WO2024057449A1

WO2024057449A1 - 回転機制御装置

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Publication number: WO2024057449A1
Application number: PCT/JP2022/034432
Authority: WO
Inventors: 碧土山本; 俊毅鈴木; 将加藤
Original assignee: 三菱電機株式会社
Priority date: 2022-09-14
Filing date: 2022-09-14
Publication date: 2024-03-21

Abstract

回転機制御装置（１）は、回転機（２）に印加する三相の電圧を生成する電圧印加器（３）と、搬送波周波数が電圧指令の周波数に同期しないパルス幅変調方式である第１のパルス幅変調モードまたは搬送波周波数が電圧指令の周波数に同期するパルス幅変調方式である第２のパルス幅変調モードで電圧印加器（３）による電圧生成動作を制御する制御器（４）と、を備え、制御器（４）は、第１のパルス幅変調モードで電圧印加器を制御する信号の生成に用いる第１の搬送波と、第２のパルス幅変調モードで電圧印加器を制御する信号の生成に用いる第２の搬送波と、回転機への出力電圧の位相を指令する出力電圧位相指令とに基づいて、第１のパルス幅変調モードおよび第２のパルス幅変調モードのいずれか一方を電圧生成動作の制御で使用するパルス幅変調方式として選択する。

Description

回転機制御装置

　本開示は、回転機を制御する回転機制御装置に関する。

　回転機の一種である交流電動機（以下、回転機と記載する）を可変速運転するためには、回転機に供給する電力を所望の電圧および周波数に変換する必要がある。電力変換にはインバータ装置が用いられる。一般的なインバータ装置は半導体スイッチング素子を用いた主回路と、半導体スイッチング素子を制御する制御装置とから構成される。インバータ装置は半導体スイッチング素子のオンオフを制御することにより、所望の周波数および電圧を得る。半導体スイッチング素子をスイッチングする方法としてはＰＷＭ（Pulse　Width　Modulation：パルス幅変調）制御が広く用いられている。

　ＰＷＭ制御で使用するパルスは、回転機に印加したい電圧の指令（以下、電圧指令と称する）とパルスを生成するための搬送波とを比較することによって生成される。搬送波には例えば三角波が用いられる。搬送波の周波数が高いほど、出力パルスに含まれる高調波が減少し、回転機に印加したときの高調波損失が減少する。

　しかし、搬送波周波数を高くすると半導体スイッチング素子のスイッチング回数が増加するため、スイッチング損失増加に伴う発熱がある。そのため、熱設計の観点から、搬送波周波数の上限が決まる。

　回転機の回転数によらず搬送波周波数を一定とすると、回転機の回転数が高くなったときにスイッチング回数が増加し、発熱に耐えられなくなる。そこで、回転機の回転数が低いときは搬送波周波数を一定とし、回転機の回転数が高いときは電圧指令の周波数に同期して搬送波周波数を変化させるといった制御が行われる。搬送波周波数が電圧指令の周波数に同期しないＰＷＭ方式は非同期ＰＷＭモード、搬送波周波数が電圧指令の周波数に同期するＰＷＭ方式は同期ＰＷＭモードと呼ばれる（以下では、非同期ＰＷＭモードを単に非同期ＰＷＭと記載し、同期ＰＷＭモードを単に同期ＰＷＭと記載する場合がある）。同期ＰＷＭには、電圧指令１周期に含まれるパルス数を変更するため、複数の搬送波周波数を採用するものもある。

　ＰＷＭ方式のモード（以下、ＰＷＭモードと称する）を切り替えるとき、何も考慮せずに切替を実行すると、回転機に流れる電流に振動（以下、電流振動と称する）が発生する。電流振動が生じると、回転機に流れる電流である回転機電流が半導体スイッチング素子の許容電流から逸脱し、スイッチング素子が破壊される恐れがある。また、電流振動の周波数によっては、電流高調波の規制に抵触する可能性があるため、フィルタ回路の増設が必要となる場合がある。さらに、電流振動に比例して回転機のトルクが振動することで、回転機の機械振動や騒音が問題となる恐れがある。

　このようなＰＷＭモード切替時の電流振動発生に対して、これまで様々な対策が講じられてきた。例えば、特許文献１では、回転機の一次磁束の静止座標系での軌跡の中心のずれが、最も少なくなる位相角付近でパルス幅変調方式を用いた可変電圧運転方式とワンダッシュパルス制御方式とを切り替える技術が開示されている。

特許第２９１１７３４号公報

　しかしながら、特許文献１に記載の技術は、予め定められた特定位相でＰＷＭモードを切り替えるため、電圧位相に同期せずに動作する非同期ＰＷＭと電圧位相に同期して動作する同期ＰＷＭとの間の切替には適用できない、という問題があった。

　本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、回転機に印加する電圧の生成動作の制御に用いるＰＷＭモードを非同期ＰＷＭと同期ＰＷＭとの間で切り替える際の電流振動を抑制することができる回転機制御装置を得ることを目的とする。

　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本開示にかかる回転機制御装置は、回転機に印加する三相の電圧を生成する電圧印加器と、搬送波周波数が電圧指令の周波数に同期しないパルス幅変調方式である第１のパルス幅変調モードまたは搬送波周波数が電圧指令の周波数に同期するパルス幅変調方式である第２のパルス幅変調モードで電圧印加器による電圧生成動作を制御する制御器と、を備え、制御器は、第１のパルス幅変調モードで電圧印加器を制御する信号の生成に用いる第１の搬送波と、第２のパルス幅変調モードで電圧印加器を制御する信号の生成に用いる第２の搬送波と、回転機への出力電圧の位相を指令する出力電圧位相指令とに基づいて、第１のパルス幅変調モードおよび第２のパルス幅変調モードのいずれか一方を電圧生成動作の制御で使用するパルス幅変調方式として選択する。

　本開示にかかる回転機制御装置は、回転機に印加する電圧の生成動作の制御に用いるＰＷＭモードを非同期ＰＷＭと同期ＰＷＭとの間で切り替える際の電流振動を抑制することができる、という効果を奏する。

実施の形態１にかかる回転機制御装置の構成例を示す図実施の形態１にかかる回転機制御装置が備えるタイミング生成器の構成例を示す図実施の形態１にかかる回転機制御装置が備える電圧印加器の構成例を示す図実施の形態１にかかるタイミング生成器によるタイミング信号の生成処理で使用する比較値を記憶する記憶部の一例を示す図実施の形態１にかかるタイミング生成器によるタイミング信号の生成処理で使用する比較値を記憶する記憶部の他の例を示す図実施の形態２にかかる回転機制御装置が備えるタイミング生成器の構成例を示す図実施の形態２にかかるタイミング生成器によるタイミング信号の生成処理で使用する比較値および遅延位相を記憶する記憶部の一例を示す図実施の形態２にかかるタイミング生成器によるタイミング信号の生成処理で使用する比較値および遅延位相を記憶する記憶部の他の例を示す図図７に示す記憶部の変形例を示す図図８に示す記憶部の変形例を示す図ＰＷＭモードを切り替える際に発生する電流振動の第１の例を示す図ＰＷＭモードを切り替える際に発生する電流振動の第２の例を示す図同期ＰＷＭ同士でＰＷＭモード切替を行う場合の２つの同期ＰＷＭそれぞれで使用する搬送波の一例を示す図図１３に示す同期搬送波＃１と同期搬送波＃２とによって生成される磁束評価関数を示す図非同期ＰＷＭから同期ＰＷＭへＰＷＭモード切替を行う場合の２つのＰＷＭモードそれぞれで使用する搬送波の一例を示す図図１５に示す非同期搬送波と同期搬送波とによって生成される磁束評価関数を示す図

