JP2023074520A - オープン巻線モータの駆動システムおよびその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】モータに接続される２台のインバータを同一変調率で動作可能とし、低出力時のモータ電流の全高調波歪み（ＴＨＤ）を低減する。【解決手段】オープン巻線モータ４を、バッテリ３が接続されたインバータ１とコンデンサ５が接続されたインバータ２により駆動するシステムにおいて、インバータ１、２の出力電圧位相差γとインバータ１の直流検出電圧Ｖｄｃ１とインバータ２の出力電圧の振幅を調整するゲインＫとに基づいて、インバータ１、２を同一変調率で動作させるためのインバータ２の直流電圧指令Ｖｄｃ２＊を演算し（２１、２２）、Ｖｄｃ２＊から求めたインバータ２の出力電圧のｄ軸からの電圧位相θｖ２と、インバータの出力電圧Ｖと、前記ゲインＫとに基づいて、インバータ１，２のｄｑ軸電圧指令ｖｄ１、ｖｑ１、ｖｄ２、ｖｑ２を演算する（１４，１８，１９，２３～３０）。【選択図】 図４

Description

本発明は、オープン巻線モータの駆動システムに係り、例えばオープン巻線ＰＭ（永久磁石界磁同期）モータを２台のインバータ（デュアルインバータ）で駆動し、２台のインバータのうち１台のインバータは電源を接続せずにコンデンサのみ（フローティングキャパシタ）となっている構成における、モータ制御方式に関する。

ＰＭモータが様々な分野で用いられ、低速から高速、低トルクから高トルクの広範囲で高効率で駆動することが求められる。ＰＭモータは回転子に磁石があるため、モータの回転により誘起電圧が発生する。誘起電圧はモータの速度に比例するため高速になるほど高電圧となり、モータに印加する電圧も大きくする必要がある。

しかし、ＰＭモータを駆動するインバータの出力電圧はインバータの直流電圧により制限されるため、印加できる電圧には限界がある。ＰＭモータを広範囲で駆動するための方法の１つに、弱め磁束制御による方法がある。この方法は永久磁石の磁束を打ち消すような磁束を固定子巻線により発生させ、モータの端子電圧を下げることができるが、弱め磁束電流を流す必要があるため、モータの銅損やインバータの損失増加につながる。

他の方法として、モータの固定子巻線の中性点を開放して、２台目のインバータを接続した、デュアルインバータ駆動オープン巻線モータドライブシステムがある。オープン巻線モータの構成の中でも、図１に示すように、２台のインバータのうち１台には電源を接続（インバータ１）しているが、もう１台には電源を接続せずコンデンサのみを接続（インバータ２）した構成がある。

図１において、１は、半導体スイッチング素子ＳＵ，ＳＶ，ＳＷ，ＳＸ，ＳＹ，ＳＺを三相ブリッジ接続したインバータ（第１のインバータ）であり、直流側はバッテリ３（直流電源）に接続されている。

インバータ１の交流側は、モータの固定子巻線の中性点を開放し、互いに独立した三相のオープン巻線４１，４２，４３を有するオープン巻線モータ（ＰＭモータ）４の１次側三相端子に接続されている。

２は、半導体スイッチング素子ＳＵ，ＳＶ，ＳＷ，ＳＸ，ＳＹ，ＳＺを三相ブリッジ接続したインバータ（第２のインバータ）であり、直流側はコンデンサ５に接続されている。

インバータ２の交流側は、前記オープン巻線モータ４の２次側三相端子に接続されている。

尚、図１中のＶｄｃ１はインバータ１の直流電圧（バッテリ電圧）、Ｖｄｃ２はインバータ２の直流電圧（コンデンサ電圧）を示している。

図１のように構成されたオープン巻線モータの制御方法として、従来、例えば非特許文献１、２、３、特許文献１に記載のものが提案されていた。

大音慶明、野口季彦、笹谷卓也、「オープンエンド巻線ＰＭモータを駆動するデュアルインバータの空間ベクトル変調」、電気学会研究会資料、ＭＤ－１７－１０７、ｐｐ．１０－１８ 七澤風画、芳賀 仁、「誘起電圧制限楕円に基づくオープン巻線駆動ＩＰＭＳＭの出力速度範囲を拡大する制御法」、電気学会研究会資料、ＭＤ－２０－１７０ Ｄａｖｉｄｅ Ｍｉｎａｇｌｉａ、他、"Ｃｏｎｔｒｏｌ ｏｆ ａ Ｄｕａｌ Ｆｅｄ Ｏｐｅｎ Ｅｎｄ Ｗｉｎｄｉｎｇ ＳＰＭＳＭ ｗｉｔｈ ａ Ｆｌｏａｔｉｎｇ Ｃａｐａｃｉｔｏｒ"、２０２０ ＩＥＥＥ Ｅｎｅｒｇｙ Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ Ｃｏｎｇｒｅｓｓ ａｎｄ Ｅｘｐｏｓｉｔｉｏｎ（ＥＣＣＥ）

特開２０２０－１６２２８７号公報

非特許文献１では、空間ベクトル変調を適用することによりモータの力率を考慮したスイッチングをさせることで、コンデンサの充放電制御を行い、コンデンサ電圧をバッテリ電圧の半分の値で一定に制御することで９レベルの電圧波形を出力する方法を提案している。コンデンサ電圧を常に一定に制御するので、システム効率として常に最適になるとは限らず、また、出力電圧向上効果も小さいと考えられる。また、空間ベクトル変調を適用するのは、三角波比較方式と比べて複雑になるという点も課題と考えられる。

