JP2001224191A - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents
誘導電動機の制御装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】電圧形ＰＷＭインバータにより可変速駆動され
る誘導電動機が回生状態のときに、該インバータに備え
る制動抵抗の容量の増大を抑制する該電動機の制御装置
を提供する。 【解決手段】加速状態判別器３０により、誘導電動機８
が減速運転中と判定されたときには、第２搬送波発生手
段２５が出力する互いに異なった搬送波により各相のＰ
ＷＭ演算を行わせ、誘導電動機８の内部損失を増大させ
て回生電力を抑制し、前記制動抵抗の消費電力を軽減す
る。
る誘導電動機が回生状態のときに、該インバータに備え
る制動抵抗の容量の増大を抑制する該電動機の制御装置
を提供する。 【解決手段】加速状態判別器３０により、誘導電動機８
が減速運転中と判定されたときには、第２搬送波発生手
段２５が出力する互いに異なった搬送波により各相のＰ
ＷＭ演算を行わせ、誘導電動機８の内部損失を増大させ
て回生電力を抑制し、前記制動抵抗の消費電力を軽減す
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、電圧形ＰＷＭイ
ンバータにより可変速駆動される誘導電動機の制御装置
に関する。
ンバータにより可変速駆動される誘導電動機の制御装置
に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種の誘導電動機の制御装置に
おいては、電圧形ＰＷＭインバータの出力周波数及び出
力電圧を指令する各相毎の信号波と搬送波とに基づくパ
ルス幅変調（ＰＷＭ）演算を行う際には、前記各相毎の
信号波それぞれに対して同一波形の搬送波が用いられて
いる。
おいては、電圧形ＰＷＭインバータの出力周波数及び出
力電圧を指令する各相毎の信号波と搬送波とに基づくパ
ルス幅変調（ＰＷＭ）演算を行う際には、前記各相毎の
信号波それぞれに対して同一波形の搬送波が用いられて
いる。
【０００３】上記制御装置により誘導電動機を減速運転
させるときなどには前記インバータに該電動機から回生
電力が供給される。この回生電力を消費させるために前
記インバータに備える制動抵抗の容量（ワット数）は、
最大の回生電力を許容する容量に選定するか、または、
設定した制動抵抗の容量を越えないように前記電動機の
減速勾配を調整していた。
させるときなどには前記インバータに該電動機から回生
電力が供給される。この回生電力を消費させるために前
記インバータに備える制動抵抗の容量（ワット数）は、
最大の回生電力を許容する容量に選定するか、または、
設定した制動抵抗の容量を越えないように前記電動機の
減速勾配を調整していた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上述の如き従来の誘導
電動機の制御装置では、比較的大型の制動抵抗を電圧形
ＰＷＭインバータに備える必要があり、また、減速勾配
を調整する方法では、前記誘導電動機の負荷としての機
械の仕様（特に、停止動作時の減速勾配）と電圧形ＰＷ
Ｍインバータに備える前記制動抵抗の容量とのマッチン
グを取るために、より大容量の電圧形ＰＷＭインバータ
を必要とし、双方共に電圧形ＰＷＭインバータが大型，
高価格になるという問題があった。
電動機の制御装置では、比較的大型の制動抵抗を電圧形
ＰＷＭインバータに備える必要があり、また、減速勾配
を調整する方法では、前記誘導電動機の負荷としての機
械の仕様（特に、停止動作時の減速勾配）と電圧形ＰＷ
Ｍインバータに備える前記制動抵抗の容量とのマッチン
グを取るために、より大容量の電圧形ＰＷＭインバータ
を必要とし、双方共に電圧形ＰＷＭインバータが大型，
高価格になるという問題があった。
【０００５】この発明の目的は、上記問題点を解決する
誘導電動機の制御装置を提供することにある。
誘導電動機の制御装置を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】この第１の発明は、電圧
形ＰＷＭインバータにより可変速駆動される誘導電動機
の制御装置において、前記インバータの出力周波数及び
出力電圧を指令する各相毎の信号波と、搬送波とに基づ
くパルス幅変調（ＰＷＭ）演算を行う際に、前記各相毎