　以下に、本開示の実施の形態にかかる回転機制御装置を図面に基づいて詳細に説明する。

実施の形態１．
　本実施の形態にかかる回転機制御装置の詳細について説明する前に、まず、ＰＷＭモードを切り替える際に問題となる電流振動について説明する。

　図１１は、ＰＷＭモードを切り替える際に発生する電流振動の第１の例を示す図であり、詳細には、比較例である従来の回転機制御装置がＰＷＭモードを切り替える際に発生する電流振動の例を示す。図１１に示す電流は回転機の三相交流電流を三相二相変換し、回転機の磁極位置で回転座標表記（ｄ－ｑ変換）したものである。ｄ軸およびｑ軸の各軸の回転機電流を、電圧指令の周波数を中心としたバンドパスフィルタ（ＢＰＦ：Band　Pass　Filter）を通過させるとＰＷＭモード切替時の電流振動が抽出できる。なお、図１１の上から１段目はｄ軸の回転機電流であるｄ軸電流を示し、２段目はｄ軸電流の振動（ＢＰＦ通過後のｄ軸電流）を示す。３段目はｑ軸の回転機電流であるｑ軸電流を示し、４段目はｑ軸電流の振動（ＢＰＦ通過後のｑ軸電流）を示す。中央の縦破線はＰＷＭモードの切替タイミングを示す。

　図１１に示す電流振動の発生要因について説明する。制御対象の回転機を埋込磁石型同期モータ（ＩＰＭＳＭ：Interior　Permanent　Magnet　Synchronous　Motor）とした場合、回転座標上の電圧方程式は次式（１）で表される。

　式（１）において、ｖ_dおよびｖ_qはそれぞれＩＰＭＳＭのｄ軸に印加される電圧およびｑ軸に印加される電圧であり、ｉ_dおよびｉ_qはそれぞれＩＰＭＳＭのｄ軸に流れる電流およびｑ軸に流れる電流である。また、Ｌ_dおよびＬ_qはそれぞれＩＰＭＳＭのｄ軸インダクタンスおよびｑ軸インダクタンスであり、φ_dおよびφ_qはそれぞれＩＰＭＳＭのｄ軸磁束およびｑ軸磁束である。また、φｍは磁石磁束、Ｒは巻線抵抗、ωはＩＰＭＳＭに印加する電圧の基本波の角周波数である。なお、ｄ/ｄｔは微分演算を表す。ｉ_dおよびｉ_qは時間関数である。時間はｔで表している。

　式（１）をＰＷＭモード切替直後の過渡状態における電圧方程式とし、定常状態における電圧方程式を以下に示す式（２）としたとき、差分の電圧方程式は以下に示す式（３）となる。

　式（２）および式（３）において、定常状態におけるｄ軸電流およびｑ軸電流はｉ_d’およびｉ_q’とし、定常状態におけるｄ軸磁束およびｑ軸磁束はφ_d’およびφ_q’としている。また、式（３）では、式（１）と式（２）との差分を表す項にはΔを付し、差分のｄ軸電流および差分のｑ軸電流をΔｉ_dおよびΔｉ_qとし、差分のｄ軸磁束および差分のｑ軸磁束をΔφ_dおよびΔφ_qとしている。式（１）と式（２）との差分の電圧については、過渡状態と定常状態とでＩＰＭＳＭに印加される電圧は変化しないもとして０としている。式（２）におけるｉ_d’およびｉ_q’、式（３）におけるΔｉ_dおよびΔｉ_qについても時間関数である。

　式（３）について、ラプラス変換を用いて時間関数である電流について解くと、式（４）が導出できる。式（４）に含まれるｅは指数関数を表すためのネイピア数である。

　式（４）より、ＰＷＭモード切替時の電流Δｉ_dおよびΔｉ_qは切替前後の各軸のモータ磁束差Δφ_dおよびΔφ_qに比例する正弦波および余弦波であり、指数関数の項と合わせると減衰振動である。また、ｄ軸およびｑ軸の各電流はそれぞれの軸のモータインダクタンスＬ_dおよびＬ_qに反比例となる。式（４）に含まれる変数のうちモータの変更を加えずに制御で操作できるものはモータ磁束差Δφ_dおよびΔφ_qのみであるため、モータ磁束差Δφ_dおよびΔφ_qが小さくなるようにＰＷＭモード切替を行えば電流振動を抑制できる。なお、電流振動の周波数はインバータの角周波数ωであり、電流振動の位相はモータ磁束差Δφ_dおよびΔφ_qの逆正接演算によって求まる。

　ここで、モータ磁束の算出方法を説明する。ｕ相、ｖ相およびｗ相の各相の鎖交磁束（モータ磁束）φ_u、φ_vおよびφ_wは、三相各相の相電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_w、三相各相の相電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_w、および巻線抵抗Ｒから演算することができる。モータ磁束の演算式は式（５）で表わされる。

　回転機の回転速度が中速度以上のとき、式（５）の右辺第２項は右辺第１項と比べて小さいので無視できる。したがって、モータ磁束の演算には、各相の電圧の積分値を用いればよい。なお、インバータからモータへ電圧を印加する場合、インバータを構成する半導体スイッチング素子のゲートに印加するＰＷＭパルスに電源電圧の１／２を乗じたものがモータの電圧であるから、各相のモータ電圧積分値とゲートに印加するＰＷＭパルスの積分値は同じ波形形状となる。したがって、インバータに印加するＰＷＭパルスからモータの磁束相当量を算出可能である。

　モータ磁束を回転座標系で表すには、以下の式（６）に示す三相二相変換を行い、さらに、式（７）に示すように、モータ磁極の位置θ_mで回転座標変換を行う。

　上記の式（４）によれば、ＰＷＭモード切替前後のモータ磁束差Δφ_dおよびΔφ_qを小さくすればＰＷＭモード切替時の電流振動を抑制することができる。式（４）におけるモータ磁束差の項を以下の式（８）に示すように、磁束評価関数Ｅ_fと定義する。

　ＰＷＭモード切替時に磁束評価関数Ｅ_fを小さくしたときのモータ電流を図１２に示す。図１２は、ＰＷＭモードを切り替える際に発生する電流振動の第２の例を示す図である。図１１と同様に、上から１段目はｄ軸電流を示し、２段目はｄ軸電流の振動（ＢＰＦ通過後のｄ軸電流）を示し、３段目はｑ軸電流を示し、４段目はｑ軸電流の振動（ＢＰＦ通過後のｑ軸電流）を示す。中央の縦破線はＰＷＭモードの切替タイミングを示す。なお、図１２に示す電流振動は、実施の形態１を適用した場合の電流振動の一例に相当する。図１２に示すように、式（８）で定義した磁束評価関数Ｅ_fを小さくすることで、ＰＷＭモード切替時の電流振動が図１１に示す場合と比べて抑制できる。

