JP2888170B2 - 誘導電動機の制御方法及び装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、出力電圧及び出力周波
数を変化させることができるインバ−タによって誘導電
動機を制御する方法及び装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】誘電電動機の正常駆動状態から、周波数
指令値に従いＰＷＭ制御インバ−タ等で電動機を減速さ
せる動作において、機械エネルギ−が電動機の発電作用
によってインバ−タ（ＤＣ−ＡＣ電力変換器）の帰還用
ダイオ−ドを介して直流電源側に帰還即ち回生させる。
この回生時に発生するエネルギ−を何の処理もせずに放
置すると、平滑用コンデンサ（電解コンデンサ）の充電
が進み、この電圧が上昇し、過電圧状態となる。これを
防ぐための回生エネルギ−の処理方法として次の３つが
知られている。 （１） 回生エネルギ−を順変換回路を介して交流電源
側に返す方法。 （２） 平滑用コンデンサに並列にスイッチを介して抵
抗を接続し、回生モ−ド時にスイッチをオンにして回生
エネルギ−を抵抗で消費する方法。 （３） 電動機の減速を緩やかに行って回生エネルギ−
の量を抑えて平滑用コンデンサの電圧上昇を抑える方
法。

【０００３】

【発明が解決しょうとする課題】ところで、上記（１）
の交流電源側に帰還させる方法は、順変換回路ＤＣ−Ａ
Ｃ変換できるようにスイッチを使用して構成するために
構成が複雑になるという欠点を有する。また、上記
（２）の抵抗による消費する方法は、スイッチング素子
とこれを制御する回路が必要になって構成が複雑に成
り、且つ回生エネルギ−の変化に追従して適当にエネル
ギ−を消費することができないという欠点を有する。ま
た、上記（３）の減速時間を延ばす方法は、構成は簡単
であるという長所を有する反面、回生エネルギ−が大き
い場合にはコンデンサの電圧が過電圧レベルを越えて過
電圧保護回路が動作し、インバ−タの直流電源ラインに
接続されている回路遮断機がトリップ動作するか、又は
回生電流が大きいと過電流保護回路にトリップが生じ、
減速制御が不可能になることがある。

