件SW3xU、SW3uU成为接通、断开来切换动作模式。由此，不会发生电流的错乱、转矩的变动，而能够稳定地切换动作模式。
如图4所示，在本实施方式中，在相位范围T1a中进行第1切换控制的定时即第1定时是载波C中的波谷侧的峰值相位的定时t1。
另外，在相位范围T2a中进行第1切换控制的定时即第2定时是载波C中的波峰侧的峰值相位的定时t2。
如以上所述，本实施方式的电力变换装置100在多个半导体元件中的与用于控制电力变换器20的电压指令Vref*的极性对应的设定的开关元件即开关元件SW1pU或者开关元件SW2nU持续接通状态的定时，进行在2电平动作与3电平动作之间切换电力变换器20的动作模式的第1切换控制。
而且，上述设定的开关元件SW1pU或者开关元件SW2nU持续接通状态的定时是根据电压指令Vref*的极性决定的。
以下，说明生成指定进行电力变换器20的第1切换控制的定时即第1定时(t1)、第2定时(t2)的切换信号LvC的切换控制部55。
图6是示出实施方式1所涉及的控制装置50具备的切换控制部55的概略结构的框图。
图7是用于说明实施方式1的控制装置50中的执行3电平动作模式时进行第1切换控制的定时的图。
此外，将U相中的切换信号LvC的生成方法的例子用作代表示出，但是V相、W相的情况也是同样的。另外，执行2电平动作模式时进行第1切换控制的定时也是同样的。
如图6所示，切换控制部55具备判定电路55a、55b、逻辑与电路55c、55d、逻辑或电路55e、以及触发器电路55f。
由电压指令运算部51生成的U相的电压指令Vref*被输入给判定电路55a、55b。
判定电路55a判定电压指令Vref*是否大于零，在大的情况下，即在电压指令Vref*的极性为正极性的情况下，其输出成为‘1’。
判定电路55b判定电压指令Vref*是否小于零，在小的情况下，即在电压指令Vref*的极性为负极性的情况下，其输出成为‘1’。
作为由在此未图示的控制器生成的信号的、图7所示的载波顶部脉冲CTP是与载波C的波峰侧的峰值相位的定时同步地成为‘1’的、脉冲宽度窄的窄脉冲信号。
另外，作为由未图示的控制器生成的信号的、图7所示的载波底部脉冲CBP是与载波C的波谷侧的定时同步地成为‘1’的、脉冲宽度窄的窄脉冲信号。
判定电路55a的输出和载波底部脉冲CBP被输入给逻辑与电路55c。判定电路55b的输出和载波顶部脉冲CTP被输入给逻辑与电路55d。逻辑与电路55c、55d在输入的2个信号都为‘1’时输出‘1’。
逻辑或电路55e在2个输入中的任意输入为‘1’时输出‘1’。
逻辑或电路55e的输出被定义为作为基本信号的FF使能信号FFe。
关于触发器电路55f，向D端子输入输入指定使电力变换器20的动作模式成为2电平动作或者成为3电平动作的电平指定信号LvS。
触发器电路55f与输入系统时钟同步地动作，在FF使能信号FFe为‘1’时将D端子输入锁存到输出Q。其结果，电平指定信号LvS在FF使能信号为‘1’的定时，被反映到切换信号LvC。从触发器电路55f的Q端子输出被输出的该切换信号LvC作为PWM控制部7的模式切换信号而被连接。
其结果，选择并输出载波顶部脉冲CTP、载波底部脉冲CBP中的任意脉冲。即使电压指令有3相，也在载波C的半周期以内输出各个FF使能信号FFe。
这样，如图7所示，与在电压指令Vref*的极性成为正极性的相位区间内的、与直流电路部10的正极侧连接的开关元件SW1pU成为接通的、作为载波C中的第1定时的波谷侧峰值相位分别同步地，生成作为基本信号的FF使能信号FFe。
另外，这样，与在电压指令Vref*的极性成为负极性的相位区间内的、与直流电路部10的负极侧连接的开关元件SW2nU成为接通的、作为载波C中的第2定时的波峰侧峰值相位分别同步地，生成作为基本信号的FF使能信号FFe。
以下，说明U相、V相、W相各自的进行第1切换控制的定时。
图8是示出在使用U相、V相、W相的电压指令VrefU*、VrefV*、VrefW*的PWM调制中进行3电平动作时的各相中的第1切换控制的定时的图。
在本实施方式中，各相中的第1切换控制是在载波C中在时间轴方向上连续的2个峰值相位中的任意相位中分别执行的。
例如，如图8所示，在模式切换点1中，在载波C的波谷侧的峰值相位的第1定时t1执行V相中的第1切换控制，则在与该波谷侧的峰值相位在时间轴方向上连续的波峰侧的峰值相位的第2定时(t2)执行U相以及W相中的切换控制。在模式切换点2、模式切换点3中也是同样的。