　次に、同期ＰＷＭ同士でＰＷＭモード切替を行うときの磁束評価関数の特徴、および、非同期ＰＷＭから同期ＰＷＭへＰＷＭモード切替を行うときの磁束評価関数の特徴について説明する。

　図１３は、同期ＰＷＭ同士でＰＷＭモード切替を行う場合の２つの同期ＰＷＭそれぞれで使用する搬送波の一例を示す図である。各搬送波を同期搬送波＃１および＃２としている。また、図１４は、図１３に示す同期搬送波＃１と同期搬送波＃２とによって生成される磁束評価関数Ｅ_fssを示す図である。

　同期ＰＷＭは搬送波がｕ相電圧位相（以下、単に電圧位相と称する）に同期しているため、ＩＰＭＳＭへの印加電圧が電圧位相に同期し、ＩＰＭＳＭへの印加電圧の積分で表されるモータ磁束も電圧位相に同期する。ＰＷＭモード切替前後のモータ磁束が電圧位相に同期するため、結果として磁束評価関数Ｅ_fssは図１４に示すように電圧位相に同期する。また、図１３に示す同期搬送波＃１および＃２をそれぞれ使用する同期ＰＷＭ同士でＰＷＭモード切替を行う場合の磁束評価関数Ｅ_fssは、図１４に示すように６０度ごとの繰り返しの波形である。したがって、同期ＰＷＭ同士の切替においては、それぞれの同期ＰＷＭにおける搬送波同士の関係から、事前に磁束評価関数Ｅ_fssが最小となる位相を算出することが容易である。

　図１５は、非同期ＰＷＭから同期ＰＷＭへＰＷＭモード切替を行う場合の２つのＰＷＭモード（非同期ＰＷＭおよび同期ＰＷＭ）それぞれで使用する搬送波の一例を示す図である。非同期ＰＷＭで使用する搬送波を非同期搬送波、同期ＰＷＭで使用する搬送波を同期搬送波としている。また、図１６は、図１５に示す非同期搬送波と同期搬送波とによって生成される磁束評価関数Ｅ_fasを示す図である。

　非同期ＰＷＭは搬送波（図１５に示す非同期搬送波に相当）が電圧位相に同期していないため、ＩＰＭＳＭへの印加電圧が電圧位相に同期せず、ＩＰＭＳＭへの印加電圧の積分で表されるモータ磁束も電圧位相に同期しない。そのため、同期ＰＷＭでＩＰＭＳＭを制御する場合のモータ磁束と、非同期ＰＷＭでＩＰＳＭＳを制御する場合のモータ磁束とに基づいて磁束評価関数Ｅ_fasを算出すると、電圧位相に同期しない磁束評価関数Ｅ_fasが算出される。同期ＰＷＭ同士のＰＷＭモード切替のように６０度ごとの繰り返し波形が見られることもない。また、非同期ＰＷＭの搬送波が電圧位相に同期しないため、非同期ＰＷＭの搬送波の位相によって、電圧位相１周期の磁束評価関数Ｅ_fasの形状は変化する。したがって、非同期ＰＷＭから同期ＰＷＭへのＰＷＭモード切替においては、磁束評価関数Ｅ_fasが最小となる位相を特定することができない。なお、同期ＰＷＭから非同期ＰＷＭへのＰＷＭモード切替においても磁束差は同じであるため、磁束評価関数が最小となる位相を特定することができない。すなわち、非同期ＰＷＭと同期ＰＷＭとの間のＰＷＭモード切替においては、磁束評価関数が最小となる位相を特定することができない。

　つづいて、実施の形態１にかかる回転機制御装置について説明する。図１は、実施の形態１にかかる回転機制御装置１の構成例を示す図である。

　回転機制御装置１は、電圧印加器３および制御器４を備える。電圧印加器３は、回転機２に接続され、回転機２に印加する三相の電圧Ｖ_u，Ｖ_v，Ｖ_wを生成する。制御器４は、電圧印加器３に接続され、第１のＰＷＭモードまたは第２のＰＷＭモードで、電圧印加器３による電圧生成動作を制御するＰＷＭ信号としてＰＷＭパルスＶ_ug，Ｖ_vg，Ｖ_wgを生成する。本実施の形態では、第１のＰＷＭモードを非同期ＰＷＭとし、第２のＰＷＭモードを同期ＰＷＭとして説明を行う。

　制御器４は、タイミング生成器５、ＰＷＭモード選択器６、変調波生成器７、搬送波選択器８およびＰＷＭパルス生成器９を備える。

　タイミング生成器５には、第１の搬送波ｃｒ_u1，ｃｒ_v1，ｃｒ_w1と、第２の搬送波ｃｒ_u2，ｃｒ_v2，ｃｒ_w2と、出力電圧位相指令θとが入力される。出力電圧位相指令θは、電圧印加器３が回転機２に対して出力する三相電圧Ｖ_u，Ｖ_v，Ｖ_wの位相の指令値を示す。タイミング生成器５は、第１の搬送波ｃｒ_u1，ｃｒ_v1，ｃｒ_w1、第２の搬送波ｃｒ_u2，ｃｒ_v2，ｃｒ_w2および出力電圧位相指令θに基づいて、ＰＷＭモードの切替タイミングであるか否かを判定し、ＰＷＭモードの切替タイミングと判定した場合にＰＷＭモードの切替タイミングであることを示すタイミング信号Ｔｒを生成する。

　ＰＷＭモード選択器６には、電圧印加器３が出力する電圧の基本波周波数Ｆ_INVと、回転機２を制御する電圧指令Ｖ_u ^*，Ｖ_v ^*，Ｖ_w ^*と、タイミング生成器５が出力するタイミング信号Ｔｒとが入力される。ＰＷＭモード選択器６は、基本波周波数Ｆ_INV、電圧指令Ｖ_u ^*，Ｖ_v ^*，Ｖ_w ^*およびタイミング信号Ｔｒに基づいて、ＰＷＭモード選択信号Ｐ_modeを生成する。

　変調波生成器７には、電圧指令Ｖ_u ^*，Ｖ_v ^*，Ｖ_w ^*と、出力電圧位相指令θと、ＰＷＭモード選択信号Ｐ_modeとが入力される。変調波生成器７は、電圧指令Ｖ_u ^*，Ｖ_v ^*，Ｖ_w ^*、出力電圧位相指令θおよびＰＷＭモード選択信号Ｐ_modeに基づいて、変調波ｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*を生成する。

　搬送波選択器８には、第１の搬送波ｃｒ_u1，ｃｒ_v1，ｃｒ_w1と、第２の搬送波ｃｒ_u2，ｃｒ_v2，ｃｒ_w2と、ＰＷＭモード選択信号Ｐ_modeとが入力される。搬送波選択器８は、ＰＷＭモード選択信号Ｐ_modeに基づいて、第１の搬送波ｃｒ_u1，ｃｒ_v1，ｃｒ_w1および第２の搬送波ｃｒ_u2，ｃｒ_v2，ｃｒ_w2のいずれか一方を選択し、搬送波ｃｒ_u，ｃｒ_v，ｃｒ_wとして出力する。

