JPH03235671A

JPH03235671A - 並列多重インバータの循環電流抑制方法および並列多重インバータ

Info

Publication number: JPH03235671A
Application number: JP2028677A
Authority: JP
Inventors: Kazuaki Tobari; 和明戸張; Toshiaki Okuyama; 俊昭奥山; Takashi Ikimi; 高志伊君; Mitsusachi Motobe; 本部　光幸; Yuzuru Kubota; 久保田　譲; Kenzo Kamiyama; 神山　健三
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1990-02-08
Filing date: 1990-02-08
Publication date: 1991-10-21

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、並列多重インバータに係り、具体的には並列
多重インバータの出力端に接続された並列リアクトルを
介して流れる循環電流の抑制に関する。

〔従来の技術〕

電圧形インバータの大容量化を図るため、複数台のイン
バータ（単位インバータ）の出力を並列リアクトルを介
して並列多重接続してなる多重方式が採用されている。

しかし、このような並列多重インバータによると、出力
電圧が零のスイッチングモードのときに、並列リアクト
ルを介して各単位インバータ間を還流する循環電流が発
生するという問題があった。

このような循環電流を抑制制御する方法として。

特開平−１１００６２号公報に提案されているように、
各単位インバータのオンとオフ信号のタイミングを調整
して循環電流を制御することが知られている。

また、特開昭６３−２８７３７１号公報には、各相部の
循環電流の振幅と位相を検出してフィードバックし、パ
ルス幅変調にかかる各相電圧指令値の振幅と位相を補正
制御して循環電流を減少させる方法が提案されている。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかし、上記従来技術は、各単位インバータのパルス幅
変調にかかる搬送波信号がすべて同相で同一レベルのも
のを前提とするものであり、スイッチング素子の特性の
ばらつき（ターンオン、ターンオン時間やオン電圧など
）に起因して流れる循環電流を抑制する技術である。し
たがって出力高調波を低減すべく各単位インバータの搬
送波信号の位相と電圧レベルずらした並列多重インバー
タの循環電流抑制に適用することはできない。

本発明の目的は、単位インバータの搬送波信号の位相と
電圧レベルをずらして出力高調波を低減してなる並列多
重インバータの循環電流を最小化し、並列リアクトルを
小形化するとともに装置の効率を向上させることにある
。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は、上記目的を達成するため、スイッチ素子をブ
リッジ接続してなる複数のインバータ主回路を中性点が
接地された直流電源に並列接続し。

該各インバータ主回路の交流出力端の同一相間をそれぞ
れ並列リアクトルを介して接続し、該並列リアクトルの
中点を交流出力端とし、前記各インバータ主回路のスイ
ッチ素子を出力電圧指令と前記各インバータ主回路毎に
定められた搬送波信号とを比較して得られるパルス幅変
調信号基づいたスイッチングモードによりオン・オフ制
御するようにしてなる並列多重インバータの循環電流抑
制方法において、前記並列多重インバータの出力電圧を
零とする期間のスイッチングモードを選択するにあたり
、直前の循環電流の極性を検出し、該循環電流を減少さ
せるスイッチングモードを選択することを特徴とするも
のである。

また、中性点が接地された直流電源と、スイッチ素子を
ブリッジ接続してなり前記直流電源に並列接続されてな
る複数のインバータ主回路と、該各インバータ主回路の
交流出力端の同一相間を接続してなる並列リアクトルと
、出力電圧指令と前記各インバータ主回路毎に定められ
た搬送波信号とを比較して得られるパルス櫂変調信号基
づいたスイッチングモードにより前記各インバータ主回
路のスイッチ素子をオン・オフ制御するインバータ制御
回路とを備え、前記並列リアクトルの中点を交流出力端
とする並列多重インバータにおいて、前記並列多重イン
バータの出力電圧を零とする期間のスイッチングモード
を選択するスイッチングモード選択手段と、前記並列リ
アクトルを介して流れる循環電流の極性を検出する循環
電流極性検出手段と、該検出された循環電流の極性を前
記スイッチングモードの切り替えタイミングに同期して
記憶する記憶手段とを備え、前記スイッチモード選択手
段は、出力電圧を零とする期間に同期したパルス信号が
入力されたとき前記記憶手段から該期間の直前の循環電
流の極性を取り込み、該極性が正であれば前記並列リア
クトルの端子電圧が負になるスイッチングモードを選択
し、該極性が負であれば前記並列リアクトルの端子電圧
が正になるスイッチングモードを選択するものであるこ
とを特徴とする。

