JP2888169B2 - 誘導電動機の制御方法及び装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、任意の出力電圧及び出
力周波数を得ることができるインバータによって誘導電
動機を制御する方法及び装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＰＷＭ制御インバータを用いて三相誘導
電動機を加速させる場合、加速勾配（単位時間当りの周
波数増加幅）が大きい場合や負荷側の慣性が電動機回転
子の慣性に比べて非常に大きい場合、電動機に過大な電
流が流れる。この電流がＰＷＭインバータの許容範囲外
になるとインバータの過電流保護機能が働き、インバー
タが停止状態となり、電動機が加速不可能となる。即
ち、従来の方式では、電動機電流の相電流（二相又は三
相）を検出して、この三相全波整流電流値、又はその平
均電流値等を過電流レベルと比較し、過電流レベルを越
えた時点で、ＰＷＭ制御インバータの出力を遮断（全ア
ームのスイッチをオフ）とし、検出電流が過電流レベル
を下回ったら再びインバータを動作させた。過電流保護
の別の従来方法として、検出電流が過電流レベルを越え
たら、インバータの出力周波数の加速勾配を緩やかにす
るか、又は加速勾配をゼロにし、過電流レベルを下回っ
たらもとの加速勾配で加速する方法が知られている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、従来のイン
バータを停止する方法では、電流は抑制されるが、電動
機の無制御状態が瞬時的に生じ、トルクが出なくなる。
従って、過電流状態が解除された後に再びインバータを
所定の加速勾配に従って駆動しても電動機の速度の上昇
に遅れが生じ、十分な加速が不可能になり、目標速度に
達するまでの所要時間が長くなる。また、インバータの
出力を瞬時的に遮断することによって、等価的にインバ
ータの平均スイッチング周波数が低下し、それに伴い電
動機電流にもその周波数が重畳され、電動機から耳ざわ
りな騒音が発生すると言った欠点がある。また、従来の
過電流時に加速勾配を緩やかにするか、又はゼロにする
方法では、インバータの出力電流を直ぐに低下させるこ
とができず、電流が過電流レベルを大幅に越えたままに
なることがある。更に、電動機電流（相電流）のピーク
レベルが一定にならず、トルクも振動的に変化する。ま
た、慣性が小さい場合には、加速勾配の変化中に電動機
の実速度が指令速度を上回ることがある。この場合には
減速トルクが発生してしまい、円滑な加速が困難にな
る。