　ＰＷＭパルス生成器９には、変調波ｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*と、搬送波ｃｒ_u，ｃｒ_v，ｃｒ_wとが入力される。ＰＷＭパルス生成器９は、変調波ｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*および搬送波ｃｒ_u，ｃｒ_v，ｃｒ_wに基づいて、電圧印加器３を制御するためのＰＷＭ信号であるＰＷＭパルスＶ_ug，Ｖ_vg，Ｖ_wgを生成する。なお、これ以降の説明では、非同期ＰＷＭでの動作時にＰＷＭパルス生成器９が生成するＰＷＭパルスを非同期ＰＷＭパルスと称し、同期ＰＷＭでの動作時にＰＷＭパルス生成器９が生成するＰＷＭパルスを同期ＰＷＭパルスと称する場合がある。

　ＰＷＭパルス生成器９で生成されるＰＷＭパルスＶ_ug，Ｖ_vg，Ｖ_wgは電圧印加器３に入力され、電圧印加器３は、ＰＷＭパルスＶ_ug，Ｖ_vg，Ｖ_wgに基づいて、回転機２に印加する三相電圧Ｖ_u，Ｖ_v，Ｖ_wを生成する。

　回転機２は、電圧印加器３が出力する三相電圧Ｖ_u，Ｖ_v，Ｖ_wにより駆動される。回転機２は、上述したＩＰＭＳＭでもよいし、誘導電動機（ＩＭ：Induction　Motor）または同期リラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ：Synchronous　Reluctance　Motor）であってもよい。

　上記のタイミング生成器５および搬送波選択器８に入力される第１の搬送波ｃｒ_u1，ｃｒ_v1，ｃｒ_w1は、第１のＰＷＭモードに対応した搬送波であって、出力電圧位相指令θに同期しない非同期搬送波である。第２の搬送波ｃｒ_u2，ｃｒ_v2，ｃｒ_w2は、第２のＰＷＭモードに対応した搬送波であって、出力電圧位相指令θに同期する同期搬送波である。なお、第１の搬送波ｃｒ_u1，ｃｒ_v1，ｃｒ_w1は同じ位相の搬送波でもよいし、三相で異なる位相の搬送波でもよい。第２の搬送波ｃｒ_u2，ｃｒ_v2，ｃｒ_w2についても、同じ位相の搬送波でもよいし、三相で異なる位相の搬送波でもよい。第１の搬送波ｃｒ_u1，ｃｒ_v1，ｃｒ_w1および第２の搬送波ｃｒ_u2，ｃｒ_v2，ｃｒ_w2は単位を持たない信号であり、マイナス１からプラス１の間で値が変化する。

　図２は、実施の形態１にかかる回転機制御装置１が備えるタイミング生成器５の構成例を示す図である。

　タイミング生成器５は、第１の判定器５０、第２の判定器５１、演算器５２～５４および論理積演算器５５を備える。

　第１の判定器５０には、第１の搬送波ｃｒ_u1と、予め算出され、メモリで保持されている第１の搬送波ｃｒ_u1の傾きの符号の計算結果ｃｒ_st1とが入力される。メモリで保持されている計算結果ｃｒ_st1は比較値である。第１の判定器５０は、入力された第１の搬送波ｃｒ_u1の傾きの符号と、比較値ｃｒ_st1とを比較し、両者が一致している場合に真を示す値を出力し、両者が一致していない場合に偽を示す値を出力する。具体的には、第１の判定器５０は、第１の搬送波ｃｒ_u1の傾きの符号と比較値ｃｒ_st1とが一致している場合に‘１’を出力し、一致していない場合には‘０’を出力する。

　第２の判定器５１には、第２の搬送波ｃｒ_u2と、予め算出され、メモリで保持されている第２の搬送波ｃｒ_u2の傾きの符号の計算結果ｃｒ_st2とが入力される。メモリで保持されている計算結果ｃｒ_st2は比較値である。第２の判定器５１は、入力された第２の搬送波ｃｒ_u2の傾きの符号と、比較値ｃｒ_st2とを比較し、両者が一致している場合に真を示す値を出力し、両者が一致していない場合に偽を示す値を出力する。具体的には、第２の判定器５１は、第２の搬送波ｃｒ_u2の傾きの符号と比較値ｃｒ_st2とが一致している場合に‘１’を出力し、一致していない場合には‘０’を出力する。

　演算器５２には、第１の搬送波ｃｒ_u1と、予め算出され、メモリで保持されている第１の搬送波ｃｒ_u1の計算結果ｃｒ_nt1とが入力される。メモリで保持されている計算結果ｃｒ_nt1は比較値である。演算器５２は、入力された第１の搬送波ｃｒ_u1の瞬時値と比較値ｃｒ_nt1との搬送波瞬時値差Δｃｒ₁を演算し、搬送波瞬時値差Δｃｒ₁が０または許容範囲の偏差である場合に真を示す値を出力し、搬送波瞬時値差Δｃｒ₁が許容範囲の偏差ではない場合に偽を示す値を出力する。具体的には、演算器５２は、搬送波瞬時値差Δｃｒ₁が予め定められた閾値未満の場合に真を示す値として‘１’を出力し、閾値以上の場合には偽を示す値として‘０’を出力する。

　演算器５３には、第２の搬送波ｃｒ_u2と、予め算出され、メモリで保持されている第２の搬送波ｃｒ_u2の計算結果ｃｒ_nt2とが入力される。メモリで保持されている計算結果ｃｒ_nt2は比較値である。演算器５３は、入力された第２の搬送波ｃｒ_u2の瞬時値と比較値ｃｒ_nt2との搬送波瞬時値差Δｃｒ₂を演算し、搬送波瞬時値差Δｃｒ₂が０または許容範囲の偏差である場合に真を示す値を出力し、搬送波瞬時値差Δｃｒ₂が許容範囲の偏差ではない場合に偽を示す値を出力する。具体的には、演算器５３は、搬送波瞬時値差Δｃｒ₂が予め定められた閾値未満の場合に真を示す値として‘１’を出力し、閾値以上の場合には偽を示す値として‘０’を出力する。

　演算器５４には、出力電圧位相指令θと、予め算出され、メモリで保持されている出力電圧位相指令θの計算結果θ_tとが入力される。メモリで保持されている計算結果θ_tは比較値である。演算器５４は、入力された出力電圧位相指令θと比較値θ_tとの位相差Δθを演算し、位相差Δθが０または許容範囲の偏差の場合に真を示す値を出力し、位相差Δθが許容範囲の偏差ではない場合に偽を示す値を出力する。具体的には、演算器５４は、位相差Δθが予め定められた閾値未満の場合に真を示す値として‘１’を出力し、閾値以上の場合には偽を示す値として‘０’を出力する。

　論理積演算器５５には、第１の判定器５０、第２の判定器５１および演算器５２～５４のそれぞれが出力する信号が入力される。論理積演算器５５は、全ての入力信号が真を示す値、すなわち‘１’である場合、真を示す値をタイミング信号Ｔｒとして出力し、入力信号の中に偽を示す値のものが含まれる場合、偽を示す値をタイミング信号Ｔｒとして出力する。具体的には、論理積演算器５５は、全ての入力信号が真を示す値の場合にタイミング信号Ｔｒとして‘１’を出力し、入力信号の中に偽を示す値のものが含まれる場合にはタイミング信号Ｔｒとして‘０’を出力する。