非特許文献２ではモータの出力速度範囲を拡大するためのインバータ２の出力電圧設定方法に関して提案されている。この非特許文献２では三角波比較によるＰＷＭが適用されているが、直流電圧をモータの動作条件に応じて可変にすることや電流のＴＨＤ（Ｔｏｔａｌ Ｈａｒｍｏｎｉｃ Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ、全高調波歪み）に関して論じていない。

非特許文献３では１台目のインバータの無効電力がゼロになるように２台目のインバータの出力電圧を制御し、コンデンサ電圧は無効電力をゼロに制御するのに必要な最適な電圧に制御されていると記載されている。おそらくスイッチング損失を下げるために、最適な電圧はインバータ２の電圧を出力するのに必要な最低限の電圧に制御していると考えられる。この非特許文献３に関しても電流の高調波に関して論じられていない。

また、この方式を適用した場合の電圧、電流ベクトルの関係を図２に示す。

図２において、
ｄｑ軸：モータの回転子磁石のＮ極方向をｄ軸とし、ｄ軸からπ／２ｒａｄ進んだ軸をｑ軸とする座標系
Ｖ₁：インバータ１の出力電圧ベクトル
Ｖ₂：インバータ２の出力電圧ベクトル
Ｖ：モータの印加電圧ベクトル（＝Ｖ₁－Ｖ₂）
Ｉ：モータの電流ベクトル
である。

インバータ２により無効電力を供給し、インバータ１を力率１で動かす場合、モータに印加する電圧Ｖによりインバータの出力電圧Ｖ₁とＶ₂が決まる。Ｖ₁が最小となるので出力電圧拡大の効果は大である。Ｖ₁とＶ₂はπ／２の位相差を持ち、インバータ２の変調率は常に高い状態であるが、インバータ１はＶ₁とＶｄｃ１に応じた変調率となる。Ｖ₁とＶ₂の位相差がなく、変調率が同じであれば、Ｖｄｃ１－Ｖｄｃ２のＰＷＭ電圧を印加できるため、スイッチングによる電流の変化が小さくなり、モータの電流のＴＨＤが小さくなると考えられる。

しかし、非特許文献３の方式では上述したように２台のインバータの変調率はバラバラであり、電圧位相差は常にπ／２となるため、三角波比較ＰＷＭを適用した場合、モータ電流のＴＨＤが大きくなる。

また、特許文献１はインバータ１とインバータ２の直流部を、スイッチを介して接続することで、バッテリからの電力でモータを駆動するモード、コンデンサからの電力でモータを駆動するモード、バッテリ、コンデンサの両方の電力でモータを駆動するモードを切り替えることを目的としており、インバータ１、２を同時に駆動する際には、インバータ１のスイッチングと同期する逆位相スイッチングでインバータ２を駆動するようにしており、インバータ２も有効電力をモータに供給する制御構成となっている。

インバータ間の直流部での電力融通のための素子が必要になるほか、有効電力を両方から供給する必要がない場合、過剰な構成となる。

本発明は、上記課題を解決するものであり、その目的は、モータに接続される２台のインバータを同一又は略同一の変調率で動作可能とし、モータ電流の全高調波歪み（ＴＨＤ）を低減することができるオープン巻線モータの駆動システムおよびその制御方法を提供することにある。

具体的には、主にインバータ１台で出力可能な電圧範囲内での電流ＴＨＤ改善を行うものであり、インバータ間の直流部での電力の融通をせず、コンデンサのみが直流部にあるインバータは無効電力供給のみを行う方式において、インバータの変調方式に実装が簡易な三角波比較ＰＷＭを適用した上で、低負荷時の電流高調波を低減する制御方法を提案する。