の信号波それぞれに対して、同一の搬送波を発生する第
１の搬送波発生手段と、前記各相毎の信号波それぞれに
対して、互いに異なる搬送波を発生する第２の搬送波発
生手段とを備えたことを特徴とする。
形ＰＷＭインバータにより可変速駆動される誘導電動機
の制御装置において、前記インバータの出力周波数及び
出力電圧を指令する各相毎の信号波と、搬送波とに基づ
くパルス幅変調（ＰＷＭ）演算を行う際に、前記各相毎
の信号波それぞれに対して、同一の搬送波を発生する第
１の搬送波発生手段と、前記各相毎の信号波それぞれに
対して、互いに異なる搬送波を発生する第２の搬送波発
生手段とを備えたことを特徴とする。
【０００７】第２の発明は、前記第１の発明の誘導電動
機の制御装置において、前記誘導電動機を加速運転又は
等速運転するときには、第１の搬送波発生手段が出力す
る搬送波にて前記ＰＷＭ演算を行ない、前記誘導電動機
を減速運転するときには、第２の搬送波発生手段が出力
するそれぞれの搬送波にて前記ＰＷＭ演算を行うことを
特徴とする。
機の制御装置において、前記誘導電動機を加速運転又は
等速運転するときには、第１の搬送波発生手段が出力す
る搬送波にて前記ＰＷＭ演算を行ない、前記誘導電動機
を減速運転するときには、第２の搬送波発生手段が出力
するそれぞれの搬送波にて前記ＰＷＭ演算を行うことを
特徴とする。
【０００８】第３の発明は、前記第１の発明の誘導電動
機の制御装置において、前記インバータの直流中間電圧
が所定値以下のときには、第１の搬送波発生手段が出力
する搬送波にて前記ＰＷＭ演算を行ない、前記直流中間
電圧が前記所定値以上のときには、第２の搬送波発生手
段が出力するそれぞれの搬送波にて前記ＰＷＭ演算を行
うことを特徴とする。
機の制御装置において、前記インバータの直流中間電圧
が所定値以下のときには、第１の搬送波発生手段が出力
する搬送波にて前記ＰＷＭ演算を行ない、前記直流中間
電圧が前記所定値以上のときには、第２の搬送波発生手
段が出力するそれぞれの搬送波にて前記ＰＷＭ演算を行
うことを特徴とする。
【０００９】第４の発明は、前記第１の発明の誘導電動
機の制御装置において、前記インバータから前記誘導電
動機に駆動電力を供給するときには、第１の搬送波発生
手段が出力する搬送波にて前記ＰＷＭ演算を行ない、前
記インバータに前記誘導電動機からの回生電力が供給さ
れるときには、第２の搬送波発生手段が出力するそれぞ
れの搬送波にて前記ＰＷＭ演算を行うことを特徴とす
る。
機の制御装置において、前記インバータから前記誘導電
動機に駆動電力を供給するときには、第１の搬送波発生
手段が出力する搬送波にて前記ＰＷＭ演算を行ない、前
記インバータに前記誘導電動機からの回生電力が供給さ
れるときには、第２の搬送波発生手段が出力するそれぞ
れの搬送波にて前記ＰＷＭ演算を行うことを特徴とす
る。
【００１０】この発明では、前記第２の搬送波発生手段
が出力するそれぞれの搬送波にて前記ＰＷＭ演算を行う
ことにより、後述の如く、前記誘導電動機の線間電圧波
形の各半サイクル中に、前記電圧形ＰＷＭインバータが
出力するパルス状の電圧の極性が反転する期間が生じて
該電動機の高調波損失などの内部損失を増大させ、該電
動機を減速運転するときなどの該電動機から前記インバ
ータへの回生電力をより小さくして、前記インバータに
備える制動抵抗の容量低減を計っている。
が出力するそれぞれの搬送波にて前記ＰＷＭ演算を行う
ことにより、後述の如く、前記誘導電動機の線間電圧波
形の各半サイクル中に、前記電圧形ＰＷＭインバータが
出力するパルス状の電圧の極性が反転する期間が生じて
該電動機の高調波損失などの内部損失を増大させ、該電
動機を減速運転するときなどの該電動機から前記インバ
ータへの回生電力をより小さくして、前記インバータに
備える制動抵抗の容量低減を計っている。
【００１１】
【発明の実施の形態】図１はこの発明の実施の形態を示
す誘導電動機の制御装置の回路構成図であり、１は商用
電源などの交流電源、２は図示の如くダイオードをブリ
ッジ接続してなる整流回路、３は整流回路２の整流電圧
を平滑するコンデンサ、４は図示の如くＩＧＢＴとダイ
オードとの逆並列回路を三相ブリッジ接続してなるイン
バータ主回路、５は制動抵抗、６はトランジスタ、７は
コンデンサ３の両端電圧、すなわち、直流中間電圧（Ｅ
ｄｃ）を監視し、この電圧が許容上限値を越えたとき
に、該電圧を低下させるべく制動抵抗５を導通状態にす
るためにトランジスタ６をオンさせる電圧監視回路、８