　なお、上述の予め算出しておく各比較値、すなわち、ｃｒ_st1、ｃｒ_st2、ｃｒ_nt1、ｃｒ_nt2およびθ_tは、タイミング生成器５の内部で保持しておいてもよいし、外部の記憶手段で保持しておく構成としてもよい。

　また、本実施の形態では、タイミング生成器５が、ｕ相の第１の搬送波ｃｒ_u1および第２の搬送波ｃｒ_u2と出力電圧位相指令θとに基づいてＰＷＭモードの切替タイミングであるか否かを判定し、ＰＷＭモードの切替タイミングと判定した場合にタイミング信号Ｔｒの状態を変化させる例について説明したが、ｖ相の第１の搬送波および第２の搬送波と出力電圧位相指令θとに基づいてＰＷＭモードの切替タイミングを判定してもよいし、ｗ相の第１の搬送波および第２の搬送波と出力電圧位相指令θとに基づいてＰＷＭモードの切替タイミングを判定してもよい。

　ＰＷＭモード選択器６は、電圧印加器３が出力する電圧の基本波周波数Ｆ_INVおよび回転機２を制御する電圧指令Ｖ_u ^*，Ｖ_v ^*，Ｖ_w ^*に基づいて、第１のＰＷＭモードまたは第２のＰＷＭモードを選択するＰＷＭモード選択信号Ｐ_modeを生成して変調波生成器７および搬送波選択器８に対して出力する。ＰＷＭモード選択器６は、タイミング生成器５から入力されるタイミング信号Ｔｒの論理が偽から真に反転したタイミングでＰＷＭモード選択信号Ｐ_modeの値を切り替える。

　変調波生成器７が生成する変調波ｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*は、それぞれ、ｕ相，ｖ相，ｗ相の三相の正弦波である。変調波ｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*の間には互いに１２０度ごとの位相差を設ける。変調波ｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*の振幅は変調波生成器７に入力される電圧指令Ｖ_u ^*，Ｖ_v ^*，Ｖ_w ^*によって決定する。電圧指令Ｖ_u ^*，Ｖ_v ^*，Ｖ_w ^*の大きさは０～４／πであり、方形波をフーリエ級数展開したときに得られる基本波振幅４／πを最大値としている。

　変調波ｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*は、電圧印加器３から出力される電圧の利用率向上のため、変調波に対して３倍の周波数である三次調波を重畳してもよい。電圧指令Ｖ_u ^*，Ｖ_v ^*，Ｖ_w ^*の大きさが１を超えて回転機２を駆動する場合は、回転機２に印加する電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wをフーリエ級数展開して求められる基本波電圧と、電圧指令Ｖ_u ^*，Ｖ_v ^*，Ｖ_w ^*との関係を補正するゲインを乗算してもよい。非同期ＰＷＭパルスに対応した変調波と同期ＰＷＭパルスに対応した変調波とは、前述の三次調波および補正ゲインがそれぞれ異なる場合がある。そのため、変調波生成器７が、ＰＷＭモード選択信号Ｐ_modeに応じて、非同期ＰＷＭパルスに対応した変調波と同期ＰＷＭパルスに対応した変調波とを切り替えて変調波ｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*として出力する。

　搬送波選択器８は、ＰＷＭモード選択信号Ｐ_modeに応じて、非同期ＰＷＭパルスに対応した第１の搬送波ｃｒ_u1，ｃｒ_v1，ｃｒ_w1と同期ＰＷＭパルスに対応した第２の搬送波ｃｒ_u2，ｃｒ_v2，ｃｒ_w2とのいずれか一方を選択し、搬送波ｃｒ_u，ｃｒ_v，ｃｒ_wとして出力する。

　ＰＷＭパルス生成器９は、変調波生成器７から入力される変調波ｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*と搬送波選択器８から入力される搬送波ｃｒ_u，ｃｒ_v，ｃｒ_wとを、ｕ相，ｖ相，ｗ相それぞれで大小比較する。ｕ相については変調波ｖ_u ^*が搬送波ｃｒ_uより大きい場合に真すなわち‘１’を、変調波ｖ_u ^*が搬送波ｃｒ_u以下の場合に偽すなわち‘０’を、電圧印加器３へのＰＷＭパルスｖ_ugとして出力する。ｖ相およびｗ相についても同様に、各相の変調波と搬送波とを大小比較し、比較結果に応じた値（‘１’または‘０’）を電圧印加器３へのＰＷＭパルスｖ_vg，ｖ_wgとして出力する。

　電圧印加器３は、例えば図３に示す構成とする。図３は、実施の形態１にかかる回転機制御装置１が備える電圧印加器３の構成例を示す図であり、電圧印加器３が三相ＰＷＭインバータである場合の回路構成例を示す。

　電圧印加器３は、上アームの半導体素子ＵＰと下アームの半導体素子ＵＮとが直列に接続されたレグ３０Ａと、上アームの半導体素子ＶＰと下アームの半導体素子ＶＮとが直列に接続されたレグ３０Ｂと、上アームの半導体素子ＷＰと下アームの半導体素子ＷＮとが直列に接続されたレグ３０Ｃと、を備える。

　レグ３０Ａ～３０Ｃは、互いに並列に接続され、レグ３０Ａ～３０Ｃには、直流母線３５ａおよび３５ｂを通じて、母線電圧が印加される。電圧印加器３は、直流母線３５ａ、３５ｂを通じてレグ３０Ａ～３０Ｃに供給される電力源３６の直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を回転機２に供給することで回転機２を駆動する。

　図３では、半導体素子ＵＰ、ＵＮ、ＶＰ、ＶＮ、ＷＰおよびＷＮが金属酸化膜半導体電界効果型トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ：Metal-Oxide-Semiconductor　Field-Effect　Transistor）である場合を例示している。半導体素子ＵＰは、トランジスタ３０ａと、トランジスタ３０ａに逆並列に接続されるダイオード３０ｂとを含む。他の半導体素子ＵＮ、ＶＰ、ＶＮ、ＷＰおよびＷＮについても同様の構成である。逆並列とは、ＭＯＳＦＥＴのソースに相当する第１端子にダイオード３０ｂのアノード側が接続され、ＭＯＳＦＥＴのドレインに相当する第２端子にダイオード３０ｂのカソード側が接続されることを意味する。

　なお、半導体素子ＵＰ、ＵＮ、ＶＰ、ＶＮ、ＷＰおよびＷＮは、ＭＯＳＦＥＴに代えて、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）を用いてもよい。

　レグ３０Ａの上アームの半導体素子ＵＰと下アームの半導体素子ＵＮとの接続点３２は回転機２の第１の相（例えばｕ相）に接続され、レグ３０Ｂの上アームの半導体素子ＶＰと下アームの半導体素子ＶＮとの接続点３３は回転機２の第２の相（例えばｖ相）に接続され、レグ３０Ｃの上アームの半導体素子ＷＰと下アームの半導体素子ＷＮとの接続点３４は回転機２の第３の相（例えばｗ相）に接続されている。電圧印加器３において、接続点３２、３３および３４は、交流端子を成す。