【０００４】そこで、本発明の目的は、加速制御時に過
電流状態が生じても円滑な加速を行うことができる誘導
電動機の制御方法及び装置を提供することにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本願の方法の発明は、任意の出力電圧及び出力周波数
を得ることができるインバータによって誘導電動機を制
御する方法であって、前記インバータの目標出力周波数
Ｆ０よりも実際の出力周波数Ｆｎが低い時に両者の差を
解消するために実際の出力周波数Ｆｎを勾配を有して増
大させるための所定の加速勾配ΔＦ０を設定するステッ
プと、前記目標出力周波数Ｆ０と前記実際の出力周波数
Ｆｎとの差を解消するために前記所定の加速勾配ΔＦ０
に従って前記実際の出力周波数Ｆｎを上昇させるステッ
プと、前記所定の加速勾配ΔＦ０による前記実際の出力
周波数Ｆｎの上昇中の前記インバータの出力電流が所定
の過電流レベルを越えたか否かを判断するステップと、
前記出力電流が前記過電流レベルを越えている時間（Ｔ
ａ）を計測するステップと、前記出力電流が前記所定の
過電流レベルを越えていない時には前記所定の加速勾配
ΔＦ０に従って前記実際の出力周波数Ｆｎを上昇させる
が、前記出力電流が前記所定の過電流レベルを越えてい
る時には負の加速勾配−ΔＦａによって前記実際の出力
周波数Ｆｎを下げるステップと、前記出力電流が前記過
電流レベルよりも低いレベルに復帰した時点を検出する
ステップと、前記出力電流が前記過電流レベルよりも低
いレベルに復帰した時点の直後に、前記出力電流が過電
流レベルになる直前の加速勾配よりも傾きの緩い新しい
加速勾配ΔＦｎを、ΔＦｎ＝（ΔＦｎ−１）−｛（Ｔａ
×ΔＦｎ−１）／（Ｆｎ−１×Ｋ）｝（但し、ΔＦｎ−
１は過電流状態になる直前の加速勾配、Ｆｎ−１は新加
速勾配計算直前の出力周波数、Ｔａは出力電流が過電流
レベルを越えている時間幅、Ｋは定数である。）によっ
て決定し、この新しい加速勾配によって前記実際の出力
周波数（Ｆｎ）を上昇させるステップとを備えているこ
とを特徴とする誘導電動機の制御方法に係わるものであ
る。本願の装置の発明は、任意の出力電圧及び出力周波
数を得ることができるインバータによって誘導電動機を
制御する装置であって、前記インバータの目標出力周波
数Ｆ０を設定する出力周波数設定手段と、前記インバー
タの目標出力周波数Ｆ０よりも実際の出力周波数Ｆｎが
低い時に両者の差を解消するために実際の出力周波数Ｆ
ｎを勾配を有して増大させるための所定の加速勾配ΔＦ
０を設定する加速勾配設定手段と、前記インバータの出
力電流を検出するための電流検出器と、前記電流検出器
で検出された出力電流が所定の過電流レベルを越えてい
るか否かを検出するための過電流検出器と、前記出力電
流が前記過電流レベルを越えている時間幅（Ｔａ）を計
測する過電流時間計測器と、前記目標出力周波数Ｆ０と
前記実際の出力周波数Ｆｎとの差に基づいて前記加速勾
配による加速の必要性を判断し、加速の必要性のある時
には前記所定の加速勾配ΔＦ０に従って前記実際の出力
周波数Ｆｎを上昇させ、前記所定の加速勾配ΔＦ０によ
る前記実際の出力周波数Ｆｎの上昇中に前記インバータ
の出力電流が所定の過電流レベルを越えた時には、負の
加速勾配−ΔＦａによって前記実際の出力周波数Ｆｎを
下げるように前記インバータを制御する加速勾配制御回
路と、前記出力電流が前記過電流レベルよりも低いレベ
ルに復帰した時点を検出する過電流復帰検出器と、前記
出力電流が前記過電流レベルよりも低いレベルに復帰し
た時点の直後に、前記出力電流が過電流レベルになる直
前の加速勾配よりも傾きの緩い新しい加速勾配ΔＦｎ
を、ΔＦｎ＝（ΔＦｎ−１）−｛（Ｔａ×ΔＦｎ−１）
／（Ｆｎ−１×Ｋ）｝（但し、ΔＦｎ−１は過電流状態
になる直前の加速勾配、Ｆｎ−１は新加速勾配計算直前
の出力周波数、Ｔａは出力電流が過電流レベルを越えて
いる時間幅、Ｋは定数である。）によって決定し、この
新しい加速勾配によって前記実際の出力周波数（Ｆｎ）
を上昇させる手段とを備えていることを特徴とする誘導
電動機の制御装置に係わるものである。

【０００６】

【発明の作用及び効果】各請求項の発明によれば、加速
勾配制御即ちインバータの出力周波数を時間と共に高め
る制御を実行している時に過電流状態が発生すると、負
の加速勾配の制御を行う。このために、インバータの動
作を継続させつつ出力電流の抑制を行うことができる。
これにより、過電流解消後における加速が比較的迅速に
達成され、円滑な加速が達成される。また、過電流解消
後には過電流発生直前の加速勾配よりも緩い加速勾配を
過電流レベルを越えている時間幅（Ｔａ）を考慮して決
定し、この加速勾配によって出力周波数を制御するの
で、再び過電流状態が生じることを抑制しつつ円滑に加
速を進めることができる。