はインバータ主回路４の負荷としての誘導電動機、１０
は後述の制御装置２０，４０，５０のいずれかを介して
インバータ主回路４が出力する周波数（ｆS ）を指令す
る周波数設定器である。
す誘導電動機の制御装置の回路構成図であり、１は商用
電源などの交流電源、２は図示の如くダイオードをブリ
ッジ接続してなる整流回路、３は整流回路２の整流電圧
を平滑するコンデンサ、４は図示の如くＩＧＢＴとダイ
オードとの逆並列回路を三相ブリッジ接続してなるイン
バータ主回路、５は制動抵抗、６はトランジスタ、７は
コンデンサ３の両端電圧、すなわち、直流中間電圧（Ｅ
ｄｃ）を監視し、この電圧が許容上限値を越えたとき
に、該電圧を低下させるべく制動抵抗５を導通状態にす
るためにトランジスタ６をオンさせる電圧監視回路、８
はインバータ主回路４の負荷としての誘導電動機、１０
は後述の制御装置２０，４０，５０のいずれかを介して
インバータ主回路４が出力する周波数（ｆS ）を指令す
る周波数設定器である。
【００１２】図２はこの発明の第１の実施例を示し、図
１に示した回路構成における制御装置２０の部分詳細回
路構成図である。
１に示した回路構成における制御装置２０の部分詳細回
路構成図である。
【００１３】図２において、２１は周波数設定器１０が
指令する指令値（ｆS ）が変更されたときに、所定の加
速勾配又は減速勾配で出力する周波数設定値（ｆS * ）
を変更し、最終的にはｆS ＝ｆS * になる周波数設定値
を演算する加減速演算器、２２は周波数設定値
（ｆS * ）に対応した電圧指令値（ＶS * ）に変換する
周波数・電圧（Ｆ／Ｖ）変換器、２３は周波数設定値
（ｆS * ）と電圧指令値（Ｖ S * ）とに基づき三相それ
ぞれの信号波（ＶSU * ，ＶSV * ，ＶSW * ）を生成する三
相信号波発生器、２４は搬送波（ＶC ）を生成する第１
搬送波発生手段、２５は互いに異なった搬送波（ＶCU，
ＶCV，ＶCW）を生成する第２搬送波発生手段、２６は搬
送波（ＶC ）と搬送波（ＶCU，ＶCV，ＶCW）とを後述の
加減速状態判別器３０の出力状態により切替え、切替結
果を搬送波（ＶCU * ，ＶCV * ，ＶCW * ）として出力する
切替回路、２７は前記ＶSU * とＶCU * とに基づくＰＷＭ
演算を行い、この演算結果をＵ相ＰＷＭ信号として出力
する比較器、２８は前記ＶSV * とＶCV * とに基づくＰＷ
Ｍ演算を行い、この演算結果をＶ相ＰＷＭ信号として出
力する比較器、２９は前記ＶSW * とＶCW * とに基づくＰ
ＷＭ演算を行い、この演算結果をＷ相ＰＷＭ信号として
出力する比較器、３０は前記ｆS とｆS * とに基づき、
ｆS ＞ｆS * のときは、誘導電動機８が加速運転中と判
定し、ｆS ＜ｆS *のときは、誘導電動機８が減速運転
中と判定し、ｆS ≒ｆS * のときは、誘導電動機８が等
速運転中と判定する加減速状態判別器である。
指令する指令値（ｆS ）が変更されたときに、所定の加
速勾配又は減速勾配で出力する周波数設定値（ｆS * ）
を変更し、最終的にはｆS ＝ｆS * になる周波数設定値
を演算する加減速演算器、２２は周波数設定値
（ｆS * ）に対応した電圧指令値（ＶS * ）に変換する
周波数・電圧（Ｆ／Ｖ）変換器、２３は周波数設定値
（ｆS * ）と電圧指令値（Ｖ S * ）とに基づき三相それ
ぞれの信号波（ＶSU * ，ＶSV * ，ＶSW * ）を生成する三
相信号波発生器、２４は搬送波（ＶC ）を生成する第１
搬送波発生手段、２５は互いに異なった搬送波（ＶCU，
ＶCV，ＶCW）を生成する第２搬送波発生手段、２６は搬
送波（ＶC ）と搬送波（ＶCU，ＶCV，ＶCW）とを後述の
加減速状態判別器３０の出力状態により切替え、切替結
果を搬送波（ＶCU * ，ＶCV * ，ＶCW * ）として出力する
切替回路、２７は前記ＶSU * とＶCU * とに基づくＰＷＭ
演算を行い、この演算結果をＵ相ＰＷＭ信号として出力
する比較器、２８は前記ＶSV * とＶCV * とに基づくＰＷ
Ｍ演算を行い、この演算結果をＶ相ＰＷＭ信号として出
力する比較器、２９は前記ＶSW * とＶCW * とに基づくＰ
ＷＭ演算を行い、この演算結果をＷ相ＰＷＭ信号として
出力する比較器、３０は前記ｆS とｆS * とに基づき、
ｆS ＞ｆS * のときは、誘導電動機８が加速運転中と判
定し、ｆS ＜ｆS *のときは、誘導電動機８が減速運転