　ここで、電圧印加器３が出力する電圧ベクトルについて説明する。電圧印加器３は前述のように三相ＰＷＭインバータであり、直流母線３５ａおよび３５ｂを通じて電力源３６から供給される電圧Ｖ_DCの直流電力をＰＷＭ制御することにより所望の電圧を得る電力変換器である。三相ＰＷＭインバータには、一相につき上下に２つの半導体スイッチング素子があり、上下の半導体スイッチング素子はどちらか一方がオン状態となるように動作する。したがって、三相ＰＷＭインバータでは、２の３乗通り（＝８通り）のスイッチング状態が存在する。

　次に、図２に示すタイミング生成器５で用いられる、上述の予め算出しておく比較値ｃｒ_st1、ｃｒ_st2、ｃｒ_nt1、ｃｒ_nt2およびθ_tについて説明する。

　回転機２の運転時のＰＷＭモード切替を想定した非同期搬送波と同期搬送波とが例えば図１５に示す関係にあるとき、予め、回転機制御装置１の外部で非同期ＰＷＭに対応した変調波と非同期搬送波との大小比較によって得られる三相の非同期ＰＷＭパルスと、同期ＰＷＭに対応した変調波と同期搬送波との大小比較によって得られる三相の同期ＰＷＭパルスとをそれぞれ積分し、前述の式（６）、式（７）および式（８）の演算を行うことで、図１６に示す磁束評価関数Ｅ_fasを算出しておく。

　本実施の形態で最初に説明したように、図１６の縦軸に示す磁束評価関数Ｅ_fasの値が最も小さくなる位相が、電流振動の振幅が最小となる位相である。図１６においてはｕ相電圧位相２２３度が最も電流振動の振幅が小さくなる位相である。したがって、図１５から、ｕ相電圧位相２２３度における非同期搬送波および同期搬送波それぞれの傾きの符号と瞬時値とを抜き出して利用すれば、回転機２の運転時にモータ磁束の演算を行わなくとも、ＰＷＭモード切替時の電流振動を抑制できる。すなわち、非同期搬送波および同期搬送波の関係から特定可能な、磁束評価関数Ｅ_fasが最小となるときの非同期搬送波および同期搬送波それぞれの傾きの符号と瞬時値とを予め算出し、これらを上述した比較値ｃｒ_st1、ｃｒ_st2、ｃｒ_nt1、ｃｒ_nt2とする。また、磁束評価関数Ｅ_fasが最小となるときのｕ相電圧位相を上述した比較値θ_tとする。このように、タイミング生成器５がタイミング信号Ｔｒを生成する際に必要な比較値ｃｒ_st1、ｃｒ_st2、ｃｒ_nt1、ｃｒ_nt2およびθ_tは予め算出しておくことが可能である。

　三相のＰＷＭパルスは、変調波ｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*と搬送波ｃｒ_u，ｃｒ_v，ｃｒ_wとの比較によって生成されるため、正弦波のように１周期の平均値が０にならないことがある。三相のＰＷＭパルスの１周期の平均値が０にならない状態で積分を行うと、積分値は、三相のＰＷＭパルスの１周期の平均値の符号に応じて正、または負に発散する。そのため、三相のＰＷＭパルスから、各相に対応したＰＷＭパルスの１周期の平均値を減算して三相のＰＷＭパルスの積分値を算出してもよい。

　上記の比較値ｃｒ_st1、ｃｒ_st2、ｃｒ_nt1、ｃｒ_nt2およびθ_tは、図４に示すように、記憶部５８に記憶され、タイミング生成器５がタイミング信号Ｔｒを生成する際に記憶部５８から出力される。図４は、実施の形態１にかかるタイミング生成器５によるタイミング信号Ｔｒの生成処理で使用する比較値を記憶する記憶部５８の一例を示す図である。記憶部５８は、タイミング生成器５の内部に設けられてもよいし、タイミング生成器５の外部に設けられてもよい。

　上記の比較値ｃｒ_st1、ｃｒ_st2、ｃｒ_nt1、ｃｒ_nt2およびθ_tは、固定値であってもよいし、入力条件によって出力が変化するテーブルに格納される変数であってもよい。比較値ｃｒ_st1、ｃｒ_st2、ｃｒ_nt1、ｃｒ_nt2およびθ_tを変数とする場合の記憶部５８の構成例を図５に示す。図５は、実施の形態１にかかるタイミング生成器５によるタイミング信号Ｔｒの生成処理で使用する比較値を記憶する記憶部５８の他の例を示す図である。図５に示す他の例の記憶部５８はテーブル５９を備える。図５に示すテーブル５９は、出力電圧位相指令θの１周期に含まれる非同期搬送波の周期数Ｆ_ASと、出力電圧位相指令θの１周期に含まれる同期搬送波の周期数Ｆ_SYと、電圧指令Ｖ_u ^*、Ｖ_v ^*およびＶ_w ^*とを入力とし、予め算出され、保持している比較値ｃｒ_st1、ｃｒ_st2、ｃｒ_nt1、ｃｒ_nt2およびθ_tを線形探索して出力する。

　以上説明したように、本実施の形態にかかる回転機制御装置１は、非同期ＰＷＭおよび同期ＰＷＭの２つのＰＷＭモードのいずれか一方を適宜使用して回転機２を制御可能に構成され、使用するＰＷＭモードを切り替える際の電流振動が抑制されるタイミングを検出してそのタイミングを示す信号を生成するタイミング生成器５を備える。タイミング生成器５は、非同期ＰＷＭでのＰＷＭパルス生成に用いる第１の搬送波と、同期ＰＷＭでのＰＷＭパルス生成に用いる第２の搬送波と、出力電圧位相指令とに基づいて、ＰＷＭモードの切替タイミングを検出し、出力するタイミング信号をＰＷＭモードの切替タイミングであることを示す状態に変化させる。詳細には、タイミング生成器５は、非同期ＰＷＭパルスの積分値と同期ＰＷＭパルスの積分値との差が予め定められた値よりも小さい状態となる第１の搬送波ｃｒ_u1，ｃｒ_v1，ｃｒ_w1と第２の搬送波ｃｒ_u2，ｃｒ_v2，ｃｒ_w2との関係が成立したタイミングを、第１の搬送波ｃｒ_u1、第２の搬送波ｃｒ_u2および出力電圧位相指令θと、予め算出しておいた比較値ｃｒ_st1、ｃｒ_st2、ｃｒ_nt1、ｃｒ_nt2およびθ_tとに基づいて検出し、出力するタイミング信号の状態を変化させる。回転機制御装置１の制御器４は、タイミング生成器５が出力するタイミング信号の状態が変化すると、回転機２の制御に用いるＰＷＭモードを切り替える。これにより、非同期ＰＷＭにおける回転機２の磁束と同期ＰＷＭにおける回転機２の磁束との差が小さくなるタイミングでＰＷＭモードを切り替えることができ、ＰＷＭモード切替時の電流振動を抑制できる。

実施の形態２．
　つづいて、実施の形態２について説明する。説明の便宜上、実施の形態２にかかる回転機制御装置を回転機制御装置１ａと称して実施の形態１にかかる回転機制御装置１と区別する。本実施の形態にかかる回転機制御装置１ａは、実施の形態１にかかる回転機制御装置１のタイミング生成器５（図１および図２参照）を図６に示すタイミング生成器５ａに置き換えた構成である。タイミング生成器５ａ以外の構成要素は実施の形態１と同様であるため説明を省略する。なお、図６は、実施の形態２にかかる回転機制御装置１ａが備えるタイミング生成器５ａの構成例を示す図である。