【０００４】そこで、変発明の目的は、減速制御時にお
けるインバ−タの入力側電圧の上昇を円滑に抑制するこ
とができる誘導電動機の制御方法及び装置を提供するこ
とにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本願の方法の発明は、交流を直流に変換するための順
変換回路と、この順変換回路の一対の出力端子間に接続
された平滑用コンデンサと、この平滑用コンデンサに並
列に接続され且つ帰還用ダイオードを有しており、且つ
出力電圧及び出力周波数を変えることが可能に形成され
たインバータと、このインバータに接続された誘導電動
機とから成る装置において前記誘導電動機を減速制御す
る方法であって、前記誘導電動機を減速させるために前
記インバータの出力周波数を低下させることを示す所定
の減速勾配△Ｆ０を設定し、前記誘導電動機の減速要求
に応じて前記所定の減速勾配△Ｆ０に従って前記インバ
ータの出力周波数Ｆｎを低下させるステップと、前記所
定の減速勾配△Ｆ０によって前記出力周波数Ｆｎを低下
させている時に前記コンデンサの電圧が所定の過電圧レ
ベルを越えたか否かを判断するステップと、前記コンデ
ンサの電圧が前記過電圧レベルを越えた時に前記コンデ
ンサの電圧の上昇勾配を検出するステップと、前記コン
デンサの電圧が前記所定の過電圧レベルを越えていない
時には前記所定の減速勾配△Ｆ０に従って前記出力周波
数Ｆｎを低下させるが、前記コンデンサの電圧が前記所
定の過電圧レベルを越えている時には前記インバータの
出力周波数Ｆｎを前記コンデンサの電圧が前記過電圧を
越えた時の直前の前記インバータの出力周波数よりも高
くすると共に前記電圧の上昇勾配に比例させて高め、前
記コンデンサの電圧が前記過電圧レベルを越えている期
間中は前記高めた出力周波数を保持するステップと、前
記コンデンサの電圧が前記過電圧レベルよりも低いレベ
ルに復帰した時点を検出するステップと、前記コンデン
サの電圧が前記過電圧レベルよりも低いレベルに復帰し
た時点の直後に、前記コンデンサの電圧が過電圧レベル
になる直前の減速勾配よりも傾きの緩い新しい減速勾配
によって前記出力周波数（Ｆｎ）を低下させるステップ
とを備えていることを特徴とする誘導電動機の制御方法
に係わるものである。本願の装置の発明は、交流を直流
に変換するための順変換回路と、この順変換回路の一対
の出力端子間に接続された平滑用コンデンサと、この平
滑用コンデンサに並列に接続され且つ帰還用ダイオード
を有しており、且つ出力電圧及び出力周波数を変えるこ
とが可能に形成されたインバータと、このインバータに
接続された誘導電動機とから成る装置において前記誘導
電動機を減速制御する装置であって、前記誘導電動機を
減速させるために前記インバータの出力周波数を低下さ
せることを示す所定の減速勾配△Ｆ０を設定する減速勾
配設定手段と、前記所定の減速勾配△Ｆ０によって前記
出力周波数Ｆｎを低下させている時に前記コンデンサの
電圧が所定の過電圧レベルを越えたか否かを判断する電
圧判定手段と、前記コンデンサの電圧が前記過電圧レベ
ルを越えた時に前記コンデンサの電圧の上昇勾配を検出
する電圧上昇勾配検出手段と、前記コンデンサの電圧が
前記過電圧レベルよりも低いレベルに復帰した時点を検
出する過電圧復帰検出手段と、前記コンデンサの電圧が
前記所定の過電圧レベルを越えていない時には前記所定
の減速勾配△Ｆ０に従って前記出力周波数Ｆｎを低下さ
せるが、前記コンデンサの電圧が前記所定の過電圧レベ
ルを越えている時には前記インバータの出力周波数Ｆｎ
を前記コンデンサの電圧が前記過電圧を越えた時の直前
の前記インバータの出力周波数よりも高くすると共に前
記電圧の上昇勾配に比例させて高め、前記コンデンサの
電圧が前記過電圧レベルを越えている期間中は前記高め
た出力周波数を保持し、前記コンデンサの電圧が前記過
電圧レベルよりも低いレベルに復帰した時点の直後に、
前記コンデンサの電圧が過電圧レベルになる直前の減速
勾配よりも傾きの緩い新しい減速勾配によって前記出力
周波数（Ｆｎ）を低下させる出力周波数制御手段とを備
えていることを特徴とする誘導電動機の制御装置に係わ
るものである。

【０００６】

【発明の作用及び効果】各請求項の発明によれば、誘導
電動機の停止制御時又は速度変更時における減速勾配制
御即ちインバータの出力周波数を時間と共に低下させる
制御を実行している時に過電圧状態が発生すると、出力
周波数をコンデンサの電圧の上昇勾配に比例させて高め
る制御即ち加速制御を行う。これにより回生エネルギー
が抑制され、インバータを遮断させないのでコンデンサ
電圧の上昇の抑制を行うことができ減速が円滑に達成さ
れる。また、過電圧解消後には過電圧発生直前の減速勾
配よりも緩い減速勾配となるので、再び過電圧状態が生
じることを抑制しつつ円滑に減速を進めることができ
る。

【０００７】

【実施例】次に、図１〜図６を参照して本発明の実施例
に係わる誘導電動機の制御方法及び装置を説明する。図
１に示すように誘導電動機の制御装置は、３相交流電源
端子１に過電流保護スイッチＳＷ1 を介して接続された
順変換回路としてのダイオ−ドブリッジ回路からなる３
相整流平滑回路２と、この一対の直流出力端子間に過電
流保護スイッチＳＷ2 を介して接続された電解コンデン
サから成る平滑用コンデンサＣと、このコンデンサに並
列に接続された３相インバータ回路３と、インバータ回
路３に接続された３相誘導電動機４と、インバータ制御
回路５と、コンデンサ電圧検出ライン６ａ、６ｂに接続
された減速勾配制御回路７と、電動機の速度設定器とし
ての働きを有するインバータ出力周波数設定器８と、出
力周波数生成器９とから成る。なお、回生エネルギ−消
費手段として抵抗Ｒがトランジスタから成るスイッチＴ
Ｒを介してコンデンサＣに並列接続されている。また、
スイッチＳＷ1 を過電流時にオフにするための過電流継
電器ＯＣＲが設けられ、また、スイッチＳＷ2 を過電圧
時にオフするための過電圧継電器ＯＶＲが設けられてい
る。