なお、前記循環電流の極性を記憶するタイミングは、前
記出力電圧の正又は負のスイッチングモードに切り替わ
るタイミングとすることができる。

また、前記循環電流の極性を記憶するタイミングが、前
記搬送波の周期に同期させることができる。

〔作用〕

このように構成されることから、本発明によれば、次の
作用により上記目的が達成される。

並列多重インバータの循環電流は、インバータの出力電
圧が零になるスイッチングモードの期間に並列リアクト
ルに加わる電圧により流れる。また、出力電圧が零にな
るスイッチングモードは例えば二種類あり、それらは並
列リアクトルに異なる極性の電圧を加える関係にある。

したがって、出力電圧零の期間の直前のスイッチングモ
ードにおける循環電流を検出し、その極性と逆の極性の
電圧を印加するスイッチングモードを選択することによ
り、並列リアクトルには循環電流を減少させる方向の電
圧が印加される。その結果、並列リアクトルを介して単
位インバータ間に流れる循環電流を抑制することができ
る。

〔実施例〕

以下、本発明を実施例に基づいて説明する。

第１図に本発明が適用されてなる一実施例の全体構成図
を示す。図示のように、並列多重インバータ本体部１は
直流電圧を正とＯと負の３つのレベルの出力電圧に変換
し、負荷としての交流電動機２に３相の交流電圧を供給
するようになっている。並列多重インバータ本体部１は
、直列接続された２つの直流電源３，４と、平滑コンデ
ンサ５と、インバータ主回路６，７と、並列リアクトル
ｓｕ、ａｖ、ｓｗとを有して構成されている。平滑コン
デンサ５は直流電源３と４を直列接続したものに並列接
続され、直流電源３と４の接続点が接地されている。イ
ンバータ主回路６と７はそれぞれグレーツ結線されたス
イッチング素子としての自己消弧素子５ＩＵ−８４Ｗと
、それらに逆並列接続された帰還ダイオードＤＩＵ−Ｄ
４Ｗとから構成される。自己消弧素子としてはトランジ
スタやゲートターンオフサイリスタなどのスイッチング
素子が用いられる。なお、非自己消弧素子であってもよ
い。インバータ主回路６とインバータ主回路７の各相Ｕ
、Ｖ、Ｗの交流出力端は、各々中間タップ付並列リアク
トル８Ｕ、８Ｖ、８Ｗの両端に接続されている。並列リ
アクトル８Ｕ、８Ｖ、ＳＷの中間タップには交流電動機
２が接続される。インバータ主回路６の各相の出力電流
を検出する電流検出器９Ｕ、９Ｖ、９Ｗと、インバータ
主回路７の各相の出力電流を検出する電流検出器１０Ｕ
、ＩＯＶ、ＩＯＷとが設けられている。

それらの出力電流は加算器１１に導びかれ、ここで差を
求めることにより循環電流が検出される。

次に、制御回路の構成を説明する。

第１図実施例では、Ｕ相のみ図示しているが、他のＶ相
、Ｗ相も同様の構成を有し、同一の動作を行うようにな
っている。パルス幅変調制御のための搬送波信号を発生
する発振器１２の出力信号は、加算器１３と１４に加え
られる。加算器１３と１４はそれぞれ定数器１５と１６
の信号に搬送波信号を加算し、２つの搬送波信号を演算
する。

