JP2932080B2 - インバータの制御方式 - Google Patents
インバータの制御方式Info
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- JP2932080B2 JP2932080B2 JP2063833A JP6383390A JP2932080B2 JP 2932080 B2 JP2932080 B2 JP 2932080B2 JP 2063833 A JP2063833 A JP 2063833A JP 6383390 A JP6383390 A JP 6383390A JP 2932080 B2 JP2932080 B2 JP 2932080B2
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は巻線切替え制御方式のインバータドライブに
関するものである。
関するものである。
［従来の技術］ 従来、工作機械の主軸ドライブ等では定出力制御範囲
拡大のために、電動機巻線を接続変更してインバータド
ライブすることがある（例えば特開昭60−219993号公
報）。
拡大のために、電動機巻線を接続変更してインバータド
ライブすることがある（例えば特開昭60−219993号公
報）。
具体的に説明すると、第５図において、１は電動機７
を制御するインバータ、７は電動機、71〜73は電動機７
の三相巻線である。91、92は電動機７の巻線を接続変更
する開閉器である。
を制御するインバータ、７は電動機、71〜73は電動機７
の三相巻線である。91、92は電動機７の巻線を接続変更
する開閉器である。
開閉器91を閉、開閉器92を開にすれば、電動機巻線71
〜73はスター接続（以下Ｙ接続という）になり、開閉器
91を開、開閉器92を閉にすれば、電動機巻線71〜73はデ
ルタ接続（以下Δ接続という）になる。
〜73はスター接続（以下Ｙ接続という）になり、開閉器
91を開、開閉器92を閉にすれば、電動機巻線71〜73はデ
ルタ接続（以下Δ接続という）になる。
Δ接続時の１相のインピーダンスをＺとすると、Ｙ接
続時の１相のインピーダンスは3Zになる。誘導電動機を
電圧形PWMインバータでドライブしたときに生じるリッ
プル電流の大きさは、PWM電圧波形と、このインピーダ
ンスによって決まる。
続時の１相のインピーダンスは3Zになる。誘導電動機を
電圧形PWMインバータでドライブしたときに生じるリッ
プル電流の大きさは、PWM電圧波形と、このインピーダ
ンスによって決まる。
［発明が解決しようとする課題］ ところが、従来技術ではPWM電圧波形のPWMキャリア周
波数が一定にあったために、前述のリップル電流の大き
さが巻線接続によって変わるという問題があった。とく
に、電流マイナループをもつインバータでは、電流ルー
プゲインはリップル電流値によって制限されるから、巻
線接続を変更するということは電流応答性を左右する重
要な問題であった。
波数が一定にあったために、前述のリップル電流の大き
さが巻線接続によって変わるという問題があった。とく
に、電流マイナループをもつインバータでは、電流ルー
プゲインはリップル電流値によって制限されるから、巻
線接続を変更するということは電流応答性を左右する重
要な問題であった。
本発明は、巻線接続を変更してもリップル電流の大き
さが変化しないようにすることを目的とするものであ
る。
さが変化しないようにすることを目的とするものであ
る。
［課題を解決するための手段］ 本発明は上記課題を解決するため、巻線接続変更可能
な多相誘導電動機と、接続変更を行うための開閉器と、
巻線切替え制御機能を持つインバータからなる可変速ド
ライブシステムにおいて、それぞれの巻線接続時の電動
機巻線の１次インピーダンスに応じて、インバータのPW
Mキャリア周波数を変化させて前記多相誘導電動機を制
御するようにしたものである。
な多相誘導電動機と、接続変更を行うための開閉器と、
巻線切替え制御機能を持つインバータからなる可変速ド
ライブシステムにおいて、それぞれの巻線接続時の電動
機巻線の１次インピーダンスに応じて、インバータのPW
Mキャリア周波数を変化させて前記多相誘導電動機を制
御するようにしたものである。
［作用］ PWMキャリア周波数を巻線接続に対応して変え、巻線
接続を変更してもリップル電流が一定になるようにして
あり、かつPWMキャリア周波数の変化によってスイッチ
ングロスも変化するから、過負荷保護レベルを調節して
インバータのパワー素子の破壊を防ぐことができる。
接続を変更してもリップル電流が一定になるようにして
あり、かつPWMキャリア周波数の変化によってスイッチ
ングロスも変化するから、過負荷保護レベルを調節して
インバータのパワー素子の破壊を防ぐことができる。
［実施例］ 本発明を図に示す実施例について説明する。
第１図は本発明の実施例を示すブロック図で、インバ
ータ１はダイオード等整流素子を使用したコンバータ部
２、トランジスタ等の自己消弧素子を使用したインバー
タ部３、平滑コンデンサ４からなる主回路部と、電流検
出器５と制御回路６からなる制御回路部で構成されてい
る。７は巻線接続変更可能な誘導電動機、８は誘導電動