【０００８】インバータ回路３は周知の３相ブリッジ型
インバータ回路であって、６個のＩＧＢＴ即ち絶縁ゲー
ト・バイポーラ・トランジスタから成る第１〜第６のス
イッチＱ1 〜Ｑ6 を３相ブリッジ接続し、各スイッチＱ
1 〜Ｑ6 に逆並列に帰還用ダイオードＤ1 〜Ｄ6 を接続
したものである。即ち、第１及び第２のスイッチＱ1、
Ｑ2 の直列回路から成る第１相アームと、第３及び第４
のスイッチＱ3 、Ｑ4の直列回路から成る第２相アーム
と、第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 の直列回路から
成る第３相アームをコンデンサＣに対して並列ににそれ
ぞれ接続し、各相アームの中点から出力ラインを導出し
たものである。

【０００９】誘導電動機４は、１次巻線４ａ、４ｂ、４
ｃから成る固定子の他に回転子（図示せず）を有し、こ
の回転子に負荷が結合されているものである。なお、こ
の実施例では１次巻線４ａ、４ｂ、４ｃがＹ結線され、
インバータ回路３の出力ラインに接続されている。

【００１０】インバータ制御回路５は、インバータ回路
３のスイッチＱ1 〜Ｑ6 を３相ＰＷＭ制御すると共にＶ
／ｆ＝一定（但しＶはインバータ出力電圧、ｆはインバ
ータ出力周波数）となるように制御するものである。

【００１１】電圧検出ライン６ａ、６ｂはインバータ回
路３の入力ライン即ちコンデンサＣの両端に接続され、
インバータ入力段の直流電圧Ｖdcを検出する。

【００１２】減速勾配制御回路７は、減速勾配制御を実
行すると共に、この減速勾配制御中において過電圧状態
が発生した時に過電圧抑制制御を実行するものである。

【００１３】出力周波数設定器８は、電動機４の目標回
転速度に対応するインバータの目標出力周波数を示すア
ナログ値（例えば電圧値）又はディジタル値を設定する
ものである。なお、減速勾配制御の場合には、出力周波
数設定値が前の設定値よりも低い値又はゼロになる。

【００１４】出力周波数生成器９は、減速勾配制御回路
７から与えられた減速勾配指令と出力周波数設定器８か
ら与えられたインバータの目標出力周波数とに基づいて
インバータの出力周波数指令を示すアナログ値又はディ
ジタル値をインバータ制御回路５に与えるものである。

【００１５】図２は図１のインバータ制御回路５の詳細
を示すものである。このインバータ制御回路５は例えば
特開昭５７−４０３６９号公報で周知のＶ／ｆ＝一定の
制御を行うと共にＰＷＭ制御を行うものであって、出力
周波数指令ライン１１と、電圧決定回路１２と、三相正
弦波発生器１３と、三角波キャリア発生器１４と、３つ
の比較器１５、１６、１７と、ゲートドライブ回路１８
とから成る。出力周波数指令ライン１１は図１の出力周
波数指令生成器９に接続され、インバータの目標周波数
指令値を電圧決定回路１２及び三相正弦波発生回路１３
に与える。電圧決定回路１２は、ライン１１の周波数指
令値Ｆn に応答してＶn ／Ｆn ＝一定の条件に従う出力
電圧Ｖn を特性線１２ａで示すように発生する。三相正
弦波発生器１３は、ライン１１の周波数指令値Ｆn で指
定された周波数の三相正弦波電圧Ｖsu、Ｖsv、Ｖswを図
４（Ａ）に示すように発生する。この電圧Ｖsu、Ｖsv、
Ｖswの振幅は電圧決定回路１２の電圧Ｖn に比例するよ
うに制御される。三角波キャリア発振器１４は図４に示
すように正弦波電圧Ｖsu、Ｖsv、Ｖswの周波数（例えば
０〜５０Hz）よりも十分に高い周波数（例えば２０kHz
）の三角波電圧Ｖtを発生する。比較器１５、１６、１
７は正弦波電圧Ｖsu、Ｖsv、Ｖswと三角波電圧Ｖt とを
比較して図４（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）のＰＷＭパルスを出力
する。ゲートドライブ回路１８は比較器１５、１６、１
７から得られた図４（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）のＰＷＭ信号を
第１、第３及び第５のスイッチＱ1 、Ｑ3 、Ｑ5 のゲー
ト（制御電極）に与えると共に、図４（Ｂ）（Ｃ）
（Ｄ）と逆相のＰＷＭ信号を第２、第４及び第６のスイ
ッチＱ2 、Ｑ4 、Ｑ6 に与える。なお、この実施例では
三相正弦波発生器１３がメモリとＤ／Ａ変換器で構成さ
れている。このメモリには多数の電圧レベルの正弦波デ
ータが格納されており、電圧決定回路１２の電圧Ｖnに
相当する正弦波データがライン１１の周波数Ｆn に対応
するクロックで読み出され、これがＤ／Ａ変換されて正
弦波となる。