なお、定数＠１５と１６は搬送波信号の電圧レベルを設
定するもので、本実施例では、搬送波信号の全振幅を“
１″としたとき、一方はレベルを“１／２”だけ正側に
シフトし、他方は”　１　／　２”だけ負側にシフトす
るように設定されている。このようにしてレベルがシフ
トされた搬送波信号はそれぞれ比較器１７と１８に加え
られる。比較器１７と１８はそれぞれＵ相の呂力電圧指
令信号本Ｖｕと搬送波信号とを比較し、出力電圧指令信号零Ｖｕが大きいときに′１″を、それ以外のときはＩＩ　
Ｏ＋１を出力する。その出力信号はＯＲ回路２２と２４
に加えられる一方、ＮＯＴ回路１９と２０を介してＯＲ
回路２３と２５に加えられる。ＯＲ回路２２と２４の出
力はインバータ主回路６と７の上アームのスイッチング
素子ＳＩＵとＳ３Ｕのゲートに印加され、ＯＲ回路２３
と２５の出力はインバータ主回路６と７の下アームのス
イッチング素子Ｓ２ＵとＳ４Ｕのゲートに印加されてい
る。

ここで、本発明の特徴部分に係る循環電流抑制制御回１
３０とその関連構成について説明する。

循環電流抑制制御回路３０は循環電流極性検出回路３１
と、スイッチングモードの切り替えタイミングに同期さ
せて前記循環電流の極性検出タイミング信号を出力する
タイミング信号発生回路３２と、これらの回路３１と３
２の出力を乗算する乗算器３３と、その乗算結果である
循環電流の極性を記憶する記憶回路３４と、前記ＮＯＴ
回路１９と比較器１８の出力信号の論理積を出力するＡ
ＮＤ回路２１の出力信号と前記記憶回路３４の出力信号
とを乗算する乗算器３５と、その乗算結果に基づいて並
列多重インバータの出力電圧を零とする期間のスイッチ
ングモードを選択するスイッチングモード選択回路３６
とを有して形成されている。循環電流極性検出回路３１
は前記加算器１１により検出された循環電流を取り込み
、その極性が正のときは１１１　＋＋、負のときは“−
１″の信号を出力するようになっている。タイミング（
Ｆ号発生回路３２は電圧指令極性判別回路２６から電圧
指令Ｖｕの極性が正のときはｌ　ｌ　Ｔｊ、負のときは
ｔｔ−１ｎの判別信号を入力するとともに、発振器１２
から搬送波信号を入力し、電圧指令Ｖｕが正のときは搬
送波信号の谷点の位相に同期させたタイミング信号（パ
ルス）を出力し、電圧指令Ｖｕが負のときは白点の位相
に同期させたタイミング信号を出力するようになってい
る。スイッチングモード選択回路３６は乗算器３５の出
力が正とＯと負の場合によって異なる動作をするように
なっており、正のときはスイッチング素子５２ｔＪとＳ
３Ｕをオンさせ、負のときはスイッチング素子ＳＩＵと
Ｓ４Ｕをオンさせ、０のときは信号を出力しないように
なっている。

次に、このように構成される実施例の動作について説明
する。

並列多重インバータの出力は並列リアクトル８Ｕ、８Ｖ
、８Ｗの中間タップより得られ、その大きさはインバー
タ主回路６と７の出力電圧の和である。インバータ主回
路６，７の各相の動作は位相が異なるのみであるから、
Ｕ相の動作を中心に説明する。並列多重インバータのＵ
相の８カ電圧は、インバータ主回路６，７を構成する自
己消弧素子ＳＩＵ、Ｓ２Ｕ、Ｓ３Ｕ、Ｓ４Ｕのオン・オ
フによって変化する。第１図において循環電流抑制制御
回路３０が無いものとすると、比較器１７゜１８の出力
信号Ｘｉ、Ｘ２と、自己消弧素子ＳＩＵ、Ｓ２Ｕ、Ｓ３
Ｕ、Ｓ４Ｕのオン状態とは第２図に示すようになる。第
２図において、信号零Ｘｉ、Ｘ２が１１１　＋＋は出力電圧指令Ｖｕが搬送波
信号に比較して大きい場合を表し、○″はその逆を表わ
す。出力電圧がＯの期間には並列用リアクＩ−ル８Ｕの
端子に電位差が生じ、循環電流が発生する。ここでＸ１
＝Ｏ，Ｘ２＝１のみのスイッチングモードを選択し、Ｘ
１＝Ｌ　Ｘ２＝０のモードを選択しないと仮定すると、
並列リアクＩ−ル８Ｕの端子に一２Ｅの電位差が継続し
て生じ、インバータ主回路７から並列リアクトル８Ｕ、
８Ｖ。