機７に取り付けた速度検出のためのエンコーダ、９は第
５図において説明した開閉器91、92からなる巻線接続変
更のための巻線切替え装置である。さらに、制御回路６
は誘導電動機７の速度を制御する速度制御部11、ベクト
ル制御などの電流指令発生器12、その電流指令発生器12
にそれぞれの巻線接続に応じて制御定数を供給する定数
メモリ13、電流指令と電流検出器５からの検出信号を入
力として電圧指令を出力する電流制御部14、PWM制御の
ためのキャリア信号発生器15、電圧指令とPWMキャリア
信号からインバータ部３のトランジスタをドライブする
信号を発生するPWM制御部16、電流検出器５からの検出
信号に基づき過負荷保護動作を行う過負荷保護部17、外
部からの指令や電動機速度に基づきインバータ内部で発
生する巻線選択指令により、定数メモリ13、キャリア信
号発生器15、過負荷保護部17、巻線切替え装置９に巻線
接続信号を与える巻線選択指令発生器18で構成される。
ータ１はダイオード等整流素子を使用したコンバータ部
２、トランジスタ等の自己消弧素子を使用したインバー
タ部３、平滑コンデンサ４からなる主回路部と、電流検
出器５と制御回路６からなる制御回路部で構成されてい
る。７は巻線接続変更可能な誘導電動機、８は誘導電動
機７に取り付けた速度検出のためのエンコーダ、９は第
５図において説明した開閉器91、92からなる巻線接続変
更のための巻線切替え装置である。さらに、制御回路６
は誘導電動機７の速度を制御する速度制御部11、ベクト
ル制御などの電流指令発生器12、その電流指令発生器12
にそれぞれの巻線接続に応じて制御定数を供給する定数
メモリ13、電流指令と電流検出器５からの検出信号を入
力として電圧指令を出力する電流制御部14、PWM制御の
ためのキャリア信号発生器15、電圧指令とPWMキャリア
信号からインバータ部３のトランジスタをドライブする
信号を発生するPWM制御部16、電流検出器５からの検出
信号に基づき過負荷保護動作を行う過負荷保護部17、外
部からの指令や電動機速度に基づきインバータ内部で発
生する巻線選択指令により、定数メモリ13、キャリア信
号発生器15、過負荷保護部17、巻線切替え装置９に巻線
接続信号を与える巻線選択指令発生器18で構成される。
巻線選択指令がＹ接続である時、PWMキャリア周波
数、過負荷保護レベルが標準設定されているとする。
数、過負荷保護レベルが標準設定されているとする。
次に、巻線選択指令をΔ接続に変更すると、巻線イン
ピーダンスが1/3に低下するから、PWMキャリア周波数を
変更しなければリップル電流は３倍になる。しかし、電
流制御ゲインを巻線接続にかかわらず一定にして制御す
るためには、リップル電流を一定に保つ必要がある。
ピーダンスが1/3に低下するから、PWMキャリア周波数を
変更しなければリップル電流は３倍になる。しかし、電
流制御ゲインを巻線接続にかかわらず一定にして制御す
るためには、リップル電流を一定に保つ必要がある。
リップル電流は、PWM電圧波形と電動機巻線インピー
ダンスによって決まるから、このリップル電流一定制御
を実現するためには、キャリア周波数を高くすればよ
く、巻線選択指令発生器18の信号に応じて、PWM制御部1
6に入力するキャリア信号発生器15のPWMキャリア周波数
を変更すればよい。
ダンスによって決まるから、このリップル電流一定制御
を実現するためには、キャリア周波数を高くすればよ
く、巻線選択指令発生器18の信号に応じて、PWM制御部1
6に入力するキャリア信号発生器15のPWMキャリア周波数
を変更すればよい。
例えば、キャリア周波数発生器15の代表例として三角
波発振器を第２図に示す。21は積分器、22A、22Bは積分
器21の積分コンデンサ、23A、23Bは積分コンデンサ22
A、22Bを巻線選択指令発生器18の信号に基づいて切替え
るためのスイッチ、24は積分器２の入力抵抗、26A、26B
は積分器２に入力する基準電圧源、25A、25Bは積分器21
の入力の基準電圧源26A、26Bの極性を切替えるスイッ
チ、28A、28Bは三角波信号のピーク値を決める基準電圧
源、27A、27Bはその極性を切替えるスイッチ、29は積分
器21の出力と基準電圧源28A、28Bとを比較して論理信号
を出力するコンパレータである。
波発振器を第２図に示す。21は積分器、22A、22Bは積分
器21の積分コンデンサ、23A、23Bは積分コンデンサ22
A、22Bを巻線選択指令発生器18の信号に基づいて切替え
るためのスイッチ、24は積分器２の入力抵抗、26A、26B
は積分器２に入力する基準電圧源、25A、25Bは積分器21
の入力の基準電圧源26A、26Bの極性を切替えるスイッ
チ、28A、28Bは三角波信号のピーク値を決める基準電圧
源、27A、27Bはその極性を切替えるスイッチ、29は積分
器21の出力と基準電圧源28A、28Bとを比較して論理信号
を出力するコンパレータである。
先ず、スイッチ23Aがオフ、23Bがオンとする。いま、
時刻をt1とすると、第３図に示すように、コンパレータ
29の−入力には信号、＋入力には信号が加わってい
るから、出力はＨベルになり、信号によりスイッチ25
A、27Aがオン、スイッチ25B、27Bがオフとなる。この状