上記課題を解決するための請求項１に記載のオープン巻線モータの駆動システムは、
互いに独立した複数相のオープン巻線を有するオープン巻線モータと、直流側が直流電源に接続され、交流側が前記オープン巻線モータの一方の巻線端子に接続された第１のインバータと、直流側がコンデンサに接続され、交流側が前記オープン巻線モータの他方の巻線端子に接続された第２のインバータと、を備えたオープン巻線モータの駆動システムにおいて、
前記オープン巻線モータに流れる電流を検出したｄｑ軸座標上の電流を、前記オープン巻線モータの速度を検出した検出速度およびトルク指令に応じて決定したオープン巻線モータのｄｑ軸電流指令値に一致させるような電圧指令値を求める電流制御器と、
前記ｄｑ軸電流指令値を用いて導出した、オープン巻線モータに流れる電流のｄ軸からの電流位相と、前記電圧指令値を用いて導出した、オープン巻線モータに印加する電圧のｄ軸からの電圧位相との偏差をとって、電圧と電流の位相差を演算する位相差演算部と、
前記電流制御器で求められた電圧指令値から導出したモータの印加電圧と前記位相差演算部で演算した位相差に基づいて、前記第２のインバータの出力電圧を演算する第２インバータ出力電圧演算部と、
前記オープン巻線モータの速度を検出した検出速度およびトルク指令に応じて決定した、前記第２のインバータの出力電圧の振幅を調整するためのゲインと、前記位相差演算部で演算された位相差とを用いて導出した第１のインバータおよび第２のインバータの出力電圧位相差と、第１のインバータの直流電圧を検出した第１の直流検出電圧と、前記ゲインとに基づいて、第１のインバータと第２のインバータを同一、又は略同一の変調率で動作させるための第２のインバータの直流電圧指令値を演算する第２インバータ直流電圧指令演算部と、
前記演算された第２のインバータの直流電圧指令値と第２のインバータの電圧成分に基づいて電圧制御を行う第２インバータ直流電圧制御部と、
前記オープン巻線モータに流れる電流のｄ軸からの電流位相をπ／２ずらした位相と、前記第２インバータ直流電圧制御部の制御出力に基づいて、第２のインバータの出力電圧のｄ軸からの電圧位相を演算する第２インバータ出力電圧位相演算部と、
前記第２インバータ出力電圧演算部で演算された第２のインバータの出力電圧と、前記第２インバータ出力電圧位相演算部で演算された第２のインバータの出力電圧のｄ軸からの電圧位相と、前記第２のインバータの出力電圧の振幅を調整するためのゲインとに基づいて、第２のインバータのｄｑ軸電圧指令値を演算する第２インバータｄｑ軸電圧指令演算部と、
前記電流制御器で求められた電圧指令値に、前記第２インバータｄｑ軸電圧指令演算部で演算された第２のインバータのｄｑ軸電圧指令値を加算して、第１のインバータのｄｑ軸電圧指令値を演算する第１インバータｄｑ軸電圧指令演算部と、を備え、
前記第１インバータｄｑ電圧指令演算部、第２インバータｄｑ軸電圧指令演算部で各々演算された第１のインバータのｄｑ軸電圧指令値、第２のインバータのｄｑ軸電圧指令値とキャリア信号との比較によって、前記第１のインバータ、第２のインバータを各々ＰＷＭ制御することを特徴としている。

請求項２に記載のオープン巻線モータの駆動システムは、請求項１において、
前記オープン巻線モータのｄｑ軸電流指令値および第２のインバータの出力電圧の振幅を調整するためのゲインは、オープン巻線モータの速度を検出した検出速度およびトルク指令に対応して前記ｄｑ軸電流指令値および前記ゲインが設定されたテーブルを参照して決定し、
前記位相差演算部は下記（１）式～（３）式を演算して位相差δを求め、

（θｉはｄ軸からの電流位相、ｉｄ＊はｄ軸電流指令値、ｉｑ＊はｑ軸電流指令値、ｖｄはｄ軸電圧指令値、ｖｑはｑ軸電圧指令値）
前記第２インバータ直流電圧指令演算部は、下記（５）式によって第１のインバータおよび第２のインバータの出力電圧位相差γを演算し、

（Ｖはオープン巻線モータの印加電圧、Ｖ₂はＶ₂＝ＫＶｓｉｎδで定義される第２のインバータの出力電圧、Ｋは第２のインバータの出力電圧の振幅を調整するためのゲイン）
下記（６）式、（７）式の関係を用いて下記（８）式～（１１）式を演算することによって第２のインバータの直流電圧指令値Ｖｄｃ２＊を求め、
（Ｖ₁は第１のインバータの出力電圧、Ｖｄｃ１は第１のインバータの直流電圧、Ｖｄｃ２は第２のインバータの直流電圧、Ｄ₁は第１のインバータの変調率、Ｄ₂はＤ₂＝Ｄ₁に設定した第２のインバータの変調率）
前記第２インバータ出力電圧位相演算部は、オープン巻線モータに流れる電流のｄ軸からの電流位相θｉをπ／２ずらした位相θｉ＋（π／２）に対して、前記第２インバータ直流電圧制御部の制御出力によって位相補正を施すことで第２のインバータの出力電圧のｄ軸からの電圧位相θｖ２を求め、
前記第２インバータｄｑ軸電圧指令演算部は、下記（１３）式、（１４）式

を演算して第２のインバータのｄ軸電圧指令値Ｖｄ２、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ２を求める、ことを特徴としている。

