KR101274001B1 - 모터구동제어 - Google Patents

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Abstract

다수의 상으로 구성되는 다상 브러쉬레스 모터가 다수의 상태 사이로 전환될 수 있는 스위치수단(16)을 포함하는 단일전류센서 구동회로로 구성된다. 제어기가 일련의 각 펄스폭변조주기에서 상기 상태 사이로 구동회로가 변환하는 시간을 제어하도록 스위치수단(16)을 제어하기 위한 펄스폭변조 구동신호를 제공하도록 제공되고, 요구된 전압파라메타 셋트를 결정하고, 요구된 전압파라메타 셋트가 단일 PWM 주기에서 두개의 공칭 해당 상태시간 또는 동일한 순전압을 발생하는 다수의 등가상태시간이 전류센서에 의하여 결정될 각 상에서의 전류에 대하여 사전에 결정된 최소시간이 충분히 사전에 결정된 수의 활성상태에서 소비되지 않도록 하는 동안에 PWM 주기를 확인한다. 이러한 PWM 주기에 대하여 수정된 상태시간이 충분한 시간이 전류센서(24)에 의하여 결정될 각 상의 전류에 대하여 충분한 수의 활성상태에서 소비될 수 있도록 계산된다.
Figure R1020077008000
모터구동회로, 다상 브러쉬레스 모터, 제어기, 스위치수단, 전류센서.

Description

모터구동제어 {MOTOR DRIVE CONTROL}
본 발명은 전기모터제어에 관한 것으로, 특히 다상 브러쉬레스 모터의 펄스폭변조(PWM)제어에 관한 것이다.
전기모터를 위한 제어시스템은 모터의 권선 또는 상을 통하여 흐르는 전류를 측정할 필요가 있으며 이러한 전류의 측정은 각 상에 대하여 별도의 전류센서에 의하여 수행되거나 또는 D.C. 전원과 브릿지회로 및 모터조합 사이를 흐르는 총순시전류를 측정하도록 회로내에 배치된 단일전류센서에 의하여 수행될 수 있다. 단일전류센서 시스템에 있어서, 다상모터의 상전류는 각 상에 대하여 요구된 전압을 인가하는 스위치의 PWM 패턴을 오프셋트시키고 적당한 포인트에서 전류센서를 샘플링함으로서 도출된다. 어떠한 구성에 있어서는 이것이 PWM 패턴에 제약을 주어 발생가능한 최대기본상전압을 제한한다.
이들 제약을 극복하는 한가지 방법은 결정되어야 할 각 상의 전류에 대해 전류센서가 충분히 샘플링할 수 있도록 스위칭 시간이 허용하지 않는 경우에 단순히 PWM 주기에서 전류를 측정하지 않는 것이다. 이러한 기술은 소정의 시스템, 특히 높은 관성의 저대역폭 시스템에서는 만족스럽게 동작한다. 그러나, 신속하고 정확한 제어를 요구하는 낮은 관성을 갖는 고도의 동적 시스템에는 적합하지 않다. 따라서, 본 발명의 목적은 단일전류센서 구동시스템에 의하여 발생되는 기본상전압의 크기를 최대화하면서도, 전류센서가 각 PWM 주기에서 확실히 샘플링될 수 있도록 기 위한 것이다.
따라서, 본 발명은 다수의 상으로 구성되는 다상 브러쉬레스 모터를 위한 구동시스템을 제공하는 바, 이 시스템이 다수의 상태 사이로 전환됨으로서 각 상에 인가되는 전기적인 전위를 변화시키기 위한 스위치수단, 권선을 통하여 흐르는 순간총전류를 감지할 수 있도록 연결된 전류센서와, 스위치수단을 제어하도록 펄스폭 변조구동신호를 제공하도록 배치된 제어수단으로 구성되고, 제어수단이 구동회로가 일련의 각 펄스폭변조주기에서 상기 상태 사이로 전환하는 시간을 제어하며, 요구된 전압파라메타 셋트를 결정하고, 요구된 전압파라메타 셋트가 단일 PWM 주기에서 두개의 공칭 해당 상태시간 또는 동일한 순전압을 발생하는 다수의 등가상태시간이 전류센서에 의하여 결정될 각 상에서의 전류에 대하여 사전에 결정된 최소시간이 충분히 사전에 결정된 수의 활성상태에서 소비되지 않도록 하는 동안에 PWM 주기를 확인하며, 이러한 PWM 주기에 대하여 충분한 시간이 전류센서에 의하여 결정될 각 상의 전류에 대하여 충분한 수의 활성상태에서 소비될 수 있도록 하는 변조된 상태시간을 계산할 수 있도록 한다.