这样，在载波C中在时间轴方向上连续的2个峰值相位中的任意相位中分别执行各相中的第1切换控制，由此能够在载波C的半周期以内进行3相全部的第1切换控制来切换动作模式。
因此，不会在各相之间发生时滞而能够进行动作模式的切换。
接下来，说明与图1所示的电力变换装置100不同的结构的电力变换装置100e。
图9是示出实施方式1所涉及的电力变换装置100e的概略结构的框图。
图9所示的电力变换装置100e相比于图1所示的电力变换装置100，与直流电路部10的分压点2m连接的双向开关SWAe的结构不同。
在该电力变换装置100e中，对作为第3半导体元件的开关元件SW3x(SW3xU、SW3xV、SW3xW)分别串联地连接作为半导体元件的二极管Dx(DxU、DxV、DxW)而构成串联体dx。
另外，对作为第3半导体元件的开关元件SW3y(SW3yU、SW3yV、SW3yW)分别串联地连接作为半导体元件的二极管Dy(DyU、DyV、DyW)而构成串联体dy。
而且，在各相中，将这些2个串联体dx和串联体dy逆并联地连接而构成双向开关SWAe。
在该结构的电力变换装置100e中，也通过执行在半导体开关SW1成为接通的载波信号中的第1定时或者半导体开关SW2成为接通的载波信号中的第2定时切换2电平动作模式和3电平动作模式的第1切换控制，能够在构成双向开关SWA的开关元件SW3中未流过电流的定时进行动作模式的切换。因此，能够抑制动作模式的切换所引起的电流的变动、转矩的变动。
此外，在上述中，关于电力变换器示出了能够输出三相交流的结构的例子，但也可以是单相结构。
另外，在上述中，示出了作为电力变换器20具备的多个半导体元件中的上述设定的半导体元件而使用与直流电路部10的正极侧连接的开关元件SW1(SW1pU、SW1pV、SW1pW)或者与直流电路部10的负极侧连接的开关元件SW2(SW2nU、SW2nV、SW2nW)的例子。
然而，设定的半导体元件不限定于这些开关元件SW1、SW2，只要是通过成为接通状态而确保不会向其他半导体元件流过电流的电流路径使得不会在切换2电平动作模式和3电平动作模式的定时产生电流的错乱的半导体元件即可。
如上所述构成的本实施方式的电力变换装置具备：电力变换器，具有半导体元件且将来自直流电路部的直流电力变换为交流电路部中的交流电力；以及控制部，控制所述电力变换器，其中，
所述控制部具有：3电平动作模式，通过进行所述半导体元件的接通、断开控制，输出由所述直流电路部的正极、负极、所述直流电路部的正极与负极之间的直流电压的分压点上的3电平的电压构成的交流电压；以及2电平动作模式，输出由所述直流电路部的正极、负极上的2电平的电压构成的交流电压，
执行第1切换控制，在该第1切换控制中，在所述半导体元件中的与用于控制所述电力变换器的电压指令的极性对应的被设定的所述半导体元件持续接通状态的定时，切换所述2电平动作模式和所述3电平动作模式。
这样，控制部进行切换输出由直流电路部的正极、负极、分压点上的3电平的电压构成的交流电压的3电平动作模式、和输出由直流电路部的正极、负极上的2电平的电压构成的交流电压的2电平动作模式的第1控制。这样，将电力变换器的动作模式例如根据其动作状态切换为最佳的动作模式。例如，在使输出交流电压更接近正弦波而使高次谐波电流、纹波电流降低的同时，减小对开关元件施加的电压而使开关损失降低的情况下，进行3电平动作模式。另外，例如，在减小半导体元件的导通损失的情况下，进行2电平动作。这样，通过具有切换2电平动作、3电平动作的切换控制，能够进行发挥2电平动作、3电平动作各自的优点的高效的电力变换。
而且，控制部执行根据用于控制电力变换器的电压指令的极性，在设定的半导体元件持续接通状态的定时，切换2电平动作模式和3电平动作模式的第1切换控制。
这样，根据电压指令的极性，在与该极性对应的设定的半导体元件中流过电流的状态下进行第1切换控制，所以能够抑制由于2电平动作和3电平动作的切换引起的电流的错乱、转矩的变动等，而稳定地切换动作模式。
另外，在如上所述构成的本实施方式的电力变换装置中，所述设定的半导体元件持续接通状态的定时是根据用于控制所述电力变换器的所述电压指令的极性决定的。
这样，控制部根据电压指令的极性，决定设定的半导体元件持续接通状态的定时。
这样，根据电压指令的极性，决定设定的半导体元件持续接通状态的定时，所以能够抑制由于2电平动作和3电平动作的切换引起的电流的错乱、转矩的变动等而稳定地切换动作模式。