請求項３に記載のオープン巻線モータの駆動システムの制御方法は、
互いに独立した複数相のオープン巻線を有するオープン巻線モータと、直流側が直流電源に接続され、交流側が前記オープン巻線モータの一方の巻線端子に接続された第１のインバータと、直流側がコンデンサに接続され、交流側が前記オープン巻線モータの他方の巻線端子に接続された第２のインバータと、を備えたオープン巻線モータの駆動システムの制御方法であって、
前記オープン巻線モータに流れる電流を検出したｄｑ軸座標上の電流を、前記オープン巻線モータの速度を検出した検出速度およびトルク指令に応じて決定したオープン巻線モータのｄｑ軸電流指令値に一致させるような電圧指令値を求める電流制御器を有し、
位相差演算部が、前記ｄｑ軸電流指令値を用いて導出した、オープン巻線モータに流れる電流のｄ軸からの電流位相と、前記電圧指令を用いて導出した、オープン巻線モータに印加する電圧のｄ軸からの電圧位相との偏差をとって、電圧と電流の位相差を演算する位相差演算ステップと、
第２インバータ出力電圧演算部が、前記電流制御器で求められた電圧指令値から導出したモータの印加電圧と前記位相差演算部で演算した位相差に基づいて、前記第２のインバータの出力電圧を演算する第２インバータ出力電圧演算ステップと、
第２インバータ直流電圧指令演算部が、前記オープン巻線モータの速度を検出した検出速度およびトルク指令に応じて決定した、前記第２のインバータの出力電圧の振幅を調整するためのゲインと、前記位相差演算部で演算された位相差とを用いて導出した第１のインバータおよび第２のインバータの出力電圧位相差と、第１のインバータの直流電圧を検出した第１の直流検出電圧と、前記ゲインとに基づいて、第１のインバータと第２のインバータを同一、又は略同一の変調率で動作させるための第２のインバータの直流電圧指令値を演算する第２インバータ直流電圧指令演算ステップと、
第２インバータ直流電圧制御部が、前記演算された第２のインバータの直流電圧指令値と第２のインバータの電圧成分に基づいて電圧制御を行う第２インバータ直流電圧制御ステップと、
第２インバータ出力電圧位相演算部が、前記オープン巻線モータに流れる電流のｄ軸からの電流位相をπ／２ずらした位相と、前記第２インバータ直流電圧制御部の制御出力に基づいて、第２のインバータの出力電圧のｄ軸からの電圧位相を演算する第２インバータ出力電圧位相演算ステップと、
第２インバータｄｑ軸電圧指令演算部が、前記第２インバータ出力電圧演算部で演算された第２のインバータの出力電圧と、前記第２インバータ出力電圧位相演算部で演算された第２のインバータの出力電圧のｄ軸からの電圧位相と、前記第２のインバータの出力電圧の振幅を調整するためのゲインとに基づいて、第２のインバータのｄｑ軸電圧指令値を演算する第２インバータｄｑ軸電圧指令演算ステップと、
第１インバータｄｑ軸電圧指令演算部が、前記電流制御器で求められた電圧指令値に、前記第２インバータｄｑ軸電圧指令演算部で演算された第２のインバータのｄｑ軸電圧指令値を加算して、第１のインバータのｄｑ軸電圧指令値を演算する第１インバータｄｑ軸電圧指令演算ステップと、を備え、
前記第１インバータｄｑ軸電圧指令演算ステップ、第２インバータｄｑ軸電圧指令演算ステップで各々演算された第１のインバータのｄｑ軸電圧指令値、第２のインバータのｄｑ軸電圧指令値とキャリア信号との比較によって、前記第１のインバータ、第２のインバータを各々ＰＷＭ制御することを特徴としている。

（１）請求項１～３に記載の発明によれば、直流電源が接続された第１のインバータとコンデンサが接続された第２のインバータを同一又は略同一の変調率で動作させることが可能となり、モータ電流の全高調波歪み（ＴＨＤ）を低減することができる。また、電圧指令とキャリア信号の比較によるＰＷＭ制御を行っているので、実装が簡易である。
（２）請求項２に記載の発明によれば、第２インバータ出力電圧位相演算部において位相を調整することにより第２のインバータのコンデンサ電圧を制御することができる。

本発明が適用されるオープン巻線モータの駆動システムの一例を示す構成図。 図１の構成において、インバータ１を無効電力ゼロで制御する場合のベクトル図。 本発明を適用した場合のベクトル図。 本発明の実施形態例の制御ブロック図。 本発明の実施形態例における、第２インバータ出力電圧位相演算部の動作を示す説明図。 本発明の実施形態例で用いるゲインＫに対する電流ＴＨＤのグラフ。 本発明の効果を説明するために５０Ｈｚ、５０Ｎｍ駆動でシミュレーションを行った結果を表し、（ａ）はＶｄｃ１、Ｖｄｃ２の波形図、（ｂ）はインバータ１の三相電圧指令の波形図、（ｃ）はインバータ２の三相電圧指令の波形図。 本発明の効果を説明するために２６０Ｈｚ、５０Ｎｍ駆動でシミュレーションを行った結果を表し、（ａ）はＶｄｃ１、Ｖｄｃ２の波形図、（ｂ）はインバータ１の三相電圧指令の波形図、（ｃ）はインバータ２の三相電圧指令の波形図。 モータの三相電流シミュレーション波形と電流ＴＨＤを表し、（ａ），（ｂ）はオープン巻線モータを従来のＱ＝０制御で駆動したときの三相電流波形図、ＦＦＴ解析結果図、（ｃ），（ｄ）はオープン巻線モータに本発明を適用したときの三相電流波形図、ＦＦＴ解析結果図。

以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明するが、本発明は下記の実施形態例に限定されるものではない。図３は、本発明を図４のオープン巻線モータの駆動システムに適用した場合のベクトル図であり、図４は本実施形態例の駆動システムの制御ブロックを示している。

図４において図１と同一部分は同一符号をもって示している。図３のベクトル図における各部の定義は次のとおりである。

Ｖ₁：インバータ１の出力電圧ベクトル
Ｖ₂：インバータ２の出力電圧ベクトル
Ｖ：モータの印加電圧ベクトル（＝Ｖ₁－Ｖ₂）
Ｉ：モータの電流ベクトル
θｖ：Ｖのｄ軸からの電圧位相
θｉ：Ｉのｄ軸からの電流位相
θｖ２：Ｖ₂のｄ軸からの電圧位相
δ：モータの電圧Ｖと電流Ｉの位相差
γ：Ｖ₁とＶ₂の位相差
図４において、１１は、オープン巻線モータ４に流れる電流を図示省略の電流検出器によって検出した三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑに座標変換するｕｖｗ／ｄｑ座標変換部である。