８Ｗを介してインバータ主回路８へ過大な直流電流が流
れ、インバータの損失が増加することになる。そこで、
本実施例では第３図に示すように、並列多重インバータ
の出力電圧を０とする２つのスイッチングモード、すな
わち、ＳＩＵとＳ４Ｕをオン、あるいはＳ２ＵとＳ３Ｕ
をオンする２つのスイッチングモードを、循環電流の極
性により使い分けて、循環電流を減少させる循環電流抑
制制御回路３０を設けたのである。

ここで、その動作を第４図を用いて説明する。

本出力電圧指令Ｖｕは通常は正弦波であるが、ここでは説
明を簡単にするため、第４図（ａ）に示すようは方形波
のａカミ圧指令Ｖｕが与えられた場合を仮定する。比較
器１７はＵ相のａカミ圧指令本Ｖｕと実線で示す搬送波信号を比較する。比較器１８は
Ｕ相の電圧指令Ｖｕと破線で示す搬送波信号を比較する
。その結果、並列用リアクトル８Ｕから第４図（ｂ）に
示すような電圧が出力される。

この時、インバータ出力電圧が０期間に発生するＡＮＤ
回路２１の出力信号は第４図（ｃ）のようになる。すな
わち、出力電圧がＯ電圧の期間に相当する。一方、タイ
ミング信号発生器３２は並列多重インバータ出力が正又
は負の電圧を出力する期間中の所定のタイミングで信号
を発生する。例えば、図示のようにＵ相の出力電圧指令
Ｖｕが正の場合は、比較器１７の搬送波信号が０１ノベ
ルのタイミングで、またＵ相の出力電圧指令が負の場合
は、比較＠１８の搬送波信号が０レベルのタイミングで
第４図（ｄ）に示すタイミング信号を発生する。そして
乗算器３３は循環電流の極性と第４図（ｄ）に示すタイ
ミング信号を乗算し、第４図（ｅ）に示す信号を発生す
る。記憶回路３４では第４図（ｅ）の信号を記憶し、第
４図（ｆ）の信号を発生する。スイッチングモード選択
回路３６は、第４図（ｆ）の信号と第４図（ｃ）の信号
の乗算結果が、正であれば８２０．Ｓ３Ｕをオンし、負
であればＳＩＵ、Ｓ４Ｕをオンし、０であれば信号を出
力しない。その結果、リアクトル印加電圧は第４図（ｇ
）に示すようになり、循環電流は第４図（ｈ）に示すよ
うになる。つまり並列多重インバータ本体部１の出力電
圧がＯの期間において、タイミング信号発生回路３２の
出力信号に同期させて検出した循環電流の極性が正極の
ときには、インバータ主回路６の出力電圧を−Ｅにする
とともにインバータ主回路７の出力電圧を＋Ｅにし、逆
に循環電流が負極のときにはインバータ主回路６の出力
電圧を＋Ｅにするとともにインバータ主回路７の出力電
圧を−Ｅにする。これにより、並列多重インバータ本体
部１の出力電圧は０に保持され、かつ循環電流の直流電
流成分をミニマム化することができる。

なお、第２図で示した１つのスイッチングモード（Ｘ１
＝Ｏ，Ｘ２＝１）のみを用いると、第４図（ｈ）に破線
で示したように、循環電流は一方向に増大するものとな
るのである。

また、本実施例によれば、インバータ主回路６とインバ
ータ主回路７のスイッチング素子の特性差、並列リアク
トル８Ｕ、８Ｖ、８Ｗの中間タップ位置ずれによる回路
インピーダンスの不平衡などにより発生する循環電流を
含めて抑制することができる。