另外，在如上所述构成的本实施方式的电力变换装置中，所述电力变换器具备：第1支路，将作为所述设定的半导体元件的第1半导体开关以及第2半导体开关串联连接而构成，在所述直流电路部的正极与负极之间并联连接有所述交流电路部的至少1相量；以及第2支路，连接于作为所述第1半导体开关和所述第2半导体开关的连接点的交流端子与所述直流电路部的正极和负极之间的直流电压的分压点之间，具有由所述半导体元件构成且使双向上流过的电流切断或者导通的双向开关。
如上所述，通过具有具备在正极与负极之间并联连接且能够输出直流电路部的正极侧的电压或者负极侧的电压的第1支路、和与直流电路部的分压点连接且能够输出中间电压的第2支路的结构，电力变换装置100具有能够切换2电平动作和3电平动作的电路结构。
另外，在如上所述构成的本实施方式的电力变换装置中，所述控制部
通过进行基于所述电压指令和载波信号的PWM调制来进行所述半导体元件的接通、断开控制，进行所述3电平动作模式和所述2电平动作模式，
在所述电压指令的极性成为正极性的相位区间内且所述第1半导体开关成为接通的载波信号中的第1定时、以及在所述电压指令的极性成为负极性的相位区间内且所述第2半导体开关成为接通的载波信号中的第2定时，分别生成基本信号，
在生成了所生成的多个所述基本信号中的任意的所述基本信号的相位中，执行切换所述2电平动作模式和所述3电平动作模式的所述第1切换控制。
这样，控制部在输出电压指令的极性成为正极性的相位区间内且作为设定的半导体元件的第1半导体开关成为接通的载波信号中的第1定时、以及在输出电压指令的极性成为负极性的相位区间内且作为设定的半导体元件的第2半导体开关成为接通的载波信号中的第2定时，分别生成基本信号。
而且，控制装置在生成了所生成的这些多个基本信号中的任意的基本信号的相位中，执行切换2电平动作模式和3电平动作模式的第1切换控制。
由此，进行切换2电平动作模式和3电平动作模式的切换控制的定时成为第1半导体开关成为接通的载波信号中的第1定时或者第2半导体开关成为接通的载波信号中的第2定时。
在此，对交流端子输出直流电路部的分压点上的中间电位的第2支路连接于：作为与直流电路部的正极侧连接的第1半导体开关和与负极侧连接的第2半导体开关的连接点的交流端子、与直流电压的分压点之间。
因此，在第1半导体开关或者第2半导体开关为接通状态的情况下，成为在这些第1半导体开关或者第2半导体开关中流过电流的状态，成为在构成该第2支路的第3半导体开关中几乎不流过电流的状态。
因此，能够在构成第2支路的第3半导体开关中未流过电流的状态下进行第1切换控制，所以能够抑制由于2电平动作和3电平动作的切换引起的电流的错乱、转矩的变动等而稳定地切换动作模式。
特别地，在发生电流的错乱时转矩出现变动而成为问题的电动汽车等的驱动用电动机中，通过应用本实施方式的电力变换装置，能够进行稳定的运转。
另外，在本实施方式中，在电平判定部中，根据作为表示电力变换器20的动作状态的要素的被检测的交流各相的相电流，判定使电力变换器的动作模式成为2电平动作还是成为3电平动作。由此，选择与电力变换器的损失对应的动作模式，所以能够在维持低损失的状态下稳定地切换2电平动作和3电平动作。
另外，在如上所述构成的本实施方式的电力变换装置中，所述双向开关具有作为所述半导体元件的二极管和作为所述半导体元件的第3半导体开关，将逆并联连接有所述二极管的所述第3半导体开关逆串联连接而构成，或者将把所述二极管和所述第3半导体开关串联连接而成的串联体逆并联连接而构成。
通过使第2支路的双向SWA成为这样的结构，例如在2电平动作模式时开关元件SW1pU为接通状态时，进行切换到3电平动作模式的第1切换控制，使双向开关SWA的开关SW3xU成为接通状态。而且，之后，使开关元件SW1pU成为断开并且使双向开关SWA的开关元件SW3yU成为接通状态，向交流端子Ac输出中间电位。在使该开关元件SW3yU成为接通状态时，在与开关元件SW3yU并联连接的二极管中流过电流。因此，不会产生由于使开关元件SW3xuU成为接通而引起的电流的错乱。
此外，开关元件SW3xU在开关元件SW1pU为接通状态时已经切换到接通状态，所以不会产生开关元件SW3xU的接通、断开所引起的开关损失。因此，即使在2电平动作模式和3电平动作模式的切换前后也能够抑制损失。
另外，在如上所述构成的本实施方式的电力变换装置中，载波信号中的波峰侧的峰值相位或者波谷侧的峰值相位的一方是所述第1定时，另一方是所述第2定时。
这样，与载波信号的波峰侧或者波谷侧的峰值相位的定时同步地，决定进行第1切换控制的第1定时、第2定时，由此能够在与直流电路部的正极侧或者负极侧连接的半导体开关可靠地成为接通的状态下，进行第1切换控制，所以能够可靠地得到电流的错乱、转矩的变动的抑制效果。