態で、積分器21の出力Voutは、積分器21の入力信号を
積分して得られるから、基準電圧源26Aの電圧を−E1と
し、基準電圧源28Aの電圧をEs、基準電圧源28Bの電圧を
−Esとすると、 で表わされる。C22Bは積分コンデンサ22Bの容量を表わ
し、R24は入力抵抗24の抵抗値を表わす。
時刻をt1とすると、第３図に示すように、コンパレータ
29の−入力には信号、＋入力には信号が加わってい
るから、出力はＨベルになり、信号によりスイッチ25
A、27Aがオン、スイッチ25B、27Bがオフとなる。この状
態で、積分器21の出力Voutは、積分器21の入力信号を
積分して得られるから、基準電圧源26Aの電圧を−E1と
し、基準電圧源28Aの電圧をEs、基準電圧源28Bの電圧を
−Esとすると、 で表わされる。C22Bは積分コンデンサ22Bの容量を表わ
し、R24は入力抵抗24の抵抗値を表わす。
この出力Voutが上昇し、時刻t2においてコンパレータ
29の比較電圧であるEsをこえると、コンパレータ出力は
反転してＬレベルになり、信号によりスイッチ25A、2
7Aがオフ、スイッチ25B、27Bがオンとなる。
29の比較電圧であるEsをこえると、コンパレータ出力は
反転してＬレベルになり、信号によりスイッチ25A、2
7Aがオフ、スイッチ25B、27Bがオンとなる。
したがって、積分器21には信号に示すように、基準
電圧源26Bから基準電圧E1が印加されることになり、そ
の出力電圧Voutは時刻t3において、 となり、出力Voutは時刻t4でコンパレータ29の比較電圧
である−Esより下がるまで下降する。
電圧源26Bから基準電圧E1が印加されることになり、そ
の出力電圧Voutは時刻t3において、 となり、出力Voutは時刻t4でコンパレータ29の比較電圧
である−Esより下がるまで下降する。
三角波発振器はこの動作を自動的に繰り返して三角波
信号を出力する。この発振器の発振周波数は式（１）、
（２）からわかるように、基準電圧E1、Es、入力抵抗R
24、積分コンデンサC22Bで決まる。したがって、発振周
波数を変更するには、このうちのいずれかを操作すれば
よい。
信号を出力する。この発振器の発振周波数は式（１）、
（２）からわかるように、基準電圧E1、Es、入力抵抗R
24、積分コンデンサC22Bで決まる。したがって、発振周
波数を変更するには、このうちのいずれかを操作すれば
よい。
一般的には、コンデンサ容量を変更する方法を用いる
ことが多く、この場合は、巻線選択指令発生器18からの
巻線切替え信号でコンデンサ容量を変更した。Ｙ接続で
積分コンデンサC22Bが選択されているとすると、Δ接続
時は積分コンデンサC22Aが選択される。当然のことなが
ら、Δ接続でキャリア周波数を高くするから、コンデン
サ容量は、C22A＜C22Bとなる。
ことが多く、この場合は、巻線選択指令発生器18からの
巻線切替え信号でコンデンサ容量を変更した。Ｙ接続で
積分コンデンサC22Bが選択されているとすると、Δ接続
時は積分コンデンサC22Aが選択される。当然のことなが
ら、Δ接続でキャリア周波数を高くするから、コンデン
サ容量は、C22A＜C22Bとなる。
一方、Δ接続時にＹ接続時と同一の電流を通電する
と、PWMキャリア周波数は高くなっているから、インバ
ータ部３のトランジスタのスイッチングロスは増加す
る。
と、PWMキャリア周波数は高くなっているから、インバ
ータ部３のトランジスタのスイッチングロスは増加す
る。
したがって、トランジスタの熱破壊を生じさせないた
めには、通電時の発生ロスをΔ接続時とＹ接続時で同程
度に抑えなければならない。過負荷保護部17は第４図に
示す電流・時間積である過負荷保護動作レベルを巻線選
択指令発生器18の信号に応じて切替えて使用する。すな
わち、Ｙ接続時は従来の過負荷保護レベルを適用し、Δ
接続時は過負荷保護レベルをＹ接続時より下げて使用す
る。
めには、通電時の発生ロスをΔ接続時とＹ接続時で同程
度に抑えなければならない。過負荷保護部17は第４図に
示す電流・時間積である過負荷保護動作レベルを巻線選
択指令発生器18の信号に応じて切替えて使用する。すな
わち、Ｙ接続時は従来の過負荷保護レベルを適用し、Δ
接続時は過負荷保護レベルをＹ接続時より下げて使用す
る。
以上のように、従来の巻線切替え方式のインバータド
ライブに、巻線切替え指令に基づいてPWMキャリア周波
数を変更する手段と過負荷保護レベルを変更する手段と
を付加することで、巻線接続にかかわらず一定の電流制
御応答性を得ることができる。
ライブに、巻線切替え指令に基づいてPWMキャリア周波
数を変更する手段と過負荷保護レベルを変更する手段と
を付加することで、巻線接続にかかわらず一定の電流制
御応答性を得ることができる。
本実施例は、ベクトル制御インバータについて説明し
たものであるから、V/f制御の巻線切替え方式インバー
タについても同様の手法を用いることで、電流応答性を
改善できる。
たものであるから、V/f制御の巻線切替え方式インバー
タについても同様の手法を用いることで、電流応答性を
改善できる。
［発明の効果］ 以上述べたように、本発明によれば巻線接続にかかわ