【００１６】図３は図１の減速勾配制御回路７を詳しく
示すものである。この減速勾配制御回路７は、正常加速
時における減速勾配指令△Ｆ0 をアナログ又はディジタ
ル値で与える減速勾配設定器２１の他に、電圧検出器２
２、過電圧レベル設定器２３、過電圧レベル検出用比較
器２４、電圧上昇勾配検出器２５、過電圧復帰検出器２
６、及び減速勾配生成器２７を有する。なお、比較器２
４、過電圧復帰検出器２５、電圧上昇勾配検出器２６、
及び減速勾生成器２７は出力周波数生成器９と共にマイ
クロコンピュータ即ちマイクロプロセッサで構成されて
いる。

【００１７】電圧検出器２２は、ライン６ａ、６ｂに接
続されたコンデンサＣの電圧を検出するための分圧回路
と、ここで検出した電圧をディジタル信号に変換するＡ
／Ｄ変換器とから成る。過電圧レベル設定器２３は、コ
ンデンサＣの定格電圧と過電圧継電器ＯＶＲのトリップ
レベルとの間に設定された過電圧レベルＶａｏｖをディ
ジタル信号で送出するものである。比較器２４は電圧検
出器２２で検出された電圧Ｖd と過電圧レベルＶａｏｖ
とをディジタル比較し、Ｖd がＶａｏｖ以上の時に第１
の出力を発生し、Ｖd がＶａｏｖよりも低い時に第２の
出力を発生するものである。

【００１８】電圧上昇勾配検出器２５は電圧検出器２２
と比較器２４に接続され、過電圧区間の初期における単
位時間（単位サンプリング周期）における電圧上昇値を
電圧勾配△Ｖdcとして求めるものである。即ちこの電圧
上昇勾配検出器２５では、１つ前のサンプリングに基づ
く検出電圧Ｖdcn-1 とこの次のサンプリングに基づく検
出電圧Ｖdcn との差を求め、単位サンプリング周期で徐
算することによって決定する。

【００１９】比較検出器２２に接続された過電圧復帰検
出器２６は、コンデンサＣの電圧Ｖdcが過電圧レベルＶ
aov よりも下回る時点即ち図６の過電圧復帰時点ｔ3 及
びｔ5 を検出し、これを減速勾配生成器２７に与えるも
のである。

【００２０】減速勾配生成器２７は、減速動作（負の減
速動作も含む）に必要な減速勾配指令ΔＦを示すデータ
を発生するものである。電動機４の減速勾配はインバー
タの出力周波数の単位時間当りの減少幅に相当する。こ
の実施例では減速勾配生成器２７がマイクロコンピュー
タで構成されており、一定の演算周期（例えば数ｍsec
）で減速勾配指令データを発生するように構成されて
いる。従って、各周期毎にインバータの周波数を変化さ
せると減速勾配が変化する。減速勾配指令としての周波
数値が大きくなるに従って減速勾配が大きくなり、この
周波数を負の値にすると出力周波数が上昇し、加速勾配
になる。インバータの入出力電圧が過電圧状態にならな
い場合には、減速勾配設定器２１で設定された定常時の
減速勾配ΔＦ0 がそのまま減速勾配生成器２７の出力と
なって出力周波数指令生成器９に送られる。また、過電
圧状態になった時には、減速勾配設定器２１で設定した
定常時減速勾配ΔＦ0 とは異なる新しい加速勾配を与え
る。