【０００７】

【実施例】次に、図１〜図６を参照して本発明の実施例
に係わる誘導電動機の制御方法及び装置を説明する。図
１に示すように誘導電動機の制御装置は、３相交流電源
端子１に接続された３相整流平滑回路２と、この一対の
直流出力端子２ａ、２ｂ間に接続された３相インバータ
回路３と、インバータ回路３に接続された３相誘導電動
機４と、インバータ制御回路５と、第１及び第２の電流
検出器６ａ、６ｂと、加速勾配制御回路７と、電動機の
速度設定器としての働きを有するインバータ出力周波数
設定器８と、出力周波数生成器９とから成る。

【０００８】インバータ回路３は周知の３相ブリッジ型
インバータ回路であって、６個のＩＧＢＴ即ち絶縁ゲー
ト・バイポーラ・トランジスタから成る第１〜第６のス
イッチＱ1 〜Ｑ6 を３相ブリッジ接続し、各スイッチＱ
1 〜Ｑ6 に逆並列に帰還用ダイオードＤ1 〜Ｄ6 を接続
したものである。即ち、第１及び第２のスイッチＱ1、
Ｑ2 の直列回路から成る第１相アームと、第３及び第４
のスイッチＱ3 、Ｑ4の直列回路から成る第２相アーム
と、第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 の直列回路から
成る第３相アームを直流電源端子としての整流平滑回路
２の出力端子２ａ、２ｂにそれぞれ接続し、各相アーム
の中点から出力ライン３ａ、３ｂ、３ｃを導出したもの
である。

【０００９】誘導電動機４は、１次巻線４ａ、４ｂ、４
ｃから成る固定子の他に回転子（図示せず）を有し、こ
の回転子に負荷が結合されているものである。なお、こ
の実施例では１次巻線４ａ、４ｂ、４ｃがＹ結線され、
インバータ回路３の出力ライン３ａ、３ｂ、３ｃに接続
されている。

【００１０】インバータ制御回路５は、インバータ回路
３のスイッチＱ1 〜Ｑ6 を３相ＰＷＭ制御すると共にＶ
／ｆ＝一定（但しＶはインバータ出力電圧、ｆはインバ
ータ出力周波数）となるように制御するものである。

【００１１】電流検出器６ａ、６ｂはインバータ回路３
の出力ライン３ａ、３ｃに結合され、インバータ出力電
流即ち電動機入力電流を検出する。この電流検出器６
ａ、６ｂは加速勾配制御回路７に接続され、過電流時の
加速勾配の制御に利用されている。なお、この電流検出
器６ａ、６ｂは加速時以外の電流検出にも勿論使用され
る。

【００１２】加速勾配制御回路７は、加速勾配制御を実
行すると共に、この加速勾配制御中において過電流状態
が発生した時に新しい加速勾配制御を実行するものであ
る。

【００１３】出力周波数設定器８は、電動機４の目標回
転速度に対応するインバータの目標出力周波数を示すア
ナログ値（例えば電圧値）又はディジタル値を設定する
ものである。

【００１４】出力周波数生成器９は、加速勾配制御回路
７から与えられた加速勾配指令と出力周波数設定器８か
ら与えられたインバータの目標出力周波数とに基づいて
インバータの出力周波数指令を示すアナログ値又はディ
ジタル値をインバータ制御回路５に与えるものである。