상태시간을 상태벡터로 정의될 수 있다. 이와 같은 경우, 이들은 상태벡터를 수정함으로서 수정될 수 있다. 또는 이들은 구동전류가 상태 사이로 전환되는 스위칭시간으로 정의될 수 있다. 이와 같은 경우 이들은 스위칭시간을 확인함으로서 수정될 수 있다.
요구된 전압파라메타 셋트는 변조율과 같은 단일 파라메타만을 포함하거나, 또는 알파 및 베타 전압요구와 같은 둘 이상의 파라메타를 포함할 수 있다.
또한 본 발명은 다수의 상으로 구성되는 다상 브러쉬레스 모터를 위한 구동시스템을 제공하는 바, 이 시스템이 다수의 상태 사이로 전환됨으로서 각 상에 인가되는 전기적인 전위를 변화시키기 위한 스위치수단, 권선을 통하여 흐르는 순간총전류를 감지할 수 있도록 연결된 전류센서와, 스위치수단을 제어하도록 펄스폭 변조구동신호를 제공하도록 배치된 제어수단으로 구성되고, 제어수단이 구동회로가 일련의 각 펄스폭변조주기에서 상기 상태 사이로 전환하는 시간을 제어하며, 요구된 전압파라메타 셋트를 결정하고, 요구된 전압파라메타 셋트의 일부 값에 대하여 공칭 상태시간에 대해 선택된 경우 요구된 전압파라메타 셋트를 얻을 수 있는 두 상태를 확인하며, 하나가 상기 사전에 결정된 최소시간이고 다른 하나가 사전에 결정된 최대시간인 동일한 두 상태에 대한 수정상태시간을 한정할 수 있게 되어 있다.
본 발명을 첨부도면에 의거하여 보다 상세히 설명하면 다음과 같다.
도 1은 본 발명에 따른 모터의 구동회로를 보인 회로도.
도 2는 도 1의 모터의 선간전압과 기본상전압이 모터의 전기적인 1 싸이클중에 시간에 따라 변화하는 것을 보인 설명도.
도 3은 도 1의 회로에서 트랜지스터의 여러 상태를 보인 설명도.
도 4는 도 1에서 보인 회로의 작동을 설명하기 위하여 이용된 공간벡터변조 다이아그램.
도 5는 도 1의 회로에서 이용된 변조를 보인 상태타이밍 다이아그램.
도 6은 도 1에서 보인 시스템의 작동개념을 보인 공간벡터 다이아그램.
도 7은 도 1에서 보인 시스템의 제한변조율을 보인 공간벡터 다이아그램.
도 8은 도 1에서 보인 시스템의 한 작동모드를 보인 공간벡터 다이아그램.
도 9는 도 1에서 보인 시스템의 다른 작동모드를 보인 공간벡터 다이아그램.
도 10은 도 8에 따라 작동하는 시스템의 정규화 단자전압을 보인 그래프.
도 11은 도 8에 따라 작동하는 시스템의 정규화 단자전압을 보인 그래프.
도 12는 유효변조율이 도 8에 따라 작동하는 도 1의 시스템에서 최소 PWM 오버랩에 따라서 변화하는 것을 보인 그래프.
도 13은 총고조파왜곡이 도 8에 따라 작동하는 도 1의 시스템에서 최소 PWM 오버랩에 따라서 변화하는 것을 보인 그래프.
도 14는 도 1에서 보인 시스템의 또 다른 작동모드를 보인 공간벡터 다이아그램.
도 15는 도 14에 따라 작동하는 시스템의 정규화 상전압을 보인 그래프.
도 16은 도 8에 따라 작동하는 시스템의 푸리에급수를 보인 그래프.
도 17은 도 16에서 보인 그래프의 확대도.
도 18은 도 14에 따라 작동하는 시스템의 푸리에급수를 보인 그래프.
도 19는 도 18에서 보인 그래프의 확대도.
도 20은 모터제어구동회로의 알려진 6 포인트 작동방법을 보인 공간벡터 다 이아그램.
도 21은 도 20에 따라 작동하는 시스템의 정규화 상전압 및 기본전압을 보인 그래프.
도 22는 도 1에서 보인 시스템의 다른 작동모드를 보인 공간벡터 다이아그램.
도 23은 도 22에 따라 작동하는 시스템의 정규화 상전압 및 기본전압을 보인 그래프.