第５図は本発明の他の実施例である。第１図実施例と同
一物には同じ番号を付し、説明を省略する。第１図実施
例と異なる点は、リミッタ回路３７を設けた点である。

Ｕ相、■相、Ｗ相は同様の動作を行うので、Ｕ相のみに
ついて説明するウリミッタ回路３７は加算器１１で検出
した循環電流が、正極の所定値を越えたときには“１”
、負極の所定値を越えたときには“−１”を記憶回路３
４へ出力する。その結果、第１図実施例の動作に加えて
出力電圧がＯ電圧の同一の期間において、循環電流が所
定値を越える場合に、直接スイッチングモードを切り替
えるようにしたもので、循環電流を所定値以内に制御で
きる。特に、出力電圧指令の正弦波のゼロクロス近傍に
おいて増大する循環電流を効果的に制御できる。

第６図は第５図実施例の循環電流抑制制御方式による並
列多重インバータ出力のＵ相電圧指令＊Ｖｕ、Ｕ相出力電圧Ｖｕ、Ｕ相すアクトル端子電圧ｖｃ
ｕ、　Ｕ’ｆ＠循環電流Ｉｃｕの動作波形である。本実
施例によれば、循環電流の脈動振幅を所定値上Ｉ　ｃｍ
ａｘに制御することができる。ここに、所定値Ｉ　ｃｓ
ａｘはリミッタ回路３７の制限値とする。

第７図は本発明の他の実施例である。第５図と異なる点
は、出力電圧指令Ｖｕと搬送波信号を比較する比較器を
１つにした点である。第７図において絶対値回路３８は
出力電圧指令の負側を正側に変換する。比較器１７は出
力電圧指令の絶対値と加算器１３の搬送波信号を比較し
、出力電圧指令が大きいときは“１”をその他は“０″
を出力する。極性判別器２６は電圧指令が正極のとき“
１″を出力し、その他は１１１ｎを出力する。

乗算ｓ４ｏは、比較１１７の出力信号と極性判別器２６
の出力信号を乗算した結果の信号を出力信号とする。乗
算器４１は、否定回路４２の出力がＩＩ　Ｉ　ＰＩでか
つ、記憶回路３４の出力信号が（Ｊ　Ｉ　ＩＩのときは
パ１”を、ＮＯＴ回路４２の出力信号がＩＩ　１１ｊで
かつ、記憶回路３４の出力信号が−１″のときは“−１
″を論理口［４４へ出力する。タイミング信号発生回路
３２は搬送波信号がＯレベルのタイミングで出力信号を
発生する。論理回路４３は乗算器４０の出力信号が′１
″のときはＯＲ回路４５と４′７へ１″′の信号を、乗
算器４０の出力信号が“−１″ときには、ＯＲ回路４６
と４７に“１”の信号を出力する。論理回路４４は乗算
器４１の出力信号が“１″のときはＯＲ回路４６と４７
に“１”の信号を出力し、乗算器４１の出力信号が“−
１”のときにはＯＲ回路４５と４８に１１１　Ｈの信号
を出力する。その結果、第５図実施例と同様に、インバ
ータ主回路６と７を還流する循環電流を抑制制御するこ
とができる。

第８図は本発明の他の実施例である。第１図実施例と同
一物には同じ番号を付し、説明を省略する。本実施例は
４重インバータに適用したものである。Ｕ相、■相、Ｗ
相は各々同様の動作を行うので、Ｕ相のみの制御回路に
ついて図示して説明する。交流電動機２は並列リアクト
ルＳ○の中間タップから、並列多重インバータ本体部Ｉ
Ａ、ＩＢの出力電圧の平均値が供給される。並列多重イ
ンバータ本体部ＩＡ、ＩＢは、それぞれリアクトル８Ａ
、８Ｂと、インバータ主回路６Ａと７Ａ及び６Ｂと７Ｂ
から構成される。インバータ主回路６Ａ、７Ａ、６Ｂ、
７ＢはそれぞれＯＲ回路２２Ａ、２３Ａ、２４Ａ、２５
Ａ、２２Ｂ、２３Ｂ。