【００１５】図２は図１のインバータ制御回路５の詳細
を示すものである。このインバータ制御回路５は例えば
特開昭５７−４０３６９号公報で周知のＶ／ｆ＝一定の
制御を行うと共にＰＷＭ制御を行うものであって、出力
周波数指令ライン１１と、電圧決定回路１２と、三相正
弦波発生器１３と、三角波キャリア発生器１４と、３つ
の比較器１５、１６、１７と、ゲートドライブ回路１８
とから成る。出力周波数指令ライン１１は図１の出力周
波数指令生成器９に接続され、インバータの目標周波数
指令値を電圧決定回路１２及び三相正弦波発生回路１３
に与える。電圧決定回路１２は、ライン１１の周波数指
令値Ｆn に応答してＶn ／Ｆn ＝一定の条件に従う出力
電圧Ｖn を特性線１２ａで示すように発生する。三相正
弦波発生器１３は、ライン１１の周波数指令値Ｆn で指
定された周波数の三相正弦波電圧Ｖsu、Ｖsv、Ｖswを図
４（Ａ）に示すように発生する。この電圧Ｖsu、Ｖsv、
Ｖswの振幅は電圧決定回路１２の電圧Ｖn に比例するよ
うに制御される。三角波キャリア発振器１４は図４に示
すように正弦波電圧Ｖsu、Ｖsv、Ｖswの周波数（例えば
０〜５０Hz）よりも十分に高い周波数（例えば２０kHz
）の三角波電圧Ｖtを発生する。比較器１５、１６、１
７は正弦波電圧Ｖsu、Ｖsv、Ｖswと三角波電圧Ｖt とを
比較して図４（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）のＰＷＭパルスを出力
する。ゲートドライブ回路１８は比較器１５、１６、１
７から得られた図４（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）のＰＷＭ信号を
第１、第３及び第５のスイッチＱ1 、Ｑ3 、Ｑ5 のゲー
ト（制御電極）に与えると共に、図４（Ｂ）（Ｃ）
（Ｄ）と逆相のＰＷＭ信号を第２、第４及び第６のスイ
ッチＱ2 、Ｑ4 、Ｑ6 に与える。なお、この実施例では
三相正弦波発生器１３がメモリとＤ／Ａ変換器で構成さ
れている。このメモリには多数の電圧レベルの正弦波デ
ータが格納されており、電圧決定回路１２の電圧Ｖnに
相当する正弦波データがライン１１の周波数Ｆn に対応
するクロックで読み出され、これがＤ／Ａ変換されて正
弦波となる。

【００１６】図３は図１の加速勾配制御回路７を詳しく
示すものである。この加速勾配制御回路７は、正常加速
時における加速勾配指令をアナログ又はディジタル値で
与える加速勾配設定器２１の他に、過電流時における加
速勾配指令を形成するために過電流検出器２２、過電流
レベル設定器２３、カウンタ２４、過電流復帰検出器２
５、及び加速勾配生成器２６を有する。なお、加速勾配
設定器２１、加速勾配生成器２６は出力周波数生成器９
と共にマイクロコンピュータ即ちマイクロプロセッサで
構成されている。

【００１７】過電流検出器２２は、電流検出器６ａ、６
ｂで検出されたインバータ出力電流に対応した電圧と過
電流レベル設定器２３で設定された過電流レベルＩmax
に対応した電圧とを電圧コンパレータで比較し、過電流
期間を示す信号を出力するものである。この過電流検出
器２２からは例えば図６（Ａ）のように出力電流が過電
流レベルＩmax 以上の期間ｔ2 〜ｔ3 において高レベル
出力を発生し、その他で低レベル出力を発生する。

【００１８】過電流検出器２２に接続されたカウンタ２
４は、出力電流が過電流レベルＩmax 以上になる時間幅
Ｔa を計測するものであり、計測結果をディジタル値で
加速勾配生成器２６に送る。

【００１９】過電流検出器２２に接続された過電流復帰
検出器２５は、インバータ出力電流が過電流レベルＩma
x よりも下回る時点即ち図６の過電流復帰時点ｔ3 を検
出し、これを加速勾配生成器２６に与えるものである。