도 1에서, 3상 브러쉬레스 모터(1)는 일반적으로 상 A, B 및 C로 나타내고 성형(星形) 네트워크로 연결되는 3개의 모터권선(2, 4, 6)으로 구성된다. 각 코일의 일단(2a, 4a, 6a)은 각 단자(2c, 4c, 6c)에 연결된다. 코일의 타단(2b, 4b, 6b)는 함께 연결되어 성형 포인트(7)를 이룬다. 구동회로는 3상 브릿지(8)를 포함한다. 브릿지의 각 암(10, 12, 14)은 급전선로(20)와 접지선(22) 사이에 직렬로 연결된 상부트랜지스터(16)와 하부트랜지스터(18)의 형태인 1쌍의 스위치를 포함한다. 모터권선(2, 4, 6)은 각각 상보형 1쌍의 트랜지스터(16, 18) 사이에서 분기된다. 상기 트랜지스터(16, 18)는 제어기(21)에 의하여 제어되어 턴-온 및 턴-오프됨으로써 각 단자(2c, 4c, 6c)에 인가되는 전압의 펄스폭변조를 제공하여 각 권선(2, 4, 6)에 인가된 전위차를 제어하고 이에 따라 또한 권선을 통하여 흐르는 전류를 제어한다. 이는 다음으로 상기 권선에 의하여 발생된 자계의 강도와 방향을 제어한다.
저항(24)의 형태인 전류측정장치가 모터(1)와 접지 간의 접지선(22)에 제공되어, 제어기(21)가 모든 권선(2, 4, 6)을 통하여 흐르는 총 전류를 측정할 수 있도록 한다. 각 권선의 전류를 측정하기 위해서는 이후 상세히 설명되는 바와 같이 권선의 각 단자에 인가되는 전압(그리고 특정 상의 통전상태)이 알려진 PWM 주기 내에서 정확한 순간에 상기 총 전류가 샘플링되어야 한다.
가장 원활한 작동이 이루어질 수 있도록 하기 위하여, 인가된 상전압(권선의 단자(2c, 4c, 6c)의 전압과 성형 포인트(7) 간의 전위차)은 모터의 각 전기 회전에 대하여 1 싸이클의 정현파상으로 변화되어야 한다. 그러나, 최대단자전압(권선의 단자(2c, 4c, 6c)의 전위와 DC 전원의 중간지점 전위 간의 전위차)는 vdc/2이다. 여기에서 vdc는 양(+)의 DC 전원선로 및 접지선 간의 전압차이다. 만약 정현파형 전압이 기계단자에 인가되면, 최대피크 상전압도 역시 vdc/2 가 될 것이다. 그러나, 도 2를 참조하면, '과변조'라는 공지기술을 이용하여 유효상전압을 증가시키는 것이 가능하다. 단자전압은 그 진폭 v0가 vdc/2보다 더 큰 정현 변화에 가능한 한 근접하게 따르도록 된다. 단자전압은 실제로 vdc/2를 초과할 수 없으므로, 결국 단자전압의 피크가 클리핑되어 단자전압이 각 싸이클의 일부 구간에서는 일정한 ±vdc/2에 머문다. 도 2에서 단자전압은 1로 표시된 vdc/2를 갖는 정규화값으로 나타낸다.
여기에서 변조깊이는 v0/(vdc/2) 로서 정의되고 이는 과변조의 경우 1 보다 크게될 것이다.
권선의 단자(2c, 4c, 6c)와 성형 중심 포인트(7) 간의 권선들 중 하나의 전압 변화인 상전압 싸이클 결과가 도 2에 도시되어 있다. 다시 이는 정규화 진폭이 1 인 평활한 정현파형 선간전압에 의하여 발생된 상전압을 나타내는 1로 정규화된다. 과변조의 경우에 있어서도 비록 모터의 진동 및 노이즈에 의한 어느 정도의 왜곡이 있기는 하나 상전압은 논리적으로 평활한 커브를 따름을 알 수 있다.
상전압의 기본성분은 주파수가 모터의 전기적인 주파수와 일치하는 전압의 성분이다. 이러한 전압성분은 이것이 기계에서 유용한 기동토크를 발생하는 역할을 담당하는 기본전류성분을 발생하므로 중요한 것이다. 본 발명의 목적은 이러한 상전압성분을 최대화하면서도 다른 공간적 시간적 주파수에서 전압성분의 왜곡 발생을 최소화하는데 있다. 여기서 달성되는 기본전압크기는 변조율(modulation index)를 사용하여 기재되며, 이는 여기서 v1/(vdc/2)으로 정의된다(이때, v1은 실현된 상전압의 기본성분의 크기이다). 비록 이상의 내용이 3상의 성형 권선에 대하여 설명되었으나, 유사한 원리가 델타형 권선과 같이 다른 권선방식과, 3상이나 6상 또는 심지어 4상이나 5상 모터와 같은 상수(相數)에도 적용됨에 유의하여야 한다.