另外，在如上所述构成的本实施方式的电力变换装置中，在具备多个相量的所述第1支路的结构中，各相中的所述第1切换控制是在载波信号中在时间轴方向上连续的2个峰值相位中的任意相位中分别执行。
由此，能够在载波信号的半周期以内执行各相的第1切换控制，所以能够抑制在各相的切换的定时发生大的偏移而动作变得不稳定。特别地，在电力变换器进行高速的动作的情况下，能够降低各相之间的时滞，使动作稳定化。
实施方式2.
以下，以与上述实施方式1不同的部位为中心，使用附图说明本申请的实施方式2。对与上述实施方式1同样的部分附加同一符号而省略说明。
图10是用于说明实施方式2的控制装置50中的执行3电平动作模式时的进行第1切换控制的定时的图。
电力变换装置100利用未图示的检测器检测在电力变换器20的各相与交流旋转机30的各相之间流过的各相电流iph。检测的电流iph成为交流电流。本实施方式所涉及的电力变换装置100构成为考虑该检测的电力变换器20的相电流iph的极性来决定执行切换3电平动作和2电平动作的第1切换控制的定时。
如图10所示，在电力变换器20进行功率因数非1的运转的情况下，产生电压指令Vref*的极性和在与该电压指令Vref*的极性对应的相中流过的相电流iph的极性不一致的相位期间T3。
控制装置50从在电压指令Vref*的极性和在与电压指令Vref对应的相中流过的相电流iph的极性一致的相位范围T4a、T4b内生成的多个FF使能信号FFe中，决定执行第1切换控制的FF使能信号FFe。
即，控制装置50在电压指令Vref*和相电流iph都为正极性的相位范围T4a内，从在载波C的波谷侧的峰值相位中生成的FF使能信号FFe中，决定执行第1切换控制的FF使能信号FFe。而且，控制装置50在该决定的FF使能信号FFe的相位中执行第1切换控制。
另外，在电压指令Vref*与相同的相的电流iph都为负极性的相位范围T4b内，从在载波C的波峰侧的峰值相位中生成的FF使能信号FFe中，决定执行第1切换控制的FF使能信号FFe。而且，控制装置50在该决定的FF使能信号FFe的相位中执行第1切换控制。
这样，通过成为在电压指令Vref*的极性和相电流iph的极性不一致的相位期间T3内不进行第1切换控制的结构，能够在构成与中间电位Vd/2连接的第2支路22的双向开关SWA的开关元件SW3中几乎不流过电流的状态下进行第1切换控制。
例如，在功率因数偏离1时，即使电压指令Vref为正极性、且与直流电路部10的正极侧连接的开关元件SW1pU为接通状态，也有时从交流旋转机30侧经由与开关元件SW1pU逆并联地连接的二极管朝向直流电路部10逆向地流过负电流。
这样，设为在从交流旋转机30侧向开关元件SW1pU的并联二极管流过电流的状态下，进行了从2电平动作切换到3电平动作的第1切换控制。在该第1切换控制中，使开关元件SW1pU成为断开，使开关元件Sw3yU成为接通时，来自交流旋转机30的电流经由开关元件SW3yU瞬时流到分压点1m侧(+Vd/2)。因此，由于在使开关元件SW3yU成为接通时流过的该电流，开关损失增加。
在本实施方式中，在切换电力变换器20的动作模式的瞬间以及在其前后，控制成选择在构成第2支路22的双向开关SWA的开关元件SW3中不流过电流的状态，由此降低开关损失。
在如上所述构成的本实施方式的电力变换装置中，控制部从在所述输出电压指令的极性和在与所述输出电压指令对应的相中流过的电流的极性一致的相位范围内生成的多个所述基本信号中，决定执行所述第1切换控制的所述基本信号。
由此，能够抑制在2电平动作和3电平动作中切换电力变换器的动作模式时的电流的错乱、转矩的变动等而稳定地切换动作模式。
在此，3相交流在相之间有120度的相位差，所以在这样功率因数偏离1的状态下，针对3相在电压指令Vref和相电流iph为同极性的定时进行第1控制切换控制的情况下，有时在载波C的半周期内无法进行3相全部的第1切换控制。在该情况下，在3相之间尽可能不产生时滞地进行第1切换控制的情况下，对3相之间附加优先次序来进行第1切换控制。例如，也可以在优先次序高的U相中进行了第1切换控制的定时，其他V相、W相也进行切换。
在此，在优先次序低的其他2相中进行第1控制的定时不限定于与进行优先次序高的相的第1控制的定时是同时的，只要是从优先次序高的相中进行了第1控制的定时起与载波C的半周期以内的期间相当的定时即可。
其结果，不会在各相之间发生时滞，而能够进行动作模式的切换，能够进行稳定的运转。
实施方式3.