【００２０】加速勾配生成器２６は、加速動作（負の加
速動作も含む）に必要な加速勾配指令ΔＦを示すデータ
を発生するものである。電動機４の加速勾配はインバー
タの出力周波数の単位時間当りの増加幅に相当する。こ
の実施例では加速勾配生成器２６がマイクロコンピュー
タで構成されており、一定の演算周期（例えば数ｍsec
）で加速勾配指令データを発生するように構成されて
いる。従って、各周期毎にインバータの周波数を変化さ
せると加速勾配が変化する。加速勾配指令としての周波
数値が大きくなるに従って加速勾配が大きくなり、この
周波数を負の値にすると出力周波数が低下し、減速勾配
になる。インバータの出力電流が過電流状態にならない
場合には、加速勾配設定器２１で設定された定常時の加
速勾配ΔＦn がそのまま加速勾配生成器２６の出力とな
って出力周波数指令生成器９に送られる。また、過電流
状態になった時には、加速勾配設定器２１で設定した定
常時加速勾配ΔＦn とは異なる新しい加速勾配−ΔＦa
を与える。

【００２１】図５は図１のマイクロコンピュータで構成
された出力周波数指令生成器９及び図３の加速勾配生成
器２６の動作を示す簡易フローチャートである。図５に
おいて出力周波数生成器９に対応する部分と加速勾配生
成器２６に対応する部分が点線で囲んだ領域で区別され
ている。まず、ステップＳ0 でインバータの出力周波数
指令を与えるためのプログラムがスタートすると、次の
ステップＳ1 に示すように加速勾配設定器２１によって
初期加速勾配即ち正常時加速勾配ΔＦ0 が設定される。
次に、ステップＳ2 において、出力周波数設定器８で設
定した最終目標出力周波数Ｆ0 よりも出力周波数生成器
９が発生している現在の出力周波数Ｆnが小さいか否か
を判定する。この判定結果が小さくないことを示さない
ＮＯの出力の時には加速が不要であるので、ステップＳ
11に進み、加速動作は発生しない。一方、ステップＳ2
の判定結果がＦn がＦ0 よりも小さいことを示すＹＥＳ
の出力の時には、加速勾配制御に移り、まずステップＳ
3 で過電流検出器２２で過電流が検出されているか否か
が判定される。過電流が検出されていないＮＯの出力の
時にはステップＳ4 で過電流復帰検出器２５から過電流
復帰信号Ｉccが発生した後か否かが判定される。この判
定結果が過電流復帰信号Ｉccが発生していないことを示
すＮＯの出力の場合にはステップＳ7 に移り、加速勾配
信号ΔＦn としてステップＳ1 で設定した加速勾配設定
器２１の正常時加速勾配信号ΔＦ0 を出力する。この正
常時加速勾配信号ΔＦ0 は既に説明したように所定時間
（単位時間）に変化させる周波数値で与えられ、次のス
テップＳ8 において１つ前の出力周波数Ｆn-1 に加算さ
れる。次に、ステップＳ9 で１つ前の出力周波数Ｆn-1
がステップＳ8 で決定された新しい出力周波数Ｆn に更
新される。次に、ステップＳ10において現在の出力周波
数Ｆn が目標出力周波数Ｆ0 以上か否かが判断される。
この判定結果がＦn がＦ0 以上を示すＹＥＳの時には加
速が不要であるので、ステップＳ11に移る。ステップＳ
11では、出力周波数Ｆn が目標出力周波数Ｆ0 以上の時
に目標出力周波数Ｆ0 に制限してこの値をインバータ制
御回路５に送り、ステップＳ13で加速動作を終了させ
る。ステップＳ10でＦn がＦ0 以上でないことを示すＮ
Ｏの出力が得られた時にステップＳ3 に戻り、加速動作
を繰返す。上述の正常加速時の出力電流及び出力周波数
は図６のｔ1 〜ｔ2 区間で示されている。即ち、過電流
が検出されていない時には出力周波数がｔ1 〜ｔ2 のΔ
Ｆ0 の傾きで変化する。