기본 상전압을 최대화하기 위해서는 구동부(예를 들어 3상 구동에서는 6개의 트랜지스터 스위치가 있을 것이다)의 각 트랜지스터에서 상승 및 하강 전환이벤트의 타이밍이 최적화되어야 한다. 스위치에 대한 듀티 싸이클 요구(PWM 주기에 대한 스위치의 온-타임 비율)를 계산하기 위하여 사용되는 변조알고리즘 자체는 최대유효전압을 결정하지 않는다. 기본 상전압은 듀티 싸이클 요구를 스위칭 엣지위치로 변환시키는 최종 스위칭 알고리즘에 의하여만 제한된다. 한 편리한 형태의 변조알고리즘은 이후 상세히 설명되는 공간벡터변조(Space Vector Modulation; SVM)를 이용한다. 그러나, 다른 알고리즘기술(예를 들어 정현-삼각 PWM, 트리플렌 주입을 동반한 정현-삼각 PWM, 또는 SVM)이 최대상전압의 이용에 영향을 끼침이 없이 동등하게 이용될 수 있다. 상이한 변조방식의 이용 간에 주된 차이는 발생되는 전압의 왜곡성분(비(非) 기본) 량이 될 것이다.
도 3에서, 3상 시스템에서 각 권선(2, 4, 6)은 급전선로(20) 또는 접지선(22)에만 연결될 수 있으며, 따라서 가능한 제어회로 상태는 8가지이다. 상의 하나가 양의 전압임을 나타내는 1과 한 상이 접지됨을 나타내는 0을 사용하면, 상태 1 은 상 A가 1에 있고, 상 B가 0에 있으며, 상 C가 0에 있음을 나타내는 [100]으로 나타낼 수 있다. 상태 2는 [110], 상태 3은 [010], 상태 4는 [011], 상태 5는 [001], 상태 6은 [101], 상태 0는 [000], 그리고 상태 7은 [111]로 나타내어진다. 각 상태 1~6은 전류가 모든 권선(2, 4, 6)을 통하여 흐르고 이들 중의 하나를 통하여 일 방향으로 흐르며 다른 두 권선을 통하여 다른 방향으로 흐르는 통전상태이다. 상태 0는 모든 권선이 접지된 제로볼트상태이고, 상태 7은 모든 권선이 급전라인에 연결된 제로볼트상태이다.
회로가 펄스폭변조가 이루어지도록 제어될 때, 각 상은 통상적으로 각 PWM 주기에서 한번씩 턴-온 및 턴-오프될 것이다. 각 상태에서 걸리는 시간의 상대적인 길이는 각 권선에서 발생된 자계의 크기와 방향, 그리고 이에 따라 회전자에 인가된 총토크의 크기와 방향을 결정할 것이다. 이들 시간의 길이는 상기 언급된 바와 같은 여러 변조알고리즘에 의하여 계산될 수 있다.
도 4를 참조하면, 상태벡터변조시스템에 있어서 각 상태에 소요된 PWM 주기의 시간은 공간벡터변조(SVM) 다이아그램에서의 상태벡터로 표시된다. 이러한 형태의 다이아그램에서, 단일상태벡터들은 벡터 S1~S6 방향의 벡터들이며, 이들 각 방향에서 벡터의 길이는 각 상태에서 소요된 각 PWM 주기에서의 시간량을 나타낸다. 이는 권선에서 임의의 요구된 전압이 전압의 크기와 방향을 나타내는 전압벡터 v*에 대응하는 다이아그램상의 점으로 나타낼 수 있고 예를 들어 상태벡터 s1, s2의 조합으로 보인 바와 같이 발생될 수 있으며 그 길이는 상기 상태에 소요된 각 PWM 주기에서의 시간을 나타낸다는 것을 의미한다. 도 5는 요구된 전압을 얻기 위하여 이용된 전형적인 듀티 싸이클을 보인 것으로, 각 상 A, B, C에 대한 ON 시간은 PWM 주기의 중심에 위치된다. 이는 각 상태 1 및 2에 소요된 2개의 동일한 주기를 발생하며 싸이클의 시작과 종료시에 모든 상이 OFF될 것을 확실히 한다.