以下，以与上述实施方式1不同的部位为中心，使用附图说明本申请的实施方式3。对与上述实施方式1同样的部分附加同一符号而省略说明。
实施方式3所涉及的电力变换装置100构成为能够进行：使载波的相位与电压指令Vref*的相位同步并以基波频率的整数倍决定载波频率Fc的同步PWM调制模式。基波频率是指电压指令Vref*的频率。另外，非同步PWM调制模式是使载波频率Fc不与基波频率同步而设定为恒定的频率的方式。在同步PWM调制模式中，将载波C设为基波1周期的3、6、9等3的倍数的脉冲数N，进行PWM控制。
在本实施方式中，执行第2切换控制，在该第2切换控制中，在基波频率低时进行非同步PWM调制模式，在基波频率变高时进行同步PWM调制模式。
另外，本实施方式3所涉及的电力变换装置100进行第3切换控制，在该第3切换控制中切换：作为相对电压指令Vref*的一个周期的载波C的脉冲数，使用设定的第1脉冲数N1来进行PWM调制的第1脉冲数调制模式；和作为相对电压指令Vref*的一个周期的载波C的脉冲数，使用设定的第2脉冲数N2来进行PWM调制的第2脉冲数调制模式。
在此，本实施方式3所涉及的电力变换装置100与实施方式1、2所示的在2电平动作与3电平动作之间切换电力变换器20的动作模式的第1切换控制的执行同时地进行上述第2切换控制或者第3切换控制。
首先，说明控制装置50与第1切换控制的执行同时地进行切换载波C的脉冲数N的第3切换控制的情况。
图11示出在实施方式3所涉及的电力变换装置100的同步PWM调制模式中，进行关于载波C的脉冲数使用设定的第1脉冲数N1(9个脉冲)的第1脉冲调制模式的情况和进行使用设定的第2脉冲数N2(3个脉冲)的第2脉冲调制模式的情况下的各个载波C和电压指令Vref*的相位关系。
在同步PWM调制模式中，将相对电压指令Vref*的一个周期的载波C的脉冲数从设定的第1脉冲数即3个脉冲切换到设定的第2脉冲数即9个脉冲的定时是由载波C的相位决定的。例如，在图11所示的相位关系的定时，在相位120度的地方，3个脉冲和9个脉冲的载波C的波谷的定时是共同的，即成为同相位。另外，在相位300度的地方，3个脉冲和9个脉冲的载波C的波峰的定时是共同的，即成为同相位。
这样，控制装置50根据在生成的多个FF使能信号FFe中的在该相位120度或者300度中生成的FF使能信号FFe，执行切换2电平动作模式和3电平动作模式的第1切换控制。
而且，与该第1切换控制的执行同时地执行从以3个脉冲数进行PWM调制的第1脉冲数调制模式变更为以9个脉冲数进行PWM调制的第2脉冲数调制模式的第3切换控制。例如，在图11所示的相位120度中，从3电平9脉冲的动作模式切换为2电平3脉冲的动作模式。
这样，在与2电平动作和3电平动作的切换同时地将同步PWM调制模式时的载波C的脉冲数N也切换的情况下，如果在这样的定时切换，则不会引起电流错乱、开关损失的增加等而能够稳定地进行模式切换。
图12示出在实施方式3所涉及的电力变换装置100的同步PWM调制模式中，进行关于载波C的脉冲数使用9个脉冲的第1脉冲调制模式的情况和进行使用3个脉冲的第2脉冲调制模式的情况下的各个载波C和电压指令Vref*的相位关系。
在图12中，相比于图11，载波C相对电压指令Vref*的相位关系不同。
在图12所示的相位关系中，在9个脉冲的第1脉冲调制模式与3个脉冲的第2调制模式之间，载波C的波谷的定时未成为同相位，但是在相位30、150、210、300度的定时，在9个脉冲的第1脉冲调制模式与3个脉冲的第2调制模式之间，电流状态等接近。电流状态接近是指，在9个脉冲的第1脉冲调制模式和3个脉冲的调制模式中，与直流电路部10的正极侧连接的开关元件SW1和与负极侧连接的开关元件SW2的接通、断开状态相同。
因此，控制装置50在9个脉冲的第1脉冲调制模式与3个脉冲的调制模式之间分别生成的FF使能信号FFe中的、在第1脉冲数调制模式和第2脉冲数调制模式这双方中开关元件SW1成为接通的载波信号中的第1定时的相位或者开关元件SW2成为接通的第2定时的相位中生成的FF使能信号FFe的相位中，与第1切换控制的执行同时地进行切换载波C的脉冲数N的第3切换控制。