【００２２】

【過電流区間動作】ステップＳ3 で過電流の検出を示す
ＹＥＳの出力が得られた時にはステップＳ12に移る。こ
のステップＳ12では加速勾配ΔＦとして負の極性の加速
勾配−ΔＦa を発生させ、これを出力周波数生成器９に
送る。この負の加速勾配−ΔＦa とは図６（Ｂ）のｔ2
〜ｔ3 区間に示す減速勾配である。この負の加速勾配−
ΔＦa はステップＳ8 において前の出力周波数Ｆn-1 に
加算される。負の極性の加速勾配を加算するということ
は図６（Ｂ）のｔ2 〜ｔ3 区間に示すように出力周波数
を下げることを意味する。次に、ステップＳ9 において
１つ前の出力周波数Ｆn-1 が新しい出力周波数Ｆn に更
新される。次に、ステップＳ10で現在の出力周波数Ｆn
が目標出力周波数Ｆ0 に達したか否かが判定され、達し
ている時には前述したステップＳ11の動作を経て加速制
御が終了し、達していない時にはステップＳ3 に戻って
加速動作を続ける。次のサイクルにおいても過電流中で
あればステップＳ12の動作が再び生じる。ステップＳ12
に従って負極性の加速勾配を与えると、過電流状態は比
較的短時間の内に解消する。なお、過電流期間中におい
ては、この時間幅Ｔa の計測がカウンタ２４で実行さ
れ、また過電流復帰時点の検出が過電流復帰検出器２５
で行われている。

【００２３】

【過電流後の動作】図６のｔ3 で過電流が解消される
と、ステップＳ3 の出力がＮＯになり、ステップＳ4 に
移る。ステップＳ4 では図６のｔ3 時点に同期して過電
流復帰信号Ｉccが得られたことを示すＹＥＳの出力が発
生する。これにより、次のステップＳ5 に移り、 ΔＦn ＝ΔＦn-1 −｛（Ｔa ×ΔＦn-1 ）／（Ｆn-1 ×
Ｋ）｝ の演算が実行される。但し、ここで、ΔＦn は新しい加
速勾配、ΔＦn-1 は過電流状態になる直前（ｔ2 の直
前）の加速勾配、Ｆn-1 は新加速勾配計算直前（ｔ3 ）
の出力周波数、Ｔa は出力電流が過電流レベルを越えて
いる時間即ちカウンタ２４の出力、Ｋは定数である。な
お、ステップＳ5 のΔＦn の演算はステップＳ4 で過電
流復帰信号Ｉccが得られた後の１回目のサイクルのみで
実行される。２回目以後はステップＳ4 の出力がＮＯと
なる。次に、ステップＳ6 において、過電流復帰信号Ｉ
ccがクリア即ちオフにされ、且つカウンタ２４の計測時
間幅Ｔa がクリアされ、且つ直前の加速勾配ΔＦn-1が
新しい加速勾配ΔＦn に更新される。次に、新しい加速
勾配ΔＦn はステップＳ8 で直前の出力周波数Ｆn-1 に
加速される。次に、ステップＳ9 において１つ前の出力
周波数Ｆn-1 が新しい出力周波数Ｆn に更新される。次
に、ステップＳ10において出力周波数Ｆn が目標出力周
波数Ｆ0 以上か否かが判定される。以上でない時にはス
テップＳ3 に戻る。以上の時には周波数Ｆ0 が出力され
る。なお、出力周波数Ｆn が目標出力周波数Ｆ0 よりも
高い時にはステップＳ11で目標出力周波数Ｆ0 に制限し
てこれをインバータ制御回路５に送る。過電流後の加速
勾配ΔＦn は図６のｔ3 〜ｔ4 区間に示すように、ｔ1
〜ｔ2の正常時の加速勾配ΔＦ0 よりも緩い。また、ｔ3
〜ｔ4 区間の加速勾配ΔＦnは過電流時間幅Ｔa を考慮
して決定しているので、再び過電流状態を生じることを
防ぎ且つ出来るだけ短時間で目標出力周波数Ｆ0 に達す
るための最適値である。

【００２４】ｔ4 時点で出力周波数Ｆn が目標周波数Ｆ
0 に達した後はＦn ＝Ｆ0 の制御が行われる。なお、イ
ンバータ出力電圧Ｖは図６（Ｂ）の出力周波数Ｆn と同
様の傾きを有するように変化させる。即ち前述したよう
にＶ／ｆ＝Ｖ／Ｆn ＝一定の条件を満足するように出力
電圧Ｖを制御する。