만약 회로가 전체 듀티 싸이클 중의 어느 한 상태로 유지되어 있다면, 그 결과의 전압은 방향 S1~S6 중의 하나에서 그 길이가 PWM 주기 Tp에 대응하는 벡터로 나타내어진다. 각 듀티 싸이클 내의 상이한 상태들에서 소요된 시간의 합이 PWM 주기 Tp에 가산되어야 하므로, 이론적으로 달성가능한 전압벡터의 범위는 도 4에서 보인 바와 같이 방향 S1~S6에서 길이 Tp인 벡터들 점을 연결한 육각형으로 정의된다. 이러한 육각형내의 모든 점은 그 길이를 서로 합하였을 때 Tp 이하인 2개의 상태벡터로 중심으로부터 도달될 수 있다. 이론적으로 이는 PWM 주기에 대해 모든 요구된 전압벡터가 각각 적정한 시간 기간 동안에 2개의 적정하게 선택된 상태로 전환됨으로써 달성될 수 있다는 것을 의미한다. 그러나, 이후 설명되는 바와 같이 실제로 가능한 전압벡터의 범위를 한정하는 여러 요인이 있다.
도 6에서, 6개의 주요 전압벡터의 전압크기는 2vdc/3이다. 이는 예를 들어 하나의 권선이 급전선로에 연결되고 다른 2개는 접지되는 경우 상기 하나의 권선을 통하여 발생될 수 있는 최대전압이다. 100%의 변조율, 즉, 과변조가 없는 정현-삼각 PWM은 기본상전압이 vdc/2이 되게 하고 변조깊이궤적이 도시된 바와 같이 반경이 0,75 Tp인 원이 되게 한다.
전술하였듯이, 대부분의 시스템은 각 상에 전류센서를 갖는다. 그러나, 단일전류센서 시스템의 경우에는 또 다른 제약이 있다. 단일전류센서를 갖는 시스템에서는 적어도 2개(3상 시스템의 경우)의 비-제로상태가 각 주기에서 최소시간 Tmin 동안 적용될 것이 요구된다. 이러한 조건은 최소상태시간기준이라 한다. 이는 모든 상에서 전류를 측정하기 위하여 충분한 시간 동안 전류센서의 전류를 측정할 수 있도록 한다. 도 6의 공간벡터 다이아그램에서, 이는 다이아그램의 소망 지점에 도달하기 위해서는 적어도 2개의 다른 벡터가 Tmin의 최소길이로 사용되어야 함을 의미한다. 이러한 제약이 없이, 만약 벡터가 임의의 길이를 갖도록 허용되는 경우라면, 다이아그램 상의 임의의 점은 단 2개의 공칭벡터(nominal vector)에 의하여 도달될 수 있다. 그러나, 6개 주요벡터 중 하나의 거리 Tmin 내에 놓인 벡터공간의 영역에서는 요구된 전압벡터가 단 2개의 공칭 주요벡터성분만으로는 얻을 수 없는 바, 그 이유는 이들 중 하나가 너무 짧기 때문이다. 대신에, 이들 영역에 대해서는 3개 이상의 등가인 주요벡터성분이 사용되며 이중 2개는 길이가 적어도 Tmin이다. 이들은 2개의 공칭벡터성분과 동일한 벡터합을 갖도록 선택된다. 이의 예가 도 6에 도시되어 있는 바, 여기에서 벡터공간 x 내의 점은 2개의 공칭벡터 s1 및 s2에 의하여 도달될 수 있으며, s2 성분은 Tmin보다 현저히 짧다. 그러나, 단일의 전류감지가 가능하도록, 이는 제1성분 s1, 길이가 Tmin인 제2성분 s2, 그리고 Tmin보다 짧은 제3성분 s6를 포함하는 등가성분들을 사용하여 도달된다. 이는 한 듀티 싸이클에서 구동회로는 각 상태 S1, S2 및 S6에서 시간을 소비할 것이나 각 S1 및 S2에서의 시간은 단일전류센서에 의한 전류측정이 가능하게 하는 데는 충분하다. 단일전류센서 요건으로 인해 제외되는 유일한 벡터공간 부분은 영역 Tx이다. 이는 Tp - Tmin과 동일한 최대시간 Tmax보다 더 큰 하나의 상태시간과 Tmin보다 더 작은 다른 상태시간에 해당하는 영역이다. 실제의 시스템에 있어서는 활성상태(active state) 시간에 대한 PWM 주기 동안 이용가능한 시간의 양에 또 다른 제한이 있다. 이는 데드타임(dead time) 또는 인터록 지연이라 한다. 이는 상 레그(phase leg)의 상부트랜지스터가 턴-오프되고 동일한 상 레그의 하부트랜지스터가 턴-온되는 사이에 허용된 시간이고, 마찬가지로 상 레그의 하부트랜지스터가 턴-오프되고 동일한 상 레그의 상부트랜지스터가 턴-온되는 사이에 허용된 유사한 지연이다. 이러한 인터록 지연의 목적은 양측 트랜지스터가 동시에 턴-온되어 DC 버스를 통해 잠재적으로 위험한 회로단락이 일어나는 것을 방지하기 위한 것이다. 이러한 점을 고려하여 Tmax는 다음과 같이 주어진다.