由此，不会发生电流的错乱、转矩的变动，而能够稳定地切换动作模式。
在此，在图12所示的相位关系中，在电压指令Vref*的振幅小的情况等下，在相位30、150、210、300度的定时，在9个脉冲的第1脉冲调制模式和3个脉冲的第2调制模式中，与直流电路部10的正极侧连接的开关元件SW1和与负极侧连接的开关元件SW2的接通、断开状态有时不同。本实施方式的控制装置50如上所述选出多个FF使能信号FFe中的、在第1脉冲数调制模式和第2脉冲数调制模式这双方中开关元件SW1、SW2的开关状态成为相同的FF使能信号FFe，所以不依赖于电压指令Vref*的振幅的大小，能够抑制切换前后的各个模式下的电流状态的差异而稳定地切换动作模式。
图13是示出在实施方式1所涉及的电力变换装置100中以同步PWM调制模式和非同步PWM调制模式进行的情况下的各个载波C和电压指令Vref*的相位关系的图。
在此，在非同步PWM调制模式中，未控制载波C的相位，所以载波C相对电压指令Vref*的相位随着其动作条件而不同。因此，如图13所示，控制装置50在同步PWM调制模式和非同步PWM调制中与直流电路部10的正极侧连接的开关元件SW1和与负极侧连接的开关元件SW2的接通、断开状态成为相同的瞬间的相位中，同时进行第1切换控制和切换同步PWM调制模式以及非同步PWM调制的第2切换控制。
由此，不会发生电流的错乱、转矩的变动而能够稳定地切换动作模式。
在如上所述构成的本实施方式的电力变换装置中，所述控制部与所述第1切换控制的执行同时地进行第3切换控制，在该第3切换控制中，切换作为相对所述输出电压指令的一个周期的载波信号的脉冲数使用设定的第1脉冲数来进行PWM调制的第1脉冲数调制模式和使用设定的第2脉冲数来进行PWM调制的第2脉冲数调制模式。
这样，在本实施方式的电力变换装置中，也起到与实施方式1、2同样的效果，能够抑制由于2电平动作和3电平动作的切换引起的电流的错乱、转矩的变动等而稳定地切换动作模式。
进而，成为与该第1切换控制同时进行切换使用第1脉冲数来进行PWM调制的第1脉冲数调制模式和使用第2脉冲数来进行PWM调制的第2脉冲数调制模式的第3切换控制的结构，由此能够在抑制由于动作模式的切换引起的电流的错乱、转矩的变动等的同时，进行与电压指令的频率对应的输出电压误差的抑制控制。
另外，在如上所述构成的本实施方式的电力变换装置中，同时进行所述第1切换控制和所述第3切换控制的所述基本信号是：在所述第1脉冲数调制模式和所述第2脉冲数调制模式中分别生成的多个所述基本信号中的、在所述第1脉冲数调制模式和所述第2脉冲数调制模式这双方中所述第1半导体开关成为接通的载波信号中的所述第1定时的相位、或者在所述第1脉冲数调制模式和所述第2脉冲数调制模式这双方中所述第2半导体开关成为接通的所述第2定时的相位中生成的所述基本信号。
这样，作为指示同时进行第1切换控制和第3切换控制的相位的基本信号的FF使能信号是在第1脉冲数调制模式和第2脉冲数调制模式这双方中第1半导体开关成为接通的载波信号中的第1定时的相位或者第2半导体开关成为接通的所述第2定时的相位中生成的。因此，能够进行在切换前后的动作模式中电流状态类似的状态下的动作模式的切换，能够进一步抑制由于动作模式的切换引起的电流的错乱、转矩的变动等，能够稳定地切换动作模式。
另外，在如上所述构成的本实施方式的电力变换装置中，所述控制部与所述第1切换控制的执行同时地进行第2切换控制，在该第2切换控制中，切换通过与所述输出电压指令的频率非同步的一定频率的载波信号进行调制的非同步PWM调制模式、和通过与所述输出电压指令的频率同步的频率的载波信号进行调制的同步PWM调制模式。
这样，起到与实施方式1、2同样的效果，能够抑制由于2电平动作和3电平动作的切换引起的电流的错乱、转矩的变动等而稳定地切换动作模式。
进而，成为与该所述第1切换控制的执行同时进行切换非同步PWM调制模式和同步PWM调制模式的第2切换控制的结构，由此能够在抑制由于动作模式的切换引起的电流的错乱、转矩的变动等的同时，进行与电压指令的频率对应的输出电压误差的抑制控制。