【００２５】上述の実施例の装置では、電動機４の起動
スイッチ（図示せず）の操作又は速度切替スイッチ（図
示せず）の操作に応答して加速勾配生成器２６が動作を
開始し、これによる加速制御中において、過電流状態が
生じても、インバータの駆動を遮断させないで負の極性
の加速勾配を与えるので、加速中の失速を防止すること
ができ、またインバータ遮断による騒音の発生の問題を
解決することができる。また、電動機４の滑りを小さく
して電動機電流を一定に保つことができる。また、過電
流復帰後には過電流時間幅Ｔa を考慮して過電流発生直
前よりも緩い新しい加速勾配を決定し、これにて加速制
御するので、電動機４の負荷が未知のものであっても、
その慣性の大きさに見合った最適の加速勾配による制御
が可能になり、インバータの加速時間の設定や調整が不
要になるばかりでなく、短時間且つ円滑に目標出力周波
数即ち目標回転数に到達させることができる。また、電
動機４の電流検出のために高速サンプリングすることが
不要であり、また、加速勾配の演算周期を数ｍsec とす
ることができるため、制御装置を比較的安価に構成し得
る。

【００２６】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 図２の電圧決定回路１２及び三相正弦波発生器
１３をアナログ回路とすることができる。 （２） 三相正弦波発生器１３からディジタル値で正弦
波データを発生させ、三角波キャリア発振器１４からデ
ィジタル値で三角波データを発生させ、比較器１５、１
６、１７をディジタル比較器とすることができる。 （３） 出力周波数設定器８、出力周波数生成器９、加
速勾配設定器２１、加速勾配生成器２６をアナログ回路
で形成することができる。 （４） 図５のステップＳ5 で時間幅Ｔa の代りに所定
の係数を使用し、過電流直前の加速勾配ΔＦ0 よりも緩
い所定の加速勾配を発生させ、図６のｔ3 〜ｔ4 区間の
出力周波数を得ることができる。 （５） スイッチＱ1 〜Ｑ6 をＩＧＢＴ以外のＭＯＳＦ
ＥＴ等の種々の半導体スイッチとすることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施例の誘導電動機の制御装置を示す回路図で
ある。

【図２】図１のインバータ制御回路を詳しく示すブロッ
ク図である。

【図３】図１の加速勾配制御回路を詳しく示すブロック
図である。

【図４】図２のインバータ制御回路の各部の状態を示す
波形図である。

【図５】図１の加速勾配制御回路及び出力周波数生成器
の動作を示す流れ図である。

【図６】加速時における図１のインバータの出力電流及
び出力周波数の変化を示す図である。

【符号の説明】

３ インバータ回路 ４ 誘導電動機 ５ インバータ制御回路 ７ 加速勾配制御回路

フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H02P 3/00 - 3/26 H02P 5/408 - 5/412 H02P 7/628 - 7/632 H02P 21/00