Tmax = Tp - 2Tid - Tmin
여기에서, Tp 는 PWM 주기이고 Tid 는 인터록 지연이다.
도 6으로부터, 인터록 지연을 무시할 때, 왜곡이 낮은 상전압에 대한 이상적으로 실현가능한 최대변조율은 반경이 Tp - Tmin 인 원으로 나타낼 수 있다. 이와 같이 얻을 수 있는 최대변조율은 4/3(1 - Tmin/Tp) 이다. 따라서, 예를 들어, 만약 PWM 주기 Tp 가 49.6 ㎲ 이면, 최소상태시간 Tmin 는 6.4 ㎲ 이며, 실현가능한 최대변조율은 1.16 이다. 그러나, 만약 상전압의 일부왜곡이 허용되는 경우, 비원형의 궤적이 이용될 수 있다. 이는 요구된 변조율과 얻을 수 있는 변조율 사이의 관계가 비선형임을 의미한다.
도 7에서, 만약 변조율요구가 1.33(4/3)까지 증가되는 경우, 공간벡터는 벡터-공간의 한계값부근에서 육각형의 궤적을 이룰 것이다. 비록 이는 약간 왜곡된 상전압을 초래하지만, 기본상전압은 현저히 증가하고 유효변조율은 약 1.21이다.
상기 언급된 바와 같이, 일부 분야에서는 전술한 한계 내에서 어떠한 전류샘플링도 놓침이 없이 단일센서시스템에 이용가능한 변조율을 증가시키는 것이 바람직하다.
이는 변조율요구를 1.33까지 증가하도록 하고, 다만 단일센서 제약으로 인해 들어갈 수 없는 영역들에서는 요구된 벡터에 가능한 근접하나 허용되지 않은 영역 내에는 놓이지 않는 벡터를 생성하도록 상기 공간벡터를 수정함으로써 달성될 수 있다. 상기 벡터의 수정은 상전압 파형을 왜곡시키므로, 상기 수정의 선택은 왜곡과, 상기 수정에 의해 달성될 유효변조율 크기 간의 균형문제로 된다.
벡터가 수정될 수 있는 방법은 여러가지가 있다. 도 8에서 보인 본 발명의 한 실시형태에서, 요구된 벡터의 크기는 통상적인 SVM 에서 허용되는 최대값(1.33) 까지 증가될 수 있도록 허용된다. 이 벡터는 단일전류센서로는 허용되지 않은 영역에 놓인 경우 수정된다.
공간벡터는 다음과 같은 표준공간벡터변조기술을 이용하여 계산된다.
1. 알파와 베타 전압요구가 계산되고 DC 링크전압의 반에 대하여 정규화된다.
2. 알파 베타 전압의 크기는 이와 같은 경우 1.33 인 MAX_MODULATION_INDEX로 제한된다.
3. 전압벡터요구가 놓이는 SVM 섹터가 결정된다.
4. 요구된 전압벡터와 동등한 합성벡터를 생성하기 위해 상기 섹터에 인접한 2개의 비제로 SVM 상태의 공칭지속시간 Ta 및 Tb 이 계산된다. 이러한 계산은 단일전류감지가 사용되지 않는 것으로 수행된다.
5. 벡터 Ta 및 Tb 의 길이는 PWM 결과패턴이 확실히 실현가능하도록 제한된다. 즉, 이들은 PWM 주기내의 총이용가능시간 이하인 합까지 가산된다.
6. 만약 벡터 Ta 및 Tb 의 길이가 모두 Tmin보다 길지 않고, 동일 합을 제공하는 3개 벡터 집합이 없고, Tmin보다 긴 2개의 벡터를 포함한다면, 이는 그 PWM 주기에서 수행될 전류감지를 위하여 벡터가 수정될 필요가 없음을 의미한다.
공칭요구벡터 V가 허용되지 않는 영역 Tx 내에 놓여 있는 경우에는 공칭벡터 V를 수정벡터 V'로 수정함에 있어서 벡터의 각도는 유지되나 벡터의 길이는 상기 허용되지 않는 영역 Tx의 경계에 놓이도록 감소된다. 이는 두 공칭 벡터 Ta 및 Tb 의 길고 짧음을 확인하여 긴 것은 Tmax로 감소시켜 수정하고 다른 것은 동일한 비율로 감소시켜 수정함으로써 달성된다. 이는 다음과 같은 알고리즘을 이용하여 수행된다.