２４Ｂ、２５Ｂの出力信号に基づいて制御される。

比較器１７Ａ、１８Ａ、１７Ｂ、１８ＢはＵ相の出力電
圧指令Ｖｕと、加算器１３Ａ、１４Ａ。

１３Ｂ、１４Ｂから出力される搬送波信号が入力される
。加算器１３Ａ、１４Ａ、１３Ｂ、１４Ｂは発信Ｉｌ　
２Ａの出力信号とバイアス信号を与える定数器１５Ａ、
１６Ａ、１６Ｂ、、１６Ｂの信号を加算する。加算器１
１Ａはインバータ主回路６Ａと７Ａ間を循環する循環電
流を検出し、加算器１１Ｂはインバータ主回路６Ｂと７
Ｂ間を還流する循環電流を検出する。加算器５３は多重
インバータ本体部ＩＡと１３間を還流する循環電流を検
出する。循環電流抑制制御回路３０Ａは加算器１１Ａの
高力信号、加算器５３の出力信号と搬送波信号より制御
信号をＯＲ回路２２Ａ、２３Ａ。

２４Ａ、２５Ａに出力する。同様に循環電流抑制制御回
路３０Ｂは加算器１１Ｂの出力信号、加算器５３の出力
信号と搬送波信号より制御信号を○Ｒ回路２２Ｂ、２３
Ｂ、２４Ｂ、２５Ｂに出力する。

次に動作を説明する。循環電流抑制制御回路３０Ａは並
列多重インバータ本体部１Ａの出力電圧に対して所定の
タイミングで、例えば搬送波信号と同期した信号を取り
込み、更にインバータ主回路６Ａと７Ａ間を還流する循
環電流と、並列多重インバータ本体部ＩＡと１３間を還
流する循環電流を取り込む。同様に循環電流抑制制御回
路３０Ｂは並列多重インバータ本体部ＩＢの出力電圧に
対して所定のタイミングで、例えば搬送波信号と同期し
た信号を取り込み、更にインバータ主回路６Ｂと７Ｂを
還流する循環電流と、並列多重インバータ本体部１Ａと
１３間を還流する循環電流を取り込む。そして、循環電
流抑制制御回路３゜Ａは、加算器１１Ａと５３で検出さ
れた循環電流の極性に基づいて、並列多重インバータ本
体部ＩＡの出力電圧の０電圧期間を選択する。同様に。

循環電流抑制制御回路３０Ｂは加算器１１Ｂと５３で検
出された循環電流の極性に基づいて並列多重インバータ
本体部ＩＢの出力電圧の０電圧におけるスイッチングモ
ードを選択する。その結果、インバータ主回路６Ａと７
Ａ間を還流する循環電流と、インバータ主回路６Ｂと７
Ｂ間を還流する循環電流と、更に、並列多重インバータ
本体部１Ａと１８間を還流する循環電流とを抑制制御す
ることができる。