【００２１】図５は図１のマイクロコンピュータで構成
された出力周波数指令生成器９及び図３の減速勾配生成
器２７の動作を示す簡易フローチャートである。まず、
ステップＳ0 でインバータの出力周波数指令を与えるた
めのプログラムがスタートすると、次のステップＳ1 に
示すように減速勾配設定器２１によって初期減速勾配即
ち正常時減速勾配ΔＦ0 が設定される。次に、ステップ
Ｓ2 において、出力周波数設定器８で設定した最終目標
出力周波数Ｆ0 よりも出力周波数生成器９が発生してい
る現在の出力周波数Ｆn が大きいか否かを判定する。こ
の判定結果が大きくないことを示すＮＯの出力の時には
減速が不要であるので、ステップＳ16に進み、減速動作
は発生しない。一方、ステップＳ2 の判定結果がＦn が
Ｆ0 よりも大きいことを示すＹＥＳの出力の時には、減
速勾配制御に移り、まずステップＳ3 で比較器２４で過
電圧が検出されているか否かが判定される。過電圧が検
出されていないＮＯの出力の時にはステップＳ9 で過電
圧復帰フラグが発生したか否かが判定される。過電圧復
帰フラグか発生していないことを示すＮＯの出力の場合
にはステップＳ12に移り、減速勾配信号ΔＦn としてス
テップＳ1 で設定した減速勾配設定器２１の正常時減速
勾配信号ΔＦ0 を出力する。この正常時減速勾配信号Δ
Ｆ0 は既に説明したように所定時間（単位時間）に変化
させる周波数値で与えられ、次のステップＳ13において
１つ前の出力周波数Ｆn-1 から減算される。次に、ステ
ップＳ14で１つ前の出力周波数Ｆn-1 がステップＳ13で
定された新しい出力周波数Ｆn に更新される。次に、ス
テップＳ15において現在の出力周波数Ｆn が目標出力周
波数Ｆ0 以下か否かが判断される。この判定結果がＦn
がＦ0 以下を示すＹＥＳの時には減速が不要であるの
で、ステップＳ16に移る。ステップＳ16では、出力周波
数Ｆn が目標出力周波数Ｆ0 以下の時に目標出力周波数
Ｆ0 に制限してこの値をインバータ制御回路５に送り、
ステップＳ17で減速動作を終了させる。ステップＳ15で
Ｆn がＦ0 以下でないことを示すＮＯの出力が得られた
時にステップＳ3 に戻り、減速動作を繰返す。上述の正
常減速時のコンデンサ電流Ｖdc及び出力周波数Ｆn は図
６のｔ1 〜ｔ2 区間で示されている。即ち、過電圧が検
出されていない時には出力周波数がｔ1 〜ｔ2 において
のΔＦ0 の傾きで変化する。