另外，在如上所述构成的本实施方式的电力变换装置中，同时进行所述第1切换控制和所述第2切换控制的所述基本信号是：在所述非同步PWM调制模式和所述同步PWM调制模式中分别生成的多个所述基本信号中的、在所述非同步PWM调制模式和所述同步PWM调制模式这双方中所述第1半导体开关成为接通的载波信号中的所述第1定时的相位、或者在所述非同步PWM调制模式和所述同步PWM调制模式这双方中所述第2半导体开关成为接通的所述第2定时的相位中生成的所述基本信号。
这样，作为指示同时进行第1切换控制和第2切换控制的相位的基本信号的FF使能信号是在同步PWM调制模式和非同步PWM调制模式这双方中第1半导体开关成为接通的载波信号中的第1定时的相位或者第2半导体开关成为接通的所述第2定时的相位中生成的。
因此，能够进行在切换前后的动作模式中电流状态类似的状态下的动作模式的切换，能够进一步抑制由于动作模式的切换引起的电流的错乱、转矩的变动等，能够稳定地切换动作模式。
另外，即使在根据电压指令Vref*的振幅的大小、载波C的相位的状态，各动作模式中第1、第2半导体开关的接通、断开状态不同的情况下，也在成为电流状态类似的状态的相位时，执行第1切换控制和第2切换控制。这样，在电力变换器的动作运转中，能够稳定地监视切换动作模式的相位，决定切换动作模式的定时。
图14是示出实施方式1以及实施方式2所示的控制装置50、250的硬件的一个例子的图。
关于实施方式1以及实施方式2所示的控制装置50、250，如图14示出的硬件的一个例子，由处理器58和存储装置59构成。存储装置59具备未图示的随机存取存储器等易失性存储装置和闪存存储器等非易失性的辅助存储装置。
另外，也可以代替闪存存储器而具备硬盘的辅助存储装置。处理器58执行从存储装置59输入的程序。在该情况下，从辅助存储装置经由易失性存储装置向处理器58输入程序。另外，处理器58既可以将运算结果等数据输出给存储装置59的易失性存储装置，也可以将数据经由易失性存储装置保存到辅助存储装置。
如以上说明，关于电力变换器的控制，也能够用软件处理，也能够以廉价的成本实现。
本申请记载了各种例示性的实施方式以及实施例，但是1个或者多个实施方式记载的各种特征、方案、以及功能不限于特定的实施方式的应用，能够单独或者以各种组合应用于实施方式。
因此，在本申请公开的技术范围内可设想未例示的无数的变形例。例如，包括将至少1个构成要素变形的情况、追加的情况或者省略的情况、进而抽出至少1个构成要素并与其他实施方式的构成要素组合的情况。

Claims (12)

1.一种电力变换装置，具备：
电力变换器，具有半导体元件且将来自直流电路部的直流电力变换为交流电路部中的交流电力；以及
控制部，控制所述电力变换器，
其中，所述控制部具有：
3电平动作模式，通过进行所述半导体元件的接通、断开控制，输出由所述直流电路部的正极、负极、所述直流电路部的正极与负极之间的直流电压的分压点上的3电平的电压构成的交流电压；以及
2电平动作模式，输出由所述直流电路部的正极、负极上的2电平的电压构成的交流电压，
执行第1切换控制，在该第1切换控制中，在所述半导体元件中的与用于控制所述电力变换器的电压指令的极性对应的被设定的所述半导体元件持续接通状态的定时，切换所述2电平动作模式和所述3电平动作模式。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
所述被设定的半导体元件持续接通状态的定时是根据用于控制所述电力变换器的所述电压指令的极性决定的。
3.根据权利要求1或者2所述的电力变换装置，其中，
所述电力变换器具备：
第1支路，将作为所述被设定的半导体元件的第1半导体开关以及第2半导体开关串联连接而构成，所述交流电路部的至少1相量在所述直流电路部的正极与负极之间并联连接；以及
第2支路，连接于作为所述第1半导体开关和所述第2半导体开关的连接点的交流端子、与所述直流电路部的正极和负极之间的直流电压的分压点之间，具有由所述半导体元件构成且将双向上流过的电流切断或者导通的双向开关。
4.根据权利要求3所述的电力变换装置，其中，
所述控制部
通过进行基于所述电压指令和载波信号的PWM调制来进行所述半导体元件的接通、断开控制，进行所述3电平动作模式和所述2电平动作模式，