　タイミング生成器５ａは、演算器５２～５４、論理積演算器５５ａ、位相保持器５６および演算器５７を備える。演算器５２～５４は、実施の形態１にかかるタイミング生成器５の演算器５２～５４と同じものであるため、説明を省略する。なお、本実施の形態では、出力電圧位相指令θの計算結果としてθ_t1が演算器５４に入力される。

　論理積演算器５５ａには、演算器５２～５４のそれぞれが出力する信号が入力される。論理積演算器５５ａは、全ての入力信号が真を示す値、すなわち‘１’である場合、真を示す値をタイミング信号Ｔｒ’として出力し、入力信号の中に偽を示す値のものが含まれる場合、偽を示す値をタイミング信号Ｔｒ’として出力する。具体的には、論理積演算器５５ａは、全ての入力信号が真を示す値の場合にタイミング信号Ｔｒ’として‘１’を出力し、入力信号の中に偽を示す値のものが含まれる場合にはタイミング信号Ｔｒ’として‘０’を出力する。

　位相保持器５６には、論理積演算器５５ａが出力するタイミング信号Ｔｒ’と、出力電圧位相指令θとが入力される。位相保持器５６は、タイミング信号Ｔｒ’が偽から真になったタイミングで出力電圧位相指令θの位相を保持し、保持した位相を基準位相θ_bとして出力する。すなわち、位相保持器５６は、タイミング信号Ｔｒ’が偽から真になったときの出力電圧位相指令θの値を基準位相θ_bとして出力し続ける。

　演算器５７には、位相保持器５６が出力する基準位相θ_bと、予め算出され、メモリで保持されている遅延位相θ_t2とが入力される。演算器５７は、入力された基準位相θ_bと遅延位相θ_t2との位相差を演算し、演算した位相差が０または許容範囲の偏差の場合に真を示す値をタイミング信号Ｔｒとして出力し、演算した位相差が許容範囲の偏差ではない場合に偽を示す値をタイミング信号Ｔｒとして出力する。具体的には、演算器５７は、演算した位相差が予め定められた閾値未満の場合にタイミング信号Ｔｒとして‘１’を出力し、閾値以上の場合にはタイミング信号Ｔｒとして‘０’を出力する。

　図６に示す実施の形態２にかかるタイミング生成器５ａでは、特定位相において非同期搬送波および同期搬送波がそれぞれマイナス１またはプラス１の頂点（最大値または最小値）となったときにその位相を基準位相θ_bとし、基準位相θ_bから一定位相遅延させた位相でタイミング信号Ｔｒを出力する。

　演算器５２および５３はそれぞれ、搬送波ｃｒ_u1，ｃｒ_u2の頂点を検出する。搬送波の頂点は傾きが０となるため、傾きの符号を判定する必要がない。そのため、予め算出しておく第１の搬送波ｃｒ_u1の比較値ｃｒ_nt1および予め算出しておく第２の搬送波ｃｒ_u2の比較値ｃｒ_nt2はマイナス１またはプラス１に設定する。また、予め算出しておく出力電圧位相指令θの比較値θ_t1は同期搬送波が頂点となる位相を設定する。例えば、上記で用いた図１５に示す例では、１５０度において非同期搬送波および同期搬送波がそれぞれマイナス１となるため、基準位相θ_bは１５０度と設定できる。

　予め算出しておく遅延位相θ_t2について説明する。タイミング生成器５ａに入力される第１の搬送波ｃｒ_u1および第２の搬送波ｃｒ_u2が図１５に示す例の非同期搬送波および同期搬送波である場合について考える。この場合、非同期搬送波および同期搬送波によって生成される磁束評価関数Ｅ_fasは図１６に示すものとなり、図１６において磁束評価関数Ｅ_fasが最小となる位相は２２３度である。したがって、基準位相θ_bを１５０度とした場合、２２３度を遅延位相θ_t2と設定する。この設定に従いタイミング生成器５ａがタイミング信号Ｔｒを出力し、このタイミング信号Ｔｒに従ったタイミングでＰＷＭモード選択器６がＰＷＭモードを切り替えることで、ＰＷＭモード切替時の電流振動が抑制される。

　なお、図６に記載の予め算出しておく比較値ｃｒ_nt1，ｃｒ_nt2，θ_t1および遅延位相θ_t2は、図７に示すように、記憶部６０に記憶され、タイミング生成器５ａがタイミング信号Ｔｒを生成する際に記憶部６０から出力される。図７は、実施の形態２にかかるタイミング生成器５ａによるタイミング信号Ｔｒの生成処理で使用する比較値および遅延位相を記憶する記憶部６０の一例を示す図である。記憶部６０は、タイミング生成器５ａの内部に設けられてもよいし、タイミング生成器５ａの外部に設けられてもよい。

　上記の比較値ｃｒ_nt1，ｃｒ_nt2，θ_t1および遅延位相θ_t2は、固定値であってもよいし、入力条件によって出力が変化するテーブルに格納される変数であってもよい。比較値ｃｒ_nt1，ｃｒ_nt2，θ_t1および遅延位相θ_t2を変数とする場合の記憶部６０の構成例を図８に示す。図８は、実施の形態２にかかるタイミング生成器５ａによるタイミング信号Ｔｒの生成処理で使用する比較値および遅延位相を記憶する記憶部６０の他の例を示す図である。図８に示す他の例の記憶部６０はテーブル６１を備える。図８に示すテーブル６１は、出力電圧位相指令θの１周期に含まれる非同期搬送波の周期数Ｆ_ASと、出力電圧位相指令θの１周期に含まれる同期搬送波の周期数Ｆ_SYと、電圧指令Ｖ_u ^*、Ｖ_v ^*およびＶ_w ^*とを入力とし、予め算出され、保持している比較値ｃｒ_nt1，ｃｒ_nt2，θ_t1および遅延位相θ_t2を線形探索して出力する。

　記憶部６０は図９または図１０に示す構成としてもよい。図９は、図７に示す記憶部６０の変形例を示す図であり、図１０は、図８に示す記憶部６０の変形例を示す図である。

　図９および図１０に示す構成は、記憶部６０が記憶する情報の一部が図７および図８に示す記憶部６０が記憶する情報と異なり、また、記憶部６０の後段に演算器６２および６３を備える点が異なる。上述したように、図７および図８に示す記憶部６０は比較値ｃｒ_nt1，ｃｒ_nt2，θ_t1および遅延位相θ_t2を記憶するが、図９および図１０に示す記憶部６０は比較値ｃｒ_nt1，ｃｒ_nt2，θ_t1および遅延位相θ_t2'を記憶する。すなわち、図９および図１０に示す記憶部６０は、図７および図８に示す記憶部６０が記憶する遅延位相θ_t2の代わりに遅延位相θ_t2'を記憶する。