【００２２】

【過電圧区間動作】ステップＳ3 で過電圧の検出を示す
ＹＥＳの出力が得られた時にはステップＳ4 に移る。ス
テップＳ4 では過電圧開始フラグが発生したか否が判定
される。この開始フラグは、電圧上昇勾配検出器２５が
比較器２４の出力転換を検知した時に作成され、ｔ2 、
ｔ4 よりも少し後で発生する。即ち、演算周期即ちサン
プリング周期は図６の過電圧期間ｔ2 〜ｔ3 、ｔ4 〜ｔ
5 の時間幅よりも十分短いので、過電圧期間であるにも
拘らず、開始フラグが発生しない期間が生じる。過電圧
検出期間であるにも拘らず開始フラグが発生しないこと
に基づいて過電圧期間の始まりであることを電圧上昇勾
配検出器２５が検出し、ステップＳ5 に示すように電圧
上昇勾配△Ｖdcを求める。この電圧上昇勾配△Ｖdcは前
述したように１サンプリング期間における電圧変化量で
ある。求められた電圧上昇勾配△Ｖdcは減速勾配生成器
２７に送られる。次にステップＳ6 で開始フラグが発生
すると、ステップＳ7 において新しい減速勾配△Ｆが求
められる。新しい減速勾配△Ｆは減速勾配生成器２７に
おいて△Ｆ＝−△Ｖdc×Ｋｊの演算することによって求
める。ここで△Ｖdcは電圧上昇勾配であり、Ｋｊは定数
である。新しい減速勾配△Ｆは負極性であるので、加速
勾配を意味している。減速勾配及び加速勾配は出力周波
数Ｆn の変化として示される。ステップＳ7 で求めた新
しい負極性の減速勾配△Ｆを出力周波数生成器９に送
る。この負の減速勾配ΔＦとは図６（Ｂ）のｔ2 におけ
るＦn2−Ｆn1及びｔ4 におけるＦn4−Ｆn3を示す。この
負の減速勾配ΔＦはステップＳ13において前の出力周波
数Ｆn-1 に加算される。負の極性の減速勾配を加算する
ということは図６（Ｂ）のｔ2 、ｔ4 区間に示すように
出力周波数をジャンプ（上昇）させることを意味する。
次に、ステップＳ14において１つ前の出力周波数Ｆn-1
が新しい出力周波数Ｆn に更新される。次に、ステップ
Ｓ15で現在の出力周波数Ｆn が目標出力周波数Ｆ0 以下
か否かが判定され、以下の時には前述したステップＳ16
の動作を経て減速制御が終了し、以下でない時にはステ
ップＳ3 に戻って減速動作を続ける。この時過電圧中で
あれは、ステップＳ3 からＹＥＳの出力が得られ、ステ
ップＳ4 に移る。開始フラグは既に発生しているので、
ステップＳ4 でＹＥＳの出力が得られ、ステップＳ8 の
動作に移る。ステップＳ8 においては、減速勾配△Ｆが
ゼロのデ−タが減速勾配生成器２７で作成されて出力周
波数信号生成器９に送られる。出力周波数発生器９では
ステップＳ13〜Ｓ17の動作が生じる。減速勾配△Ｆがゼ
ロということは図６（Ｂ）のｔ〜ｔ3 、ｔ4 〜ｔ5 に示
す用に出力周波数Ｆn を一定の値Ｆn2、Ｆn4に保つこと
を意味する。

【００２３】

【過電流後の動作】図６のｔ3 、ｔ5 で過電圧が解消さ
れると、ステップＳ3 の出力がＮＯになり、ステップＳ
9 に移る。ステップＳ9 では図６のｔ3 、ｔ5 時点に同
期して過電圧復帰フラグが得られたことを示すＹＥＳの
出力が発生する。これにより、次のステップＳ10に移
り、 ΔＦn ＝ΔＦn-1 −｛（ΔＦn-1 ）／Ｋ｝ の演算が実行される。但し、ここで、ΔＦn は新しい減
速勾配、ΔＦn-1 は過電圧状態になる直前（ｔ2 、ｔ4
の直前）の減速勾配、Ｋは定数である。なお、ステップ
Ｓ10のΔＦn の演算はステップＳ9 で過電圧復帰フラグ
が得られた後の１回目のサイクルのみで実行される。２
回目以後はステップＳ9 の出力がＮＯとなる。次に、ス
テップＳ11において、過電圧復帰フラグがクリア即ちオ
フにされ、且つ開始フラグがクリアされ、且つ直前の減
速勾配ΔＦn-1 が新しい減速勾配ΔＦn に更新され、こ
れがステップＳ12で出力周波数生成器９に送られる。次
に、新しい減速勾配ΔＦn がステップＳ13で直前の出力
周波数Ｆn-1 から減算にされる。次に、ステップＳ14に
おいて１つ前の出力周波数Ｆn-1 が新しい出力周波数Ｆ
n に更新される。次に、ステップＳ15において出力周波
数Ｆn が目標出力周波数Ｆ0 以下か否かが判定される。
以下でない時にはステップＳ3 に戻る。以下の時には周
波数Ｆ0 が出力される。なお、出力周波数Ｆn が目標出
力周波数Ｆ0 よりも低い時にはステップＳ16で目標出力
周波数Ｆ0 に制限してこれをインバータ制御回路５に送
る。過電圧後の減速勾配ΔＦn は図６のｔ3 〜ｔ4 及び
ｔ5 以後の区間に示すように、ｔ1 〜ｔ2 の正常時の減
速勾配ΔＦ0 よりも緩い。また、ｔ5 以後の減速勾配は
ｔ3 〜ｔ4 のそれよりも更に緩い。また、ｔ2 〜ｔ3 及
びｔ4 〜ｔ5 区間の出力周波数は過電圧勾配△Ｖdcを考
慮して決定しているので、再び過電圧状態が生じること
をできるだけ防ぐことができ且つ出来るだけ短時間で目
標出力周波数Ｆ0 に減速することができる。