第９図は本発明の他の実施例である。第５図実施例と同
一物には同じ番号を付しているので説明を省略する。第
５図実施例と異なる点は、インバータを制御する搬送波
信号の位相を１８０°ずらした並列多重インバータに適
用した点である。第＊９図において、比較器１７は出力電圧指令Ｖｕと搬送波
信号を、比較器１８は出力電圧指令Ｖｕの極性反転信号
を乗算した結果をそれぞれ比較し、ＯＲ回路２２，２３
，２４．２５へ出力する。本実施例においても、同様に
、インバータ主回路６と７間を還流する循環電流を抑制
することができる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、各インバータ主
回路のスイッチ素子を出力電圧指令と前記各インバータ
主回路毎に定められた搬送波信号とを比較して得られる
パルス幅変調信号基づいたスイッチングモードによりオ
ン・オフ制御するようにしてなる並列多重インバータに
おいて、前記並列多重インバータの出力電圧を零とする
期間のスイッチングモードを選択するにあたり、直前の
循環電流の極性を検出し、該循環電流を減少させるスイ
ッチングモードを選択するようにしていることから、イ
ンバータの出力電圧が零になるスイッチングモードの期
間毎に並列リアクトルに加わる電圧の極性が、循環電流
を減少するもの選択されることになる。その結果、出力
高調波の低減効果を維持しつつ、並列リアクトルを介し
て単位インバータ間に流れる循環電流を抑制することが
でき、並列リアクトルを小形化とインバータの高効率化
を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図と第３
図は並列多重インバータのスイッチング素子のスイッチ
ングモードとリアクトル端子電圧の関係を示す説明図、
第４図は第１図実施例の循環電流抑制制御回路の各部動
作波形図、第５図は本発明の他の実施例を示す構成図、
第６図は第５図実施例の各部動作波形図、第７図は本発
明のさらに他の実施例を示す構成図、第８図は本発明の
さらに他の実施例を示す構成図、第９図は本発明のさら
に他の実施例を示す構成図である。１・・・並列多重インバータ本体部、２・・・交流電動
機、３，４・・・直流電源、５・・・平滑コンデンサ、
６．７・・・インバータ主回路、８Ｕ、８Ｖ、８Ｗ・・
並列リアクトル、１１・・・加算器、１２・・・（搬送
波）発振器、１７．１８・・・比較器、２１・・・ＡＮ
Ｄ回路、２２〜２５・・・ＯＲ回路、２６・・・極性判
別器、３０・・循環電流抑制制御回路、３１・・・循環
電流極性検出回路、３２・・・タイミング信号発生回路
、３３゜３５・・・乗算器、３４・・・記憶回路、３６
・・・スイッチングモード選択回路、３７・・・リミッ
タ回路、３８・・絶対値回路、４３．４４・・・論理回
路。第２図第３図