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 任意の出力電圧及び出力周波数を得るこ
   とができるインバータによって誘導電動機を制御する方
   法であって、 前記インバータの目標出力周波数（Ｆ０）よりも実際の
   出力周波数（Ｆｎ）が低い時に両者の差を解消するため
   に実際の出力周波数（Ｆｎ）を勾配を有して増大させる
   ための所定の加速勾配（ΔＦ０）を設定するステップ
   と、 前記目標出力周波数（Ｆ０）と前記実際の出力周波数
   （Ｆｎ）との差を解消するために前記所定の加速勾配
   （ΔＦ０）に従って前記実際の出力周波数（Ｆｎ）を上
   昇させるステップと、 前記所定の加速勾配（ΔＦ０）による前記実際の出力周
   波数（Ｆｎ）の上昇中の前記インバータの出力電流が所
   定の過電流レベルを越えたか否かを判断するステップ
   と、前記出力電流が前記過電流レベルを越えている時間（Ｔ
   ａ）を計測するステップと、 前記出力電流が前記所定の過電流レベルを越えていない
   時には前記所定の加速勾配（ΔＦ０）に従って前記実際
   の出力周波数（Ｆｎ）を上昇させるが、前記出力電流が
   前記所定の過電流レベルを越えている時には負の加速勾
   配（−ΔＦａ）によって前記実際の出力周波数（Ｆｎ）
   を下げるステップと、 前記出力電流が前記過電流レベルよりも低いレベルに復
   帰した時点を検出するステップと、 前記出力電流が前記過電流レベルよりも低いレベルに復
   帰した時点の直後に、前記出力電流が過電流レベルにな
   る直前の加速勾配よりも傾きの緩い新しい加速勾配ΔＦ
   ｎを、 ΔＦｎ＝（ΔＦｎ−１）−｛（Ｔａ×ΔＦｎ−１）／（Ｆｎ−１×Ｋ）｝ （但し、ΔＦｎ−１は過電流状態になる直前の加速勾
   配、 Ｆｎ−１は新加速勾配計算直前の出力周波数、 Ｔａは出力電流が過電流レベルを越えている時間幅、 Ｋは定数である。）によって決定し、この 新しい加速勾
   配によって前記実際の出力周波数（Ｆｎ）を上昇させる
   ステップとを備えていることを特徴とする誘導電動機の
   制御方法。
2. 【請求項２】 任意の出力電圧及び出力周波数を得るこ
   とができるインバータによって誘導電動機を制御する装
   置であって、 前記インバータの目標出力周波数（Ｆ０）を設定する出
   力周波数設定手段と、 前記インバータの目標出力周波数（Ｆ０）よりも実際の
   出力周波数（Ｆｎ）が低い時に両者の差を解消するため
   に実際の出力周波数（Ｆｎ）を勾配を有して増大させる
   ための所定の加速勾配（ΔＦ０）を設定する加速勾配設
   定手段と、 前記インバータの出力電流を検出するための電流検出器
   と、 前記電流検出器で検出された出力電流が所定の過電流レ
   ベルを越えているか否かを検出するための過電流検出器
   と、前記出力電流が前記過電流レベルを越えている時間幅
   （Ｔａ）を計測する過電流時間計測器と、 前記目標出力周波数（Ｆ０）と前記実際の出力周波数
   （Ｆｎ）との差に基づいて前記加速勾配による加速の必
   要性を判断し、加速の必要性のある時には前記所定の加
   速勾配（ΔＦ０）に従って前記実際の出力周波数（Ｆ
   ｎ）を上昇させ、前記所定の加速勾配（ΔＦ０）による
   前記実際の出力周波数（Ｆｎ）の上昇中に前記インバー
   タの出力電流が所定の過電流レベルを越えた時には、負
   の加速勾配（−ΔＦａ）によって前記実際の出力周波数
   （Ｆｎ）を下げるように前記インバータを制御する加速
   勾配制御回路と、 前記出力電流が前記過電流レベルよりも低いレベルに復
   帰した時点を検出する過電流復帰検出器と、 前記出力電流が前記過電流レベルよりも低いレベルに復
   帰した時点の直後に、前記出力電流が過電流レベルにな
   る直前の加速勾配よりも傾きの緩い新しい加速勾配ΔＦ
   ｎを、 ΔＦｎ＝（ΔＦｎ−１）−｛（Ｔａ×ΔＦｎ−１）／（Ｆｎ−１×Ｋ）｝ （但し、ΔＦｎ−１は過電流状態になる直前の加速勾
   配、 Ｆｎ−１は新加速勾配計算直前の出力周波数、 Ｔａは出力電流が過電流レベルを越えている時間幅、 Ｋは定数 である。）によって決定し、この新しい加速勾
   配によって前記実際の出力周波数（Ｆｎ）を上昇させる
   手段とを備えていることを特徴とする誘導電動機の制御
   装置。