　図９および図１０に示す構成では、出力電圧位相指令θと、記憶部６０が保持している比較値θ_t1との位相差Δθを演算器６２で演算する。さらに、演算器６３が、演算器６２が出力する位相差Δθと、記憶部６０が保持している遅延位相θ_t2’とを加算し、この加算演算結果を補正後の遅延位相θ_t2として出力する。位相差Δθが０でない場合、基準位相θ_bが同期搬送波の頂点に対してズレが生じるため、磁束評価関数Ｅ_fasが最小値となる位相もズレが生じる。そのため、演算器６３で遅延位相θ_t2'に位相差Δθを加算して遅延位相θ_t2'を補正し、補正後の遅延位相θ_t2を得る。

　本実施の形態で説明したタイミング生成器５ａを適用した回転機制御装置１ａは、実施の形態１にかかる回転機制御装置１と同様のタイミングでＰＷＭモードを切り替え可能であり、ＰＷＭモード切替時の電流振動を抑制できる。

　以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、実施の形態同士を組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

　１　回転機制御装置、２　回転機、３　電圧印加器、４　制御器、５，５ａ　タイミング生成器、６　ＰＷＭモード選択器、７　変調波生成器、８　搬送波選択器、９　ＰＷＭパルス生成器、３０Ａ，３０Ｂ，３０Ｃ　レグ、３０ａ　トランジスタ、３０ｂ　ダイオード、３２，３３，３４　接続点、３５ａ，３５ｂ　直流母線、３６　電力源、５０　第１の判定器、５１　第２の判定器、５２，５３，５４，５７，６２，６３　演算器、５５，５５ａ　論理積演算器、５６　位相保持器、５８，６０　記憶部、５９，６１　テーブル。

Claims

　回転機に印加する三相の電圧を生成する電圧印加器と、
　搬送波周波数が電圧指令の周波数に同期しないパルス幅変調方式である第１のパルス幅変調モードまたは搬送波周波数が電圧指令の周波数に同期するパルス幅変調方式である第２のパルス幅変調モードで前記電圧印加器による電圧生成動作を制御する制御器と、
　を備え、
　前記制御器は、
　前記第１のパルス幅変調モードで前記電圧印加器を制御する信号の生成に用いる第１の搬送波と、前記第２のパルス幅変調モードで前記電圧印加器を制御する信号の生成に用いる第２の搬送波と、前記回転機への出力電圧の位相を指令する出力電圧位相指令とに基づいて、前記第１のパルス幅変調モードおよび前記第２のパルス幅変調モードのいずれか一方を前記電圧生成動作の制御で使用するパルス幅変調方式として選択する、
　ことを特徴とする回転機制御装置。
　前記制御器は、前記電圧生成動作の制御で使用するパルス幅変調方式を切り替える場合、前記第１の搬送波、前記第２の搬送波および前記出力電圧位相指令に基づいて、前記第１のパルス幅変調モードで前記電圧生成動作を制御したときの前記回転機の鎖交磁束と前記第２のパルス幅変調モードで前記電圧生成動作を制御したときの前記回転機の鎖交磁束との差が最も小さくなるタイミングを検出し、検出したタイミングを前記パルス幅変調方式の切替タイミングとする、
　ことを特徴とする請求項１に記載の回転機制御装置。
　前記制御器は、
　前記第１の搬送波、前記第２の搬送波および前記出力電圧位相指令に基づいて、前記電圧生成動作の制御で使用するパルス幅変調方式の切替タイミングを判定するタイミング生成器と、
　前記タイミング生成器が前記パルス幅変調方式の切替タイミングであると判定した場合に、前記第１のパルス幅変調モードおよび前記第２のパルス幅変調モードのいずれか一方を前記電圧生成動作の制御で使用するパルス幅変調方式として選択するパルス幅変調モード選択器と、
　を備えることを特徴とする請求項１または２に記載の回転機制御装置。
　前記第１のパルス幅変調モードで前記電圧生成動作を制御したときの前記回転機の鎖交磁束と前記第２のパルス幅変調モードで前記電圧生成動作を制御したときの前記回転機の鎖交磁束との差が最も小さくなるときの前記第１の搬送波の傾きの符号、前記第２の搬送波の傾きの符号、前記第１の搬送波の瞬時値、前記第２の搬送波の瞬時値および前記回転機への出力電圧の位相を保持する記憶部を備え、
　前記タイミング生成器は、
　前記第１の搬送波の傾きの符号および前記第２の搬送波の傾きの符号が、前記記憶部が保持する第１の搬送波の傾きの符号および第２の搬送波の傾きの符号にそれぞれ一致し、かつ、前記第１の搬送波の瞬時値および前記第２の搬送波の瞬時値のそれぞれと前記記憶部が保持する第１の搬送波の瞬時値および前記第２の搬送波の瞬時値のそれぞれとの差が定められた閾値未満、かつ、前記出力電圧位相指令の値と前記記憶部が保持する前記回転機への出力電圧の位相との差が定められた閾値未満の場合、前記パルス幅変調方式の切替タイミングであると判定する、
　ことを特徴とする請求項３に記載の回転機制御装置。
　前記記憶部は、
　前記第１の搬送波の周波数、前記第２の搬送波の周波数および前記電圧指令を入力とし、保持している前記第１の搬送波の傾きの符号、前記第２の搬送波の傾きの符号、前記第１の搬送波の瞬時値、前記第２の搬送波の瞬時値および前記回転機への出力電圧の位相を線形探索して出力するテーブルを備える、
　ことを特徴とする請求項４に記載の回転機制御装置。
　前記第１のパルス幅変調モードで前記電圧生成動作を制御したときの前記回転機の鎖交磁束と前記第２のパルス幅変調モードで前記電圧生成動作を制御したときの前記回転機の鎖交磁束との差が最も小さくなるときの前記第１の搬送波の瞬時値、前記第２の搬送波の瞬時値、前記回転機への出力電圧の位相、および、前記第１の搬送波と前記第２の搬送波との関係から導き出される遅延位相を保持する記憶部を備え、
　前記タイミング生成器は、
　前記第１の搬送波の瞬時値および前記第２の搬送波の瞬時値のそれぞれと前記記憶部が保持する第１の搬送波の瞬時値および前記第２の搬送波の瞬時値のそれぞれとの差が定められた閾値未満、かつ、前記出力電圧位相指令の値と前記記憶部が保持する前記回転機への出力電圧の位相との差が定められた閾値未満となった時点の前記出力電圧位相指令の値を基準位相とし、前記基準位相と前記記憶部が保持する遅延位相との差が定められた閾値未満の場合、前記パルス幅変調方式の切替タイミングであると判定する、
　ことを特徴とする請求項３に記載の回転機制御装置。
　前記記憶部は、
　前記第１の搬送波の周波数、前記第２の搬送波の周波数および前記電圧指令を入力とし、保持している前記第１の搬送波の瞬時値、前記第２の搬送波の瞬時値、前記回転機への出力電圧の位相および前記遅延位相を線形探索して出力するテーブルを備える、
　ことを特徴とする請求項６に記載の回転機制御装置。
　前記出力電圧位相指令の値と前記記憶部から出力された前記回転機への出力電圧の位相との位相差を算出し、算出した前記位相差を前記記憶部から出力された前記遅延位相に加算して前記遅延位相を補正し、補正後の前記遅延位相を用いて前記タイミング生成器が前記切替タイミングの判定を行う、
　ことを特徴とする請求項６または７に記載の回転機制御装置。