中と判定し、ｆS ≒ｆS * のときは、誘導電動機８が等
速運転中と判定する加減速状態判別器である。
【００１４】図１に示した回路構成において、上述の制
御装置２０を使用したときの動作を、図３〜図７に示す
波形図を参照しつつ、以下に説明する。
御装置２０を使用したときの動作を、図３〜図７に示す
波形図を参照しつつ、以下に説明する。
【００１５】インバータ主回路４の出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗ
それぞれには、インバータ主回路４を構成する各アーム
のＩＧＢＴのオン又はオフ状態によって、図３に示す如
く、８通りの電圧ベクトルＶK （Ｋ＝０〜７），（電圧
ベクトルＶK の表示を、図面ではＶK の上に・印を付し
ている）で表され、電圧ベクトルＶ1 〜Ｖ6 それぞれの
大きさは前記Ｅｄｃである。
それぞれには、インバータ主回路４を構成する各アーム
のＩＧＢＴのオン又はオフ状態によって、図３に示す如
く、８通りの電圧ベクトルＶK （Ｋ＝０〜７），（電圧
ベクトルＶK の表示を、図面ではＶK の上に・印を付し
ている）で表され、電圧ベクトルＶ1 〜Ｖ6 それぞれの
大きさは前記Ｅｄｃである。
【００１６】図４は、三相信号波発生器２３が出力する
三相正弦波状の信号波（ＶSU * ，Ｖ SV * ，ＶSW * ）と、
第１搬送波発生手段２４が出力する三角波状の搬送波
（ＶC ）を搬送波（ＶCU * ，ＶCV * ，ＶCW * ）としたと
きの比較器２７〜２９の出力波形、すなわち、前記出力
端子Ｕ，Ｖ，Ｗの電圧波形であり、図４（イ）は前記Ｖ
SU * とＶCU * との関係、（ロ）は前記ＶSV * とＶCV * と
の関係、（ハ）は前記ＶSW * とＶCW * との関係、（ニ）
は出力端子Ｕの電圧波形、（ホ）は出力端子Ｖの電圧波
形、（ヘ）は出力端子Ｗの電圧波形、（ト）は前記
（ニ）〜（ヘ）の電圧波形に対応した電圧ベクトルの軌
跡を示している、図５は図４に示した波形図の部分拡大
図であり、図中（イ）〜（ト）は図４における（イ）〜
（ト）と同一である。
三相正弦波状の信号波（ＶSU * ，Ｖ SV * ，ＶSW * ）と、
第１搬送波発生手段２４が出力する三角波状の搬送波
（ＶC ）を搬送波（ＶCU * ，ＶCV * ，ＶCW * ）としたと
きの比較器２７〜２９の出力波形、すなわち、前記出力
端子Ｕ，Ｖ，Ｗの電圧波形であり、図４（イ）は前記Ｖ
SU * とＶCU * との関係、（ロ）は前記ＶSV * とＶCV * と
の関係、（ハ）は前記ＶSW * とＶCW * との関係、（ニ）
は出力端子Ｕの電圧波形、（ホ）は出力端子Ｖの電圧波
形、（ヘ）は出力端子Ｗの電圧波形、（ト）は前記
（ニ）〜（ヘ）の電圧波形に対応した電圧ベクトルの軌
跡を示している、図５は図４に示した波形図の部分拡大
図であり、図中（イ）〜（ト）は図４における（イ）〜
（ト）と同一である。
【００１７】図５において、（ニ），（ホ），（ヘ）か
ら得られる電圧ベクトルはベクトルＶ0 （０００）→ベ
クトルＶ5 （００１）→ベクトルＶ6 （１０１）→ベク
トルＶ7 （１１１）→ベクトルＶ6 （１０１）→・・の
ように時間とともに推移し、これらの電圧ベクトルの軌
跡を、図３に示したベクトル方向とその継続時間とで示
したのが（ト）の波形である。なお、ベクトルＶ0 （０
００）及びベクトルＶ 7 （１１１）は零ベクトルであ
り、この零ベクトルの発生期間ではその位置に停留して
いる。
ら得られる電圧ベクトルはベクトルＶ0 （０００）→ベ
クトルＶ5 （００１）→ベクトルＶ6 （１０１）→ベク
トルＶ7 （１１１）→ベクトルＶ6 （１０１）→・・の
ように時間とともに推移し、これらの電圧ベクトルの軌
跡を、図３に示したベクトル方向とその継続時間とで示
したのが（ト）の波形である。なお、ベクトルＶ0 （０
００）及びベクトルＶ 7 （１１１）は零ベクトルであ
り、この零ベクトルの発生期間ではその位置に停留して
いる。
【００１８】すなわち、図４，５から明らかなように、
前記搬送波の周波数を高くすることにより、電圧ベクト
ルの軌跡はより円形に近づき、誘導電動機８を効率よく
駆動できるので、加減速状態判別器３０が誘導電動機８
を加速運転中又は等速運転中と判定したときに、図４，
５の波形図に基づくＰＷＭ演算を行わせる。
前記搬送波の周波数を高くすることにより、電圧ベクト
ルの軌跡はより円形に近づき、誘導電動機８を効率よく
駆動できるので、加減速状態判別器３０が誘導電動機８