IF Ta > Tmax THEN
Ta' = Tmax
Tb' = Tb * Tmax/Ta
ENDIF
IF Tb > Tmax THEN
Tb' = Tmax
Ta' = Ta * Tmax/Tb
ENDIF
최대변조율은 1.33 으로 설정된다.
도 8에서 보인 바와 같이, 이에 의해 SVM 공간에서의 전압궤적(80)은 전류감지를 허용하지 않는 영역 Tx 사이의 육각형 벡터공간의 경계(82)를 따르고 이들 영역 Tx의 내부경계(84)를 따르게 된다.
도 9는 본 발명의 다른 실시형태를 보인 것으로, 요구된 전압벡터 V가 영역 Tx 내에 포함되는 경우 다시 수정된다. 그러나, 이와 같은 경우, 수정된 벡터 V'는 동일한 변조율을 갖는 영역 Tx 의 외부의 가장 근접한 벡터와 동일하도록 설정된다. 그러므로, 벡터의 각도와 크기가 변경된다. 요구된 높은 변조율의 경우, Tmax보다 더 긴 2개의 공칭벡터성분 중에서 긴 것이 식별되어 Tmax로 감소되고, 두 벡터성분 중 짧은 것은 식별되어 Tmin로 증대된다. 그 결과의 궤적은 도 9에서 보인 바와 같이 영역 Tx 사이의 육각형 벡터공간의 변부를 형성하는 선을 다시 따른다. 이들 선의 종단에서, 상기 수정된 벡터는 짧은 공칭벡터가 변화할 때까지 일정하게 유지되어 요구된 벡터가 SVM 다이아그램의 다음 섹터로 진입한다. 이 지점에서 상기 수정된 벡터는 다음 섹터에서 해당 선의 종단까지 불연속적으로 변화한다. 이 방법은 도 8의 방법보다 더 높은 변조율을 발생할 수 있으나, 왜곡은 더 커진다.
도 10에서, 도 8에 따라 제어된 시스템의 정규화된 단자전압은 매우 근접한 정현파 패턴을 따를 것이나, 각 피크와 골 부분이 평탄하게 되고 중심에 예리한 패인부분을 갖는다. 도 11에 보인 바와 같이, 그 결과 정규화된 상전압은 진정한 정현파에 훨씬 더 근접하고 불연속성이 적고 약간의 고조파왜곡을 보인다. 도 11에서 기본전압은 점선으로 표시하였다. 이 예에서, 변조율은 1.33으로 설정되고 PWM 오버랩 시간 Tmin은 PWM 주기 Tp의 20%로 설정된다. 실제의 시스템에 있어서 PWM 주기의 약 10%인 오버랩 시간이 예상되며 그 결과 왜곡은 더 작다.
도 12에서, 도 8의 시뮬레이션된 시스템의 최대유효변조율을 도 6에서 보인 최대유효변조율을 이용한 표준단일센서 SVM 제어방법의 최대유효변조율과 비교한 경우, 도 8의 시스템은 3.5~6.5 ㎲의 Tmin 값 범위에 걸쳐 더 높은 최대변조율을 제공함을 알 수 있다. 또한, 최대변조율은 도 8의 시스템에서 Tmin에 따라 더 낮으며 이에 따라 보다 긴 PWM 오버랩 시간을 허용할 수 있음을 알 수 있다. 이는 실제의 시스템에서는 오버랩 시간을 감소시키는 것이 어려움을 감안할 때 중요한 것이다.
도 13을 보면, 도 8의 시스템이 동일한 오버랩 시간에 걸쳐 종래 시스템보다 약간 높은 레벨의 총고조파왜곡(THD)을 가짐을 알 수 있다. THD는 기본주파수와는 다른 주파수에 있는 상전압파형의 백분율 측정값이다. 그러나, 이렇게 증가된 왜곡은 대부분의 시스템에서 심각한 문제점을 일으킬 만큼 높지 않다.