在所述电压指令的极性成为正极性的相位区间内且所述第1半导体开关成为接通的载波信号中的第1定时、以及在所述电压指令的极性成为负极性的相位区间内且所述第2半导体开关成为接通的载波信号中的第2定时，分别生成基本信号，
在生成了所生成的多个所述基本信号中的任意的所述基本信号的相位中，执行切换所述2电平动作模式和所述3电平动作模式的所述第1切换控制。
5.根据权利要求4所述的电力变换装置，其中，
载波信号中的波峰侧的峰值相位或者波谷侧的峰值相位中的一方是所述第1定时，另一方是所述第2定时。
6.根据权利要求4或者5所述的电力变换装置，其中，
所述双向开关
具有作为所述半导体元件的二极管和作为所述半导体元件的第3半导体开关，
将逆并联连接有所述二极管的所述第3半导体开关逆串联连接而构成，或者将串联连接所述二极管和所述第3半导体开关而成的串联体逆并联连接而构成。
7.根据权利要求4至6中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
在具备多个相量的所述第1支路的结构中，各相中的所述第1切换控制是在载波信号中在时间轴方向上连续的2个峰值相位中的任意相位中分别执行的。
8.根据权利要求4至7中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
所述控制部从所述电压指令的极性和在与所述电压指令对应的相中流过的电流的极性一致的相位范围内生成的多个所述基本信号中，决定执行所述第1切换控制的所述基本信号。
9.根据权利要求4至8中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
所述控制部与所述第1切换控制的执行同时地进行第2切换控制，在该第2切换控制中，切换通过与所述电压指令的频率非同步的一定频率的载波信号进行调制的非同步PWM调制模式、和通过与所述电压指令的频率同步的频率的载波信号进行调制的同步PWM调制模式。
10.根据权利要求9所述的电力变换装置，其中，
同时进行所述第1切换控制和所述第2切换控制的所述基本信号是：在所述非同步PWM调制模式和所述同步PWM调制模式中分别生成的多个所述基本信号中的、在所述非同步PWM调制模式和所述同步PWM调制模式这双方中所述第1半导体开关成为接通的载波信号中的所述第1定时的相位、或者在所述非同步PWM调制模式和所述同步PWM调制模式这双方中所述第2半导体开关成为接通的所述第2定时的相位中生成的所述基本信号。
11.根据权利要求4至10中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
所述控制部与所述第1切换控制的执行同时地进行第3切换控制，在该第3切换控制中，切换作为相对所述电压指令的一个周期的载波信号的脉冲数使用被设定的第1脉冲数来进行PWM调制的第1脉冲数调制模式和作为相对所述电压指令的一个周期的载波信号的脉冲数使用被设定的第2脉冲数来进行PWM调制的第2脉冲数调制模式。
12.根据权利要求11所述的电力变换装置，其中，
同时进行所述第1切换控制和所述第3切换控制的所述基本信号是：在所述第1脉冲数调制模式和所述第2脉冲数调制模式中分别生成的多个所述基本信号中的、在所述第1脉冲数调制模式和所述第2脉冲数调制模式这双方中所述第1半导体开关成为接通的载波信号中的所述第1定时的相位、或者在所述第1脉冲数调制模式和所述第2脉冲数调制模式这双方中所述第2半导体开关成为接通的所述第2定时的相位中生成的所述基本信号。
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JP2002247862A (ja) * 2001-02-20 2002-08-30 Hitachi Ltd 電力変換装置
JP2006304530A (ja) * 2005-04-22 2006-11-02 Hitachi Ltd 電力変換装置の運転方法
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