を加速運転中又は等速運転中と判定したときに、図４，
５の波形図に基づくＰＷＭ演算を行わせる。
【００１９】図６は、前記信号波（ＶSU * ，ＶSV * ，Ｖ
SW * ）と、図示の如く、第２搬送波発生手段２４が出力
する互いに１２０°の位相差を持った三角波状の搬送波
（Ｖ CU，ＶCV，ＶCW）を搬送波（ＶCU * ，ＶCV * ，ＶCW
* ）としたときの比較器２７〜２９の出力波形、すなわ
ち、前記出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗの電圧波形であり、図６
（イ）はＶSU * とＶCU * との関係、（ロ）はＶSV * とＶ
CV * との関係、（ハ）はＶSW * とＶCW * との関係、
（ニ）は出力端子Ｕの電圧波形、（ホ）は出力端子Ｖの
電圧波形、（ヘ）は出力端子Ｗの電圧波形、（ト）は前
記（ニ）〜（ヘ）の電圧波形に対応した電圧ベクトルの
軌跡を示している、図７は図６に示した波形図の部分拡
大図であり、図中（イ）〜（ト）は図６における（イ）
〜（ト）と同一である。
SW * ）と、図示の如く、第２搬送波発生手段２４が出力
する互いに１２０°の位相差を持った三角波状の搬送波
（Ｖ CU，ＶCV，ＶCW）を搬送波（ＶCU * ，ＶCV * ，ＶCW
* ）としたときの比較器２７〜２９の出力波形、すなわ
ち、前記出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗの電圧波形であり、図６
（イ）はＶSU * とＶCU * との関係、（ロ）はＶSV * とＶ
CV * との関係、（ハ）はＶSW * とＶCW * との関係、
（ニ）は出力端子Ｕの電圧波形、（ホ）は出力端子Ｖの
電圧波形、（ヘ）は出力端子Ｗの電圧波形、（ト）は前
記（ニ）〜（ヘ）の電圧波形に対応した電圧ベクトルの
軌跡を示している、図７は図６に示した波形図の部分拡
大図であり、図中（イ）〜（ト）は図６における（イ）
〜（ト）と同一である。
【００２０】図７において、（ニ），（ホ），（ヘ）か
ら得られる電圧ベクトルはベクトルＶ5 （００１）→ベ
クトルＶ6 （１０１）→ベクトルＶ1 （１００）→ベク
トルＶ2 （１１０）→ベクトルＶ3 （０１１）→・・の
ように時間とともに推移し、これらの電圧ベクトルの軌
跡を、図３に示したベクトル方向とその継続時間とで示
したのが（ト）の波形である。
ら得られる電圧ベクトルはベクトルＶ5 （００１）→ベ
クトルＶ6 （１０１）→ベクトルＶ1 （１００）→ベク
トルＶ2 （１１０）→ベクトルＶ3 （０１１）→・・の
ように時間とともに推移し、これらの電圧ベクトルの軌
跡を、図３に示したベクトル方向とその継続時間とで示
したのが（ト）の波形である。
【００２１】すなわち、図６，７から明らかなように、
前記それぞれの搬送波を互いに±１２０°の位相差にす
ることにより、電圧ベクトルの軌跡は理想的な円形から
遠のき、その結果、図示しないが誘導電動機８の線間電
圧波形の各半サイクル中に逆相成分の電圧を発生する期
間が生じて誘導電動機８の高調波損失などの内部損失を
増大させることができるので、加減速状態判別器３０が
誘導電動機８を減速速運転中と判定したときに、図６，
７の波形図に基づくＰＷＭ演算を行わせる。
前記それぞれの搬送波を互いに±１２０°の位相差にす
ることにより、電圧ベクトルの軌跡は理想的な円形から
遠のき、その結果、図示しないが誘導電動機８の線間電
圧波形の各半サイクル中に逆相成分の電圧を発生する期
間が生じて誘導電動機８の高調波損失などの内部損失を
増大させることができるので、加減速状態判別器３０が
誘導電動機８を減速速運転中と判定したときに、図６，
７の波形図に基づくＰＷＭ演算を行わせる。
【００２２】図８はこの発明の第２の実施例を示し、図
１に示した回路構成における制御装置４０の部分詳細回
路構成図である。
１に示した回路構成における制御装置４０の部分詳細回
路構成図である。
【００２３】この制御装置４０が図２に示した制御装置
２０と異なる点は、加減速状態判別器３０に代えて直流
中間電圧判別器４１を備えていることである。
２０と異なる点は、加減速状態判別器３０に代えて直流
中間電圧判別器４１を備えていることである。
【００２４】すなわち直流中間電圧判別器４１では前記
Ｅｄｃを監視し、このＥｄｃが通常の変動上限値（例え
ば、定格値の＋１５％程度）を越えたときには、誘導電