【００２４】インバータ出力電圧Ｖは図６（Ｂ）の出力
周波数Ｆn と同様の傾きを有するように変化させる。即
ち前述したようにＶ／ｆ＝Ｖ／Ｆn ＝一定の条件を満足
するように出力電圧Ｖを制御する。本実施例の場合回生
エネルギ−の消費は、コンデンサＣの抵抗分による消費
及び抵抗Ｒによる消費及び回生回路中のその他の抵抗成
分による消費から成る。図１のトランジスタＴＲは図３
のトランジスタ制御回路２８により制御される。トラン
ジスタ制御回路２８は電動機４の停止制御または減速制
御操作に応答してトランジスタＴＲをオンにする。抵抗
Ｒ以外の抵抗分で回生エネルギ−を消費することができ
れば、抵抗Ｒ及びトランジスタＴＲの回路を省くことが
できる。また、整流回路２を順変換（ＡＣ−ＤＣ）と逆
変換（ＤＣ−ＡＣ）との両方を行うことができる電力変
換器に置き換え、交流側に回生エネルギ−の一部または
全部を戻すこともできる。

【００２５】上述の実施例の装置では、電動機４の停止
スイッチ（図示せず）の操作又は速度切替スイッチ（図
示せず）の操作に応答して減速勾配生成器２７が動作を
開始し、これによる減速制御中において、過電圧状態が
生じても、インバータの駆動を遮断させないで負の極性
の減速勾配を与えるので、過電圧継電器ＯＶＲまたは過
電流継電器ＯＣＲがトリップ動作する前にコンデンサＣ
の電圧Ｖdcを下げることができる。従って、減速制御を
円滑に進めることができる。また、過電圧時に、電圧上
昇勾配を考慮してジャンプする周波数値を決定するの
で、電動機４の負荷が未知のものであっても、その慣性
の大きさに見合った最適の制御が可能になり、インバー
タの減速時間の設定や調整が不要になるばかりでなく、
円滑に目標出力周波数即ち目標回転状態に到達させるこ
とができる。

【００２６】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 図２の電圧決定回路１２及び三相正弦波発生器
１３をアナログ回路とすることができる。 （２） 三相正弦波発生器１３からディジタル値で正弦
波データを発生させ、三角波キャリア発振器１４からデ
ィジタル値で三角波データを発生させ、比較器１５、１
６、１７をディジタル比較器とすることができる。 （３） 出力周波数設定器８、出力周波数生成器９、減
速勾配設定器２７、減速勾配生成器２６をアナログ回路
で形成することができる。 （４） 図６（Ｂ）のｔ2 〜ｔ3 の期間の出力周波数Ｆ
n を一定にする代わりに、ｔ3 〜ｔ4 期間と同一の勾配
で出力周波数を下げることができる。 （５） 図５のステップＳ10で求める減速勾配をステッ
プＳ5 の電圧上昇勾配△Ｖdcに比例させて変化させるこ
とができる。 （６） スイッチＱ1 〜Ｑ6 をＩＧＢＴ以外のＭＯＳＦ
ＥＴ等の種々の半導体スイッチとすることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施例の誘導電動機の制御装置を示す回路図で
ある。

【図２】図２のインバータ制御回路を詳しく示すブロッ
ク図である。

【図３】図１の減速勾配制御回路を詳しく示すブロック
図である。

【図４】図２のインバータ制御回路の各部の状態を示す
波形図である。

【図５】図１の減速勾配制御回路及び出力周波数生成器
の動作を示す流れ図である。

【図６】減速時における図１のインバータの入力電圧及
び出力周波数の変化を示す図である。

【符号の説明】

３ インバータ回路 ４ 誘導電動機 ５ インバータ制御回路 ７ 減速勾配制御回路

フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H02P 3/00 - 3/26 H02P 5/408 - 5/412 H02P 7/628 - 7/632 H02P 21/00