りなくリップル電流を一定にでき、電流制御応答性を一
定に保つことができ、安定した特性を備えた巻線切替え
方式のインバータを提供することができるという効果が
ある。
りなくリップル電流を一定にでき、電流制御応答性を一
定に保つことができ、安定した特性を備えた巻線切替え
方式のインバータを提供することができるという効果が
ある。
第１図は本発明の実施例を示すブロック図、第２図はPW
Mキャリア指令発生回路、第３図は過負荷保護特性を表
わす説明図、第４図は過負荷保護動作レベルを示す特性
図、第５図は従来の巻線切替え方式インバータの構成図
である。 １……インバータ、２……コンバータ部、３……インバ
ータ部、５……電流検出器、６……制御回路、７……誘
導電動機、８……エンコーダ、９……巻線切替え装置
Mキャリア指令発生回路、第３図は過負荷保護特性を表
わす説明図、第４図は過負荷保護動作レベルを示す特性
図、第５図は従来の巻線切替え方式インバータの構成図
である。 １……インバータ、２……コンバータ部、３……インバ
ータ部、５……電流検出器、６……制御回路、７……誘
導電動機、８……エンコーダ、９……巻線切替え装置
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き 審査官 米山 毅 (56)参考文献 特開 昭60−219993（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−240889（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−106882（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02P 5/408 - 5/412 H02P 7/628 - 7/632 H02P 21/00
Claims (2)
- 【請求項１】巻線接続変更可能な多相誘導電動機と、接
続変更を行うための開閉器と、巻線切替え制御機能を持
つインバータからなる可変速ドライブシステムにおい
て、それぞれの巻線接続時の電動機巻線の１次インピー
ダンスに応じて設定されたインバータのPWMキャリア周
波数を、巻線選択指令にしたがって選択することによ
り、前記多相誘導電動機を制御することを特徴とするイ
ンバータの制御方式。 - 【請求項２】インバータのPWMキャリア周波数に応じて
あらかじめ設定されたインバータの過負荷保護動作レベ
ルを、前記巻線選択指令にしたがって選択することを特
徴とする請求項１記載のインバータの制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2063833A JP2932080B2 (ja) | 1990-03-13 | 1990-03-13 | インバータの制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2063833A JP2932080B2 (ja) | 1990-03-13 | 1990-03-13 | インバータの制御方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03265486A JPH03265486A (ja) | 1991-11-26 |
| JP2932080B2 true JP2932080B2 (ja) | 1999-08-09 |
Family
ID=13240748
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2063833A Expired - Fee Related JP2932080B2 (ja) | 1990-03-13 | 1990-03-13 | インバータの制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2932080B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP2012423B1 (en) * | 2006-03-31 | 2020-04-29 | Thk Co., Ltd. | Ac motor driving apparatus and control method |
| CN110892636B (zh) * | 2017-07-28 | 2023-01-17 | 三菱电机株式会社 | 驱动装置、压缩机以及空调机及永磁电动机的驱动方法 |
| JP6821031B2 (ja) * | 2017-08-08 | 2021-01-27 | 三菱電機株式会社 | 電動機の駆動装置及び空気調和機 |
-
1990
- 1990-03-13 JP JP2063833A patent/JP2932080B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03265486A (ja) | 1991-11-26 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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