動機８から回生電力がインバータ主回路４を介してコン
デンサ３の両端電圧を上昇させていると判定し、第２搬
送波発生手段２５が出力する搬送波（ＶCU，ＶCV，
Ｖ CW）にてＰＷＭ演算を行わせ、前述の如く誘導電動機
８の高調波損失などの内部損失を増大させ、前記Ｅｄｃ
の上昇を抑制する。また、前記Ｅｄｃが前記変動上限値
以下のときには、第１搬送波発生手段２４が出力する搬
送波（ＶC ）にてＰＷＭ演算を行わせ、前述の如く誘導
電動機８を効率よく運転させる。
Ｅｄｃを監視し、このＥｄｃが通常の変動上限値（例え
ば、定格値の＋１５％程度）を越えたときには、誘導電
動機８から回生電力がインバータ主回路４を介してコン
デンサ３の両端電圧を上昇させていると判定し、第２搬
送波発生手段２５が出力する搬送波（ＶCU，ＶCV，
Ｖ CW）にてＰＷＭ演算を行わせ、前述の如く誘導電動機
８の高調波損失などの内部損失を増大させ、前記Ｅｄｃ
の上昇を抑制する。また、前記Ｅｄｃが前記変動上限値
以下のときには、第１搬送波発生手段２４が出力する搬
送波（ＶC ）にてＰＷＭ演算を行わせ、前述の如く誘導
電動機８を効率よく運転させる。
【００２５】図９はこの発明の第３の実施例を示し、図
１に示した回路構成における制御装置５０の部分詳細回
路構成図である。
１に示した回路構成における制御装置５０の部分詳細回
路構成図である。
【００２６】この制御装置５０が図２に示した制御装置
２０と異なる点は、加減速状態判別器３０に代えて負荷
状態判別器５１を備えていることである。
２０と異なる点は、加減速状態判別器３０に代えて負荷
状態判別器５１を備えていることである。
【００２７】すなわち負荷状態判別器５１では後述の誘
導電動機８の発生トルク演算値τLを監視し、このτL
が誘導電動機８の無負荷時の発生トルク以下のときに
は、誘導電動機８から回生電力がインバータ主回路４を
介してコンデンサ３の両端電圧を上昇させていると判定
し、第２搬送波発生手段２５が出力する搬送波（ＶCU，
ＶCV，ＶCW）にてＰＷＭ演算を行わせ、前述の如く誘導
電動機８の高調波損失などの内部損失を増大させ、前記
Ｅｄｃの上昇を抑制する。また、前記Ｅｄｃが前記無負
荷時の発生トルク以上のときには、第１搬送波発生手段
２４が出力する搬送波（ＶC ）にてＰＷＭ演算を行わ
せ、前述の如く誘導電動機８を効率よく運転させる。
導電動機８の発生トルク演算値τLを監視し、このτL
が誘導電動機８の無負荷時の発生トルク以下のときに
は、誘導電動機８から回生電力がインバータ主回路４を
介してコンデンサ３の両端電圧を上昇させていると判定
し、第２搬送波発生手段２５が出力する搬送波（ＶCU，
ＶCV，ＶCW）にてＰＷＭ演算を行わせ、前述の如く誘導
電動機８の高調波損失などの内部損失を増大させ、前記
Ｅｄｃの上昇を抑制する。また、前記Ｅｄｃが前記無負
荷時の発生トルク以上のときには、第１搬送波発生手段
２４が出力する搬送波（ＶC ）にてＰＷＭ演算を行わ
せ、前述の如く誘導電動機８を効率よく運転させる。
【００２８】上記誘導電動機８の発生トルク演算値τL
は誘導電動機８の一次抵抗Ｒ1 と、インバータ主回路８
からの出力電流ｉと、前記電圧指令値ＶS * と、前記周
波数設定値ｆS * とから、下記式の演算で導出すること
ができる。 τL ＝｛ＶS * ×ｉ−Ｒ1 ×ｉ2 ｝／ｆS * 上記式において、前記電圧指令値ＶS * に代えて、イン
バータ主回路４の出力電圧検出値を用いてもよい。
は誘導電動機８の一次抵抗Ｒ1 と、インバータ主回路８
からの出力電流ｉと、前記電圧指令値ＶS * と、前記周
波数設定値ｆS * とから、下記式の演算で導出すること
ができる。 τL ＝｛ＶS * ×ｉ−Ｒ1 ×ｉ2 ｝／ｆS * 上記式において、前記電圧指令値ＶS * に代えて、イン
バータ主回路４の出力電圧検出値を用いてもよい。
【００２９】なお、上述の実施例回路の説明では搬送波
として三角波の例で説明したが、他の波形、例えば鋸歯
状波でもよい。
として三角波の例で説明したが、他の波形、例えば鋸歯
状波でもよい。
【００３０】
【発明の効果】この発明によれば、誘導電動機から電圧
形ＰＷＭインバータに回生電力が供給される状態のとき
には、該インバータが出力する電圧ベクトルの軌跡を理
想的な円形から遠のかせて前記誘導電動機の高調波損失
などの内部損失を増大させ、従って、回生電力を減少さ
せるので、この回生電力を消費させる制動抵抗の容量を
小さくできる。その結果、電圧形ＰＷＭインバータは誘