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流を直流に変換するための順変換回路
   と、この順変換回路の一対の出力端子間に接続された平
   滑用コンデンサと、この平滑用コンデンサに並列に接続
   され且つ帰還用ダイオードを有しており、且つ出力電圧
   及び出力周波数を変えることが可能に形成されたインバ
   ータと、このインバータに接続された誘導電動機とから
   成る装置において前記誘導電動機を減速制御する方法で
   あって、 前記誘導電動機を減速させるために前記インバータの出
   力周波数を低下させることを示す所定の減速勾配（△Ｆ
   ０）を設定し、前記誘導電動機の減速要求に応じて前記
   所定の減速勾配（△Ｆ０）に従って前記インバータの出
   力周波数（Ｆｎ）を低下させるステップと、 前記所定の減速勾配（△Ｆ０）によって前記出力周波数
   （Ｆｎ）を低下させている時に前記コンデンサの電圧が
   所定の過電圧レベルを越えたか否かを判断するステップ
   と、前記コンデンサの電圧が前記過電圧レベルを越えた時に
   前記コンデンサの電圧の上昇勾配を検出するステップ
   と、 前記コンデンサの電圧が前記所定の過電圧レベルを越え
   ていない時には前記所定の減速勾配（△Ｆ０）に従って
   前記出力周波数（Ｆｎ）を低下させるが、前記コンデン
   サの電圧が前記所定の過電圧レベルを越えている時には
   前記インバータの出力周波数（Ｆｎ）を前記コンデンサ
   の電圧が前記過電圧を越えた時の直前の前記インバータ
   の出力周波数よりも高くすると共に前記電圧の上昇勾配
   に比例させて高め、前記コンデンサの電圧が前記過電圧
   レベルを越えている期間中は前記高めた出力周波数を保
   持するステップと、 前記コンデンサの電圧が前記過電圧レベルよりも低いレ
   ベルに復帰した時点を検出するステップと、 前記コンデンサの電圧が前記過電圧レベルよりも低いレ
   ベルに復帰した時点の直後に、前記コンデンサの電圧が
   過電圧レベルになる直前の減速勾配よりも傾きの緩い新
   しい減速勾配によって前記出力周波数（Ｆｎ）を低下さ
   せるステップとを備えていることを特徴とする誘導電動
   機の制御方法。
2. 【請求項２】 交流を直流に変換するための順変換回路
   と、この順変換回路の一対の出力端子間に接続された平
   滑用コンデンサと、この平滑用コンデンサに並列に接続
   され且つ帰還用ダイオードを有しており、且つ出力電圧
   及び出力周波数を変えることが可能に形成されたインバ
   ータと、このインバータに接続された誘導電動機とから
   成る装置において前記誘導電動機を減速制御する装置で
   あって、 前記誘導電動機を減速させるために前記インバータの出
   力周波数を低下させることを示す所定の減速勾配（△Ｆ
   ０）を設定する減速勾配設定手段と、 前記所定の減速勾配（△Ｆ０）によって前記出力周波数
   （Ｆｎ）を低下させている時に前記コンデンサの電圧が
   所定の過電圧レベルを越えたか否かを判断する電圧判定
   手段と、前記コンデンサの電圧が前記過電圧レベルを越えた時に
   前記コンデンサの電圧の上昇勾配を検出する電圧上昇勾
   配検出手段と、 前記コンデンサの電圧が前記過電圧レベルよりも低いレ
   ベルに復帰した時点を検出する過電圧復帰検出手段と、 前記コンデンサの電圧が前記所定の過電圧レベルを越え
   ていない時には前記所定の減速勾配（△Ｆ０）に従って
   前記出力周波数（Ｆｎ）を低下させるが、前記コンデン
   サの電圧が前記所定の過電圧レベルを越えている時には
   前記インバータの出力周波数（Ｆｎ）を前記コンデンサ
   の電圧が前記過電圧を越えた時の直前の前記インバータ
   の出力周波数よりも高くすると共に前記電圧の上昇勾配
   に比例させて高め、前記コンデンサの電圧が前記過電圧
   レベルを越えている期間中は前記高めた出力周波数を保
   持し、前記コンデンサの電圧が前記過電圧レベルよりも
   低いレベルに復帰した時点の直後に、前記コンデンサの
   電圧が過電圧レベルになる直前の減速勾配よりも傾きの
   緩い新しい減速勾配によって前記出力周波数（Ｆｎ）を
   低下させる出力周波数制御手段とを備えていることを特
   徴とする誘導電動機の制御装置。