１２は、オープン巻線モータ４の回転速度ω、回転位置θを検出する位置・速度検出器である。

１３は、オープン巻線モータ４の速度を検出した検出速度ω、およびトルク指令Ｔｒｑ＊に対応してｄｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊およびインバータ２の出力電圧の振幅を調整するためのゲインＫが設定されたテーブルである。

１４は、ｕｖｗ／ｄｑ座標変換部１１の出力電流（ｉｄ、ｉｑ）を、テーブル１３を参照して得たｄｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊に一致させるような電圧指令値ｖｄ、ｖｑを求める電流制御器である。

１５は、テーブル１３を参照して得たｄｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊を用いて、オープン巻線モータ４に流れる電流のｄ軸からの電流位相θｉを、後述の（１）式のとおり導出する演算器である。

１６は、電流制御器１４から出力される電圧指令値ｖｄ、ｖｑを用いて、オープン巻線モータ４に印加する電圧のｄ軸からの電圧位相θｖを、後述の（２）式のとおり導出する演算器である。

１７は、演算器１６により導出された電圧位相θｖから演算器１５により導出された電流位相θｉを、後述の（３）式のとおり減算して電圧と電流の位相差（力率角）δを出力する減算器である。

前記演算器１５，１６、減算器１７によって本発明の位相差演算部を構成している。

１８は、電流制御器１４から出力される電圧指令値ｖｄ、ｖｑの二乗和平方根を演算してモータの印加電圧Ｖを出力する演算器である。

１９は、前記モータの印加電圧Ｖと、前記減算器１７から出力された位相差δを関数器２０に通したｓｉｎδとを乗算してＶｓｉｎδを出力する乗算器である。

前記演算器１８、乗算器１９、関数器２０によって、本発明の第２インバータ出力電圧演算部を構成している。

２１は、前記減算器１７から出力される位相差δと、テーブル１３を参照して得たインバータ２の出力電圧の振幅を調整するためのゲインＫとを用いて、インバータ１およびインバータ２の出力電圧位相差γを、後述の（５）式のとおり導出する演算器である。

２２は、演算器２１で導出された出力電圧位相差γと、バッテリ３の電圧を図示省略の電圧検出器で検出したインバータ１の直流電圧Ｖｄｃ１（第１の直流検出電圧）と、前記ゲインＫとに基づいて、インバータ１とインバータ２を同一又は略同一の変調率で動作させるためのインバータ２の直流電圧指令Ｖｄｃ２＊を、後述の（６）式～（１１）式を用いて（１１）式のとおり導出する演算器である。

前記演算器２１、２２によって、本発明の第２インバータ直流電圧指令演算部を構成している。

２３は、演算器２２から導出されたインバータ２の直流電圧指令Ｖｄｃ２＊とインバータ２の電圧成分に基づいて電圧制御を行う電圧制御器である。電圧制御器２３は、例えばコンデンサ５の電圧を図示省略の電圧検出器で検出したインバータ２の直流電圧Ｖｄｃ２（第２の直流検出電圧）が、前記直流電圧指令Ｖｄｃ２＊と等しくなるように、インバータ２の電圧Ｖ₂の位相を、図５に示すように、コンデンサ５の充電か放電かにより遅らせたり進ませたりするように補正することで電圧制御を行う。

この電圧制御器２３は本発明の第２インバータ直流電圧制御部を構成している。

２４は、前記ゲインＫの符号を出力する符号関数器であり、Ｋ＞０なら１、Ｋ＜０なら－１、Ｋ＝０なら０を出力し、電圧制御器２３の出力に乗算器２５を用いて乗算することで、Ｋ＜０の場合に電圧制御器２３の出力の符号を反転する。

２６は、π／２位相を発生させる位相器であり、このπ／２位相は加算器２７において、前記演算器１５より導出された電流位相θｉと加算され、θｉからπ／２ずれた位相（θｉ＋π／２）が出力される。

２８は、加算器２７の出力である位相（θｉ＋π／２）から、前記乗算器２５の出力である電圧制御器２３の偏差出力を差し引く減算器である。この減算器２８によって、加算器２７から出力される電流位相θｉをπ／２ずらした位相（θｉ＋π／２）に対して、電圧制御器２３の制御出力（Ｖｄｃ２＊とＶｄｃ２の偏差分）によって位相補正を施した、インバータ２の出力電圧のｄ軸からの電圧位相θｖ２が得られる（後述の（１２）式）。

前記符号関数器２４、乗算器２５、位相器２６、加算器２７、減算器２８によって、本発明の第２インバータ出力電圧位相演算部を構成している。

２９は、前記乗算器１９の出力であるＶｓｉｎδ（インバータ２の出力電圧）と、減算器２８で演算されたインバータ２の出力電圧のｄ軸からの電圧位相θｖ２と、前記ゲインＫとに基づいて、インバータ２のｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ２，Ｖｑ２を、後述の（１３）式、（１４）式のとおり導出する演算器である。

この演算器２９は、本発明の第２インバータｄｑ軸電圧指令演算部を構成している。

３０は、前記電流制御器１４で求められた電圧指令値Ｖｄ，Ｖｑに、演算器２９で演算されたインバータ２のｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ２，Ｖｑ２を加算して、インバータ１のｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ１，Ｖｑ１を、後述の（１５）式、（１６）式のとおり出力する加算器である。