도 8 및 도 9의 방법 모두에서, 이상적인 경우 1.15인 전압요구가 일정수준을 초과할 때 약간의 전압파형 왜곡이 발생할 것이다. 이는 차례로 전류파형의 왜곡을 유도할 것이며, 이는 증가된 음향 노이즈 및 토크 리플과 같은 바람직하지 않은 부작용을 가질 수 있다. 비록 왜곡 수준이 매우 작고 많은 분야에서 허용될 수 있다하여도, 상기 왜곡을 더 개선할 수 있다. 도 14에서, 보다 작은 왜곡을 갖는 한 가능한 궤적은 12각형(140)의 형상이다. 이상적인 경우, 이는 SVM 공간 육각형의 6개 변의 중심(144)에서 6개의 변(142)과, 이용할 수 없는 영역 Tx의 최내측점(148)의 바로 안쪽을 지나는 다른 6개의 변(146)을 갖는다. 따라서, 이들 변(146)은 벡터 S1~S6 에 대하여 수직이고 이들의 길이가 Tmax와 동등한 점(150)에서 이들을 통과한다. 육각형의 변에 놓인 상기 12각형의 변은 다른 6개의 변과는 일반적으로 길이가 다를 것이므로, 상기 12각형은 정12각형은 아니다. 비율은 PWM 오버랩 시간에 따라 달라질 것이다. 그러나, 인터록 지연과 오버랩 시간이 충분히 작은 경우, 정12각형이 되어 왜곡을 최소화할 수 있을 것이다. PWM 주기가 50㎲이고 인터록 지연이 0.8㎲인 경우, 정12각형을 이룰 수 있도록 하는 최대 오버랩 시간은 6.7㎲임을 알 수 있다. 실제의 시스템에 있어서 이는 수월하게 충족됨이 판명되었다.
정12각형의 경우, 수정된 전압벡터는 다음과 같이 계산될 수 있다.
IF (Ta + Tb/2) > (√3)/2 THEN
Tb' = Tb /√3(2 Ta + Tb)
Ta' = (√3)/2 - Tb'/2
ENDIF
IF (Tb + Ta/2) > (√3)/2 THEN
Ta' = Ta /√3(2 Ta + Tb)
Tb' = (√3)/2 - Ta'/2
ENDIF
최대변조율은 다시 1.33 으로 설정된다.
도 15를 보면, 도 14의 제어방법에 대한 정규화 상전압 U1, U2, U3가 순수 정현파형에 매우 근접하고, 이러한 제어방법에 대한 총고조파왜곡은 도 8 및 도 9의 방법 어느 것보다도 낮다.
도 16과 도 17을 참조하면, 도 8의 제어방식은 비교적 낮은 양의 고조파왜곡을 보인다. 도 16 및 도 17의 수직축척은 Vde/2 에 대하여 정규화된 전압이다. 도 16으로 보인 바와 같이, 전압파형의 고조파성분은 전부가 기본성분보다 대폭 낮다. 그러나, 도 17에서 보인 바와 같이, 고조파수 5와 7, 11과 13, 17과 19, 23과 25에서 약간의 고조파성분이 있다. 비교하여 볼 때, 도 14 방식의 고조파성분은 도 18 및 도 19에서 볼 수 있듯이 이들 각 고조파에서 현저히 낮음을 알 수 있다. 이는 특히 음향노이즈와 같은 대부분 문제를 일으키는 낮은 고조파수에서의 왜곡이다. 왜냐면, 이는 높은 고조파수보다 결과로서 생기는 전류에 더 많은 영향을 미치기 때문이다. 도 8의 제어방식에서 가장 낮은 제5 및 제7 고조파는 도 14 제어방식에서 크게 감소됨을 알 수 있다.
도 20에서, 도 7에 나타낸 1.21 레벨 이상으로 변조율을 증가시킬 수 있는 2개 이상의 전류센서를 갖는 시스템에 대하여 제어방식을 적용하는 것이 공지되어 있다. 이러한 방식은 6-단계모드(3상 시스템의 경우)라고 한다. 6-단계모드에서, 단 하나의 공간벡터만이 전기사이클의 각 60°마다 적용된다. SVM 제어에서, 이는 벡터가 SVM 육각형의 각 코너에만 놓임을 의미한다. 이로써 상전압은 도 21에서 보인 바와 같은 6-단계 패턴을 가지며 유효변조율이 1.27(4/π)이고 기본 상전압은 도 21에서 점선으로 보인 바와 같다. 도 7의 제어알고리즘과 6-단계알고리즘 사이의 원활한 변이를 주는 특수알고리즘이 제공된다. 도 7의 알고리즘을 이용한 작동은 모드 I 작동이라 하고, 6-단계 작동에 의하여 제공되는 최대값까지의 높은 유효변조율을 위한 작동은 모드 II라 한다.
6-단계 작동은 단일센서 시스템에서는 불가능한 바, 그 이유는 6개의 각 전압벡터가 이용할 