Claims

【特許請求の範囲】１、スイッチ素子をブリッジ接続してなる複数のインバ
ータ主回路を中性点が接地された直流電源に並列接続し
、該各インバータ主回路の交流出力端の同一相間をそれ
ぞれ並列リアクトルを介して接続し、該並列リアクトル
の中点を交流出力端とし、前記各インバータ主回路のス
イッチ素子を出力電圧指令と前記各インバータ主回路毎
に定められた搬送波信号とを比較して得られるパルス幅
変調信号基づいたスイッチングモードによりオン・オフ
制御するようにしてなる並列多重インバータの循環電流
抑制方法において、前記並列多重インバータの出力電圧
を零とする期間のスイッチングモードを選択するにあた
り、直前の循環電流の極性を検出し、該循環電流を減少
させるスイッチングモードを選択することを特徴とする
並列多重インバータの循環電流抑制方法。２、前記循環電流を減少させるスイッチングモードは、
前記循環電流が正のときは前記並列リアクトルの端子電
圧を負性にするスイッチモードであり、前記循環電流が
負のときは前記並列リアクトルの端子電圧を正にするス
イッチングモードであることを特徴とする請求項１記載
の並列多重インバータの循環電流抑制方法。３、スイッチ素子をブリッジ接続してなる複数のインバ
ータ主回路を中性点が接地された直流電源に並列接続し
、該各インバータ主回路の交流出力端の同一相間をそれ
ぞれ並列リアクトルを介して接続し、該並列リアクトル
の中点を交流出力端とし、前記各インバータ主回路のス
イッチ素子を出力電圧指令と前記各インバータ主回路毎
に定められた搬送波信号とを比較して得られるパルス幅
変調信号基づいたスイッチングモードによりオン・オフ
制御するようにしてなる並列多重インバータにおいて、
前記並列多重インバータの出力電圧を零とする期間のス
イッチングモードを選択するスイッチングモード選択手
段と、前記並列リアクトルを介して流れる循環電流の極
性を検出する循環電流極性検出手段と、該検出された循
環電流の極性を前記スイッチングモードの切り替えタイ
ミングに同期して記憶する記憶手段とを設け、前記スイ
ッチモード選択手段は、出力電圧を零とする期間に同期
したパルス信号が入力されたとき前記記憶手段から該期
間の直前の循環電流の極性を取り込み、該極性が正であ
れば前記並列リアクトルの端子電圧が負になるスイッチ
ングモードを選択し、該極性が負であれば前記並列リア
クトルの端子電圧が正になるスイッチングモードを選択
する構成とされたことを特徴とする並列多重インバータ
。４、中性点が接地された直流電源と、スイッチ素子をブ
リッジ接続してなり前記直流電源に並列接続されてなる
複数のインバータ主回路と、該各インバータ主回路の交
流出力端の同一相間を接続してなる並列リアクトルと、
出力電圧指令と前記各インバータ主回路毎に定められた
搬送波信号とを比較して得られるパルス幅変調信号基づ
いたスイッチングモードにより前記各インバータ主回路
のスイッチ素子をオン・オフ制御するインバータ制御回
路とを備え、前記並列リアクトルの中点を交流出力端と
する並列多重インバータにおいて、前記並列多重インバ
ータの出力電圧を零とする期間のスイッチングモードを
選択するスイッチングモード選択手段と、前記並列リア
クトルを介して流れる循環電流の極性を検出する循環電
流極性検出手段と、該検出された循環電流の極性を前記
スイッチングモードの切り替えタイミングに同期して記
憶する記憶手段とを設け、前記スイッチングモード選択
手段は、出力電圧を零とする期間に同期したパルス信号
が入力されたとき前記記憶手段から該期間の直前の循環
電流の極性を取り込み、該極性が正であれば前記並列リ
アクトルの端子電圧が負になるスイッチングモードを選
択し、該極性が負であれば前記並列リアクトルの端子電
圧が正になるスイッチングモードを選択する構成とされ
たことを特徴とする並列多重インバータ。５、前記循環電流の極性を記憶するタイミングが、前記
出力電圧の正又は負のスイッチングモードに切り替わる
タイミングであることを特徴とする請求項３、４いずれ
かに記載の並列多重インバータ。６、前記循環電流の極性を記憶するタイミングが、前記
搬送波の周期に同期されてなることを特徴とする請求項
３、４いずれかに記載の並列多重インバータ。７、前記循環電流が所定値を越えたことを検出するリミ
ット回路を設け、該回路の検出信号により前記スイッチ
ングモード選択手段が選択したスイッチングモードを逆
のスイッチングモードに切り替えるようにしたことを特
徴とする請求項３、４、５、６いずれかに記載の並列多
重インバータ。８、中性点が接地された直流電源と、スイッチ素子をブ
リッジ接続してなり前記直流電源に並列接続されてなる
複数のインバータ主回路と、該各インバータ主回路の交
流出力端の同一相間を接続してなる各段の並列リアクト
ルとをそれぞれ有してなる第１と第２の並列多重インバ
ータと、該各段の並列リアクトルの中点間を接続してな
る終段の並列リアクトルと、前記各インバータ主回路の
スイッチ素子を、出力電圧指令と前記各インバータ主回
路毎に定められた搬送波信号とを比較して得られるパル
ス幅変調信号基づいたスイッチングモードによりオン・
オフ制御するインバータ制御回路と、前記終段の並列リ
アクトルの中点を交流出力端とする並列多重インバータ
において、前記第１と第２の並列多重インバータの出力
電圧を零とする期間のスイッチングモードをそれぞれ選
択する第１と第２のスイッチングモード選択手段と、前
記終段の並列リアクトルを介して流れる循環電流の極性
と前記各段の並列リアクトルを介して流れる循環電流の
極性をそれぞれ検出する循環電流極性検出手段と、該検
出された循環電流の極性を前記スイッチングモードの切
り替えタイミングに同期して記憶する記憶手段とを備え
、前記第１と第２のスイッチモード選択手段は、出力電
圧を零とする期間に同期したパルス信号が入力されたと
き前記記憶手段から該期間の直前の循環電流の極性を取
り込み、該極性が正であれば前記並列リアクトルの端子
電圧が負になるスイッチングモードを選択し、該極性が
負であれば前記並列リアクトルの端子電圧が正になるス
イッチングモードを選択する構成とされたことを特徴と
する並列多重インバータ。９、請求項３、４、５、６、７、８いずれかに記載の並
列多重インバータからなる交流モータ制御装置。