この加算器３０は、本発明の第１インバータｄｑ軸電圧指令演算部を構成している。

３１は、加算器３０の出力であるインバータ１のｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ１，Ｖｑ１を、位相・速度検出器１２で検出された位相θを用いて三相電圧ｖｕ１，ｖｖ１，ｖｗ１に座標変換するｄｑ／ｕｖｗ座標変換部である。

３２は、演算器２９の出力であるインバータ２のｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ２，Ｖｑ２を、位相・速度検出器１２で検出された位相θを用いて三相電圧ｖｕ２，ｖｖ２，ｖｗ２に座標変換するｄｑ／ｕｖｗ座標変換部である。

３３は、ｄｑ／ｕｖｗ座標変換部３１の出力とキャリア発生器３４で発生したキャリアとを比較してゲート信号１を生成し、インバータ１の半導体スイッチング素子をＰＷＭ制御するＰＷＭ制御部である。

３５は、ｄｑ／ｕｖｗ座標変換部３２の出力とキャリア発生器３４で発生したキャリアとを比較してゲート信号２を生成し、インバータ２の半導体スイッチング素子をＰＷＭ制御するＰＷＭ制御部である。

次に、図４の実施形態例における制御方法を説明する。ｄ軸からの電流位相θｉおよび前記モータ４に印加する電圧位相θｖは次式で求められる。

電流と電圧の位相差（力率角）δは以下のようになる。

インバータ２は無効電力しか供給できないため、電流位相から＋π／２ｒａｄ又は－π／２ｒａｄズレた位相に出力される。インバータ２の出力電圧Ｖ₂はδを用いて次式で表される。

ここで、ＫはＶ₂の大きさを調整するゲインであり、Ｋ＝０にするとＶ₂はゼロとなり、インバータ１だけでモータを駆動することになり、Ｋ＝－１に設定するとインバータ１の無効電力をゼロにすることができる。Ｖはモータの電流Ｉの電流制御器１４の出力である。電流制御器１４は、検出したモータ電流のｄｑ軸座標上の電流ｉｄ、ｉｑがｄｑ軸電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊と一致するような電圧指令Ｖｄ、Ｖｑを出力する。また、Ｖ₁とＶ₂の位相差γは図３の関係から次式で求めることができる。

Ｖ₁はγを用いて、次のように表すことができる。

（６）式に（４）式の関係を用いてＶ₁とＶ₂の比は次式となる。

一方、Ｖ₁とＶ₂の振幅は各々の直流電圧を用いて次式で求められる。

（８）式、（９）式のＤ₁はインバータ１の変調率、Ｄ₂はインバータ２の変調率である。ここで、インバータ１、２の変調率を同じにして動かすようにする。したがって、Ｄ＝Ｄ₁＝Ｄ₂として、（７）式に（８）式、（９）式を代入すると（１０）式のようにＶｄｃ１とＶｄｃ２の比率を求めることができる。

したがって、インバータ１と２を同じ変調率で動作させる際のＶｄｃ２の指令値Ｖｄｃ２＊は次の（１１）式で求めることができる。

ゲインＫに絶対値をつけたのはＫ＜０の値を設定することがあるため、絶対値をとることでＶｄｃ２＊が正の値となるようにしている。このようにＶｄｃ２＊を決めることにより、インバータ１、２の変調率を同じにしながら駆動することが可能となる。

Ｖ₂が（４）式より求められたが、ｄｑ軸から位相θｖ２ずれている。θｖ２を用いてＶ₂をｄｑ軸座標に変換し、（１２）式～（１４）式のようにＶｄ２、Ｖｑ２を求める。

（１３）式、（１４）式によりＶｄ２、Ｖｑ２が求まったので、インバータ１のｄｑ軸電圧Ｖｄ１、Ｖｑ１は次の（１５）式、（１６）式で求めることができる。

（１５）式、（１６）式のＶｄ、Ｖｑはモータ電流Ｉを制御する電流制御器１４の出力電圧である。

ここでＶｄｃ２の制御はＶｄｃ２＊とＶｄｃ２の偏差（電圧制御器２３の出力）に応じて、充電か放電かにより図５のようにθｖ２の位相に補正を加えることで行っている。Ｖｄｃ２の制御方法に関しては、電流位相と同方向（有効電力）の電圧成分の制御による制御などその他の制御方法でも良い。

また、Ｖ₂の振幅を決めるゲインＫに関しては、図６のグラフに示すようにモータの運転条件によって電流ＴＨＤが最小となるＫの値が存在する。したがって、モータの速度（ω）、トルク（Ｔｒｑ＊）に応じてテーブル１３を参照する形でＫの値を設定する。この時、電流ＴＨＤだけでなく、Ｋの値に応じて、Ｖｄｃ２の値も変ることから、インバータのスイッチング損失などを考慮して、システム効率が最適となるように設定してもよい。またＫのテーブル値の作成はシミュレーション等による事前検討でも良いし、実験により決定してもよい。

本実施形態例による制御方法の効果を示すためにシミュレーションを行った。図７、図８に本実施形態例の方法の動作を示すため、Ｖｄｃ１、Ｖｄｃ２の波形（図７、図８の（ａ））と、インバータ１、２の三相電圧指令（図７、図８の（ｂ）、（ｃ））を変調率で示している。図７は５０Ｈｚ、５０Ｎｍ駆動時、図８は２６０Ｈｚ、５０Ｎｍのときの波形である。Ｖｄｃ１は一定の直流電圧としているが、Ｖｄｃ２は（１１）式で求めた値で制御している。図７と図８で動作条件が変わるため、Ｖｄｃ２、三相電圧指令の変調率が変わっているが、図７、図８ともにインバータ１とインバータ２の電圧指令の変調率がほぼ一致していることが確認できる。

図９はモータの三相電流波形とそのＦＦＴ解析結果を示している。図９（ａ），（ｂ）はオープン巻線モータを従来のＱ＝０制御で駆動したときの三相電流波形、ＦＦＴ解析結果であり、図９（ｃ），（ｄ）はオープン巻線モータに本発明法を適用したときの三相電流波形、ＦＦＴ解析結果である。キャリア周波数は４ｋＨｚとしている。本発明法を適用することにより三相電流波形のリプル成分が低減され、電流ＴＨＤが１２．７２％から８．０４％に減少していることが確認できる。

１、２…インバータ
３…バッテリ
４…オープン巻線モータ
５…コンデンサ
１２…位置・速度検出器
１３…テーブル
１４…電流制御器
１５，１６，１８，２１，２２，２９…演算器
１７，２８…減算器
１９，２５…乗算器
２０…関数器
２３…電圧制御器
２４…符号関数器
２６…位相器
２７，３０…加算器
３１，３２…ｄｑ／ｕｖｗ座標変換部
３３，３５…ＰＷＭ制御部
３４…キャリア発生器

Claims (3)

1. 互いに独立した複数相のオープン巻線を有するオープン巻線モータと、直流側が直流電源に接続され、交流側が前記オープン巻線モータの一方の巻線端子に接続された第１のインバータと、直流側がコンデンサに接続され、交流側が前記オープン巻線モータの他方の巻線端子に接続された第２のインバータと、を備えたオープン巻線モータの駆動システムにおいて、
   前記オープン巻線モータに流れる電流を検出したｄｑ軸座標上の電流を、前記オープン巻線モータの速度を検出した検出速度およびトルク指令に応じて決定したオープン巻線モータのｄｑ軸電流指令値に一致させるような電圧指令値を求める電流制御器と、
   前記ｄｑ軸電流指令値を用いて導出した、オープン巻線モータに流れる電流のｄ軸からの電流位相と、前記電圧指令値を用いて導出した、オープン巻線モータに印加する電圧のｄ軸からの電圧位相との偏差をとって、電圧と電流の位相差を演算する位相差演算部と、
   前記電流制御器で求められた電圧指令値から導出したモータの印加電圧と前記位相差演算部で演算した位相差に基づいて、前記第２のインバータの出力電圧を演算する第２インバータ出力電圧演算部と、
   前記オープン巻線モータの速度を検出した検出速度およびトルク指令に応じて決定した、前記第２のインバータの出力電圧の振幅を調整するためのゲインと、前記位相差演算部で演算された位相差とを用いて導出した第１のインバータおよび第２のインバータの出力電圧位相差と、第１のインバータの直流電圧を検出した第１の直流検出電圧と、前記ゲインとに基づいて、第１のインバータと第２のインバータを同一、又は略同一の変調率で動作させるための第２のインバータの直流電圧指令値を演算する第２インバータ直流電圧指令演算部と、
   前記演算された第２のインバータの直流電圧指令値と第２のインバータの電圧成分に基づいて電圧制御を行う第２インバータ直流電圧制御部と、
   前記オープン巻線モータに流れる電流のｄ軸からの電流位相をπ／２ずらした位相と、前記第２インバータ直流電圧制御部の制御出力に基づいて、第２のインバータの出力電圧のｄ軸からの電圧位相を演算する第２インバータ出力電圧位相演算部と、
   前記第２インバータ出力電圧演算部で演算された第２のインバータの出力電圧と、前記第２インバータ出力電圧位相演算部で演算された第２のインバータの出力電圧のｄ軸からの電圧位相と、前記第２のインバータの出力電圧の振幅を調整するためのゲインとに基づいて、第２のインバータのｄｑ軸電圧指令値を演算する第２インバータｄｑ軸電圧指令演算部と、
   前記電流制御器で求められた電圧指令値に、前記第２インバータｄｑ軸電圧指令演算部で演算された第２のインバータのｄｑ軸電圧指令値を加算して、第１のインバータのｄｑ軸電圧指令値を演算する第１インバータｄｑ軸電圧指令演算部と、を備え、
   前記第１インバータｄｑ電圧指令演算部、第２インバータｄｑ軸電圧指令演算部で各々演算された第１のインバータのｄｑ軸電圧指令値、第２のインバータのｄｑ軸電圧指令値とキャリア信号との比較によって、前記第１のインバータ、第２のインバータを各々ＰＷＭ制御することを特徴とするオープン巻線モータの駆動システム。
2. 前記オープン巻線モータのｄｑ軸電流指令値および第２のインバータの出力電圧の振幅を調整するためのゲインは、オープン巻線モータの速度を検出した検出速度およびトルク指令に対応して前記ｄｑ軸電流指令値および前記ゲインが設定されたテーブルを参照して決定し、
   前記位相差演算部は下記（１）式～（３）式を演算して位相差δを求め、
   

   

   

   