導電動機の容量に見合ったものが選定でき、小型，最適
価格となる。
形ＰＷＭインバータに回生電力が供給される状態のとき
には、該インバータが出力する電圧ベクトルの軌跡を理
想的な円形から遠のかせて前記誘導電動機の高調波損失
などの内部損失を増大させ、従って、回生電力を減少さ
せるので、この回生電力を消費させる制動抵抗の容量を
小さくできる。その結果、電圧形ＰＷＭインバータは誘
導電動機の容量に見合ったものが選定でき、小型，最適
価格となる。
【００３１】特に、マイクロコンピュータを使用した誘
導電動機の制御装置に好適である。
導電動機の制御装置に好適である。
【図１】この発明の実施の形態を示す誘導電動機の制御
装置の回路構成図
装置の回路構成図
【図２】この発明の第１の実施例を示す誘導電動機の制
御装置の回路構成図
御装置の回路構成図
【図３】図１，２の動作を説明する波形図
【図４】図１，２の動作を説明する波形図
【図５】図１，２の動作を説明する波形図
【図６】図１，２の動作を説明する波形図
【図７】図１，２の動作を説明する波形図
【図８】この発明の第２の実施例を示す誘導電動機の制
御装置の回路構成図
御装置の回路構成図
【図９】この発明の第３の実施例を示す誘導電動機の制
御装置の回路構成図
御装置の回路構成図
１…交流電源、２…整流回路、３…コンデンサ、４…イ
ンバータ主回路、５…制動抵抗、６…トランジスタ、７
…電圧監視回路、８…誘導電動機、１０…周波数設定
器、２０…制御装置、２１…加減速演算器、２２…周波
数−電圧変換器、２３…三相信号波発生器、２４…第１
搬送波発生手段、２５…第２搬送波発生手段、２６…切
替回路、２７〜２９…比較器、３０…加減速状態判別
器、４０…制御装置、４１…直流中間電圧判別器、５０
…制御装置、５１…負荷状態判別器。
ンバータ主回路、５…制動抵抗、６…トランジスタ、７
…電圧監視回路、８…誘導電動機、１０…周波数設定
器、２０…制御装置、２１…加減速演算器、２２…周波
数−電圧変換器、２３…三相信号波発生器、２４…第１
搬送波発生手段、２５…第２搬送波発生手段、２６…切
替回路、２７〜２９…比較器、３０…加減速状態判別
器、４０…制御装置、４１…直流中間電圧判別器、５０
…制御装置、５１…負荷状態判別器。
Claims (4)
- 【請求項１】 電圧形ＰＷＭインバータにより可変速駆
動される誘導電動機の制御装置において、 前記インバータの出力周波数及び出力電圧を指令する各
相毎の信号波と、搬送波とに基づくパルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）演算を行う際に、 前記各相毎の信号波それぞれに対して、同一の搬送波を
発生する第１の搬送波発生手段と、 前記各相毎の信号波それぞれに対して、互いに異なる搬
送波を発生する第２の搬送波発生手段とを備えたことを
特徴とする誘導電動機の制御装置。 - 【請求項２】 請求項１に記載の誘導電動機の制御装置
において、 前記誘導電動機を加速運転又は等速運転するときには、
第１の搬送波発生手段が出力する搬送波にて前記ＰＷＭ
演算を行ない、 前記誘導電動機を減速運転するときには、第２の搬送波
発生手段が出力するそれぞれの搬送波にて前記ＰＷＭ演
算を行うことを特徴とする誘導電動機の制御装置。 - 【請求項３】 請求項１に記載の誘導電動機の制御装置
において、 前記インバータの直流中間電圧が所定値以下のときに
は、第１の搬送波発生手段が出力する搬送波にて前記Ｐ
ＷＭ演算を行ない、 前記直流中間電圧が前記所定値以上のときには、第２の
搬送波発生手段が出力するそれぞれの搬送波にて前記Ｐ
ＷＭ演算を行うことを特徴とする誘導電動機の制御装
置。 - 【請求項４】 請求項１に記載の誘導電動機の制御装置
において、 前記インバータから前記誘導電動機に駆動電力を供給す
るときには、第１の搬送波発生手段が出力する搬送波に
て前記ＰＷＭ演算を行ない、 前記インバータに前記誘導電動機からの回生電力が供給
されるときには、第２の搬送波発生手段が出力するそれ
ぞれの搬送波にて前記ＰＷＭ演算を行うことを特徴とす