   （θｉはｄ軸からの電流位相、ｉｄ＊はｄ軸電流指令値、ｉｑ＊はｑ軸電流指令値、ｖｄはｄ軸電圧指令値、ｖｑはｑ軸電圧指令値）
   前記第２インバータ直流電圧指令演算部は、下記（５）式によって第１のインバータおよび第２のインバータの出力電圧位相差γを演算し、
   

   

   （Ｖはオープン巻線モータの印加電圧、Ｖ₂はＶ₂＝ＫＶｓｉｎδで定義される第２のインバータの出力電圧、Ｋは第２のインバータの出力電圧の振幅を調整するためのゲイン）
   下記（６）式、（７）式の関係を用いて下記（８）式～（１１）式を演算することによって第２のインバータの直流電圧指令値Ｖｄｃ２＊を求め、
   （Ｖ₁は第１のインバータの出力電圧、Ｖｄｃ１は第１のインバータの直流電圧、Ｖｄｃ２は第２のインバータの直流電圧、Ｄ₁は第１のインバータの変調率、Ｄ₂はＤ₂＝Ｄ₁に設定した第２のインバータの変調率）
   前記第２インバータ出力電圧位相演算部は、オープン巻線モータに流れる電流のｄ軸からの電流位相θｉをπ／２ずらした位相θｉ＋（π／２）に対して、前記第２インバータ直流電圧制御部の制御出力によって位相補正を施すことで第２のインバータの出力電圧のｄ軸からの電圧位相θｖ２を求め、
   前記第２インバータｄｑ軸電圧指令演算部は、下記（１３）式、（１４）式
   

   

   

   を演算して第２のインバータのｄ軸電圧指令値Ｖｄ２、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ２を求める、ことを特徴とする請求項１に記載のオープン巻線モータの駆動システム。
3. 互いに独立した複数相のオープン巻線を有するオープン巻線モータと、直流側が直流電源に接続され、交流側が前記オープン巻線モータの一方の巻線端子に接続された第１のインバータと、直流側がコンデンサに接続され、交流側が前記オープン巻線モータの他方の巻線端子に接続された第２のインバータと、を備えたオープン巻線モータの駆動システムの制御方法であって、
   前記オープン巻線モータに流れる電流を検出したｄｑ軸座標上の電流を、前記オープン巻線モータの速度を検出した検出速度およびトルク指令に応じて決定したオープン巻線モータのｄｑ軸電流指令値に一致させるような電圧指令値を求める電流制御器を有し、
   位相差演算部が、前記ｄｑ軸電流指令値を用いて導出した、オープン巻線モータに流れる電流のｄ軸からの電流位相と、前記電圧指令を用いて導出した、オープン巻線モータに印加する電圧のｄ軸からの電圧位相との偏差をとって、電圧と電流の位相差を演算する位相差演算ステップと、
   第２インバータ出力電圧演算部が、前記電流制御器で求められた電圧指令値から導出したモータの印加電圧と前記位相差演算部で演算した位相差に基づいて、前記第２のインバータの出力電圧を演算する第２インバータ出力電圧演算ステップと、
   第２インバータ直流電圧指令演算部が、前記オープン巻線モータの速度を検出した検出速度およびトルク指令に応じて決定した、前記第２のインバータの出力電圧の振幅を調整するためのゲインと、前記位相差演算部で演算された位相差とを用いて導出した第１のインバータおよび第２のインバータの出力電圧位相差と、第１のインバータの直流電圧を検出した第１の直流検出電圧と、前記ゲインとに基づいて、第１のインバータと第２のインバータを同一、又は略同一の変調率で動作させるための第２のインバータの直流電圧指令値を演算する第２インバータ直流電圧指令演算ステップと、
   第２インバータ直流電圧制御部が、前記演算された第２のインバータの直流電圧指令値と第２のインバータの電圧成分に基づいて電圧制御を行う第２インバータ直流電圧制御ステップと、
   第２インバータ出力電圧位相演算部が、前記オープン巻線モータに流れる電流のｄ軸からの電流位相をπ／２ずらした位相と、前記第２インバータ直流電圧制御部の制御出力に基づいて、第２のインバータの出力電圧のｄ軸からの電圧位相を演算する第２インバータ出力電圧位相演算ステップと、
   第２インバータｄｑ軸電圧指令演算部が、前記第２インバータ出力電圧演算部で演算された第２のインバータの出力電圧と、前記第２インバータ出力電圧位相演算部で演算された第２のインバータの出力電圧のｄ軸からの電圧位相と、前記第２のインバータの出力電圧の振幅を調整するためのゲインとに基づいて、第２のインバータのｄｑ軸電圧指令値を演算する第２インバータｄｑ軸電圧指令演算ステップと、
   第１インバータｄｑ軸電圧指令演算部が、前記電流制御器で求められた電圧指令値に、前記第２インバータｄｑ軸電圧指令演算部で演算された第２のインバータのｄｑ軸電圧指令値を加算して、第１のインバータのｄｑ軸電圧指令値を演算する第１インバータｄｑ軸電圧指令演算ステップと、を備え、
   前記第１インバータｄｑ軸電圧指令演算ステップ、第２インバータｄｑ軸電圧指令演算ステップで各々演算された第１のインバータのｄｑ軸電圧指令値、第２のインバータのｄｑ軸電圧指令値とキャリア信号との比較によって、前記第１のインバータ、第２のインバータを各々ＰＷＭ制御することを特徴とするオープン巻線モータの駆動システムの制御方法。

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