る誘導電動機の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000031527A JP2001224191A (ja) | 2000-02-09 | 2000-02-09 | 誘導電動機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000031527A JP2001224191A (ja) | 2000-02-09 | 2000-02-09 | 誘導電動機の制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001224191A true JP2001224191A (ja) | 2001-08-17 |
Family
ID=18556269
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000031527A Pending JP2001224191A (ja) | 2000-02-09 | 2000-02-09 | 誘導電動機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001224191A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003088198A (ja) * | 2001-09-14 | 2003-03-20 | Fuji Electric Co Ltd | 誘導電動機の制御方法 |
| JP2004096856A (ja) * | 2002-08-30 | 2004-03-25 | Yaskawa Electric Corp | 同期電動機の制御装置 |
| JP2005051838A (ja) * | 2003-07-29 | 2005-02-24 | Toyota Industries Corp | インバータ装置及びリップル電流の低減方法 |
| JP2005318754A (ja) * | 2004-04-30 | 2005-11-10 | Mitsubishi Electric Corp | 電動機駆動用インバータ装置 |
| JP2008005688A (ja) * | 2006-05-23 | 2008-01-10 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 誘導電動機の可変速駆動装置 |
| JP2012217317A (ja) * | 2011-03-30 | 2012-11-08 | Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd | 電力変換装置 |
| JP2018042349A (ja) * | 2016-09-06 | 2018-03-15 | アイシン精機株式会社 | モータ制御装置 |
-
2000
- 2000-02-09 JP JP2000031527A patent/JP2001224191A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003088198A (ja) * | 2001-09-14 | 2003-03-20 | Fuji Electric Co Ltd | 誘導電動機の制御方法 |
| JP2004096856A (ja) * | 2002-08-30 | 2004-03-25 | Yaskawa Electric Corp | 同期電動機の制御装置 |
| JP2005051838A (ja) * | 2003-07-29 | 2005-02-24 | Toyota Industries Corp | インバータ装置及びリップル電流の低減方法 |
| JP2005318754A (ja) * | 2004-04-30 | 2005-11-10 | Mitsubishi Electric Corp | 電動機駆動用インバータ装置 |
| JP2008005688A (ja) * | 2006-05-23 | 2008-01-10 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 誘導電動機の可変速駆動装置 |
| JP2012217317A (ja) * | 2011-03-30 | 2012-11-08 | Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd | 電力変換装置 |
| JP2018042349A (ja) * | 2016-09-06 | 2018-03-15 | アイシン精機株式会社 | モータ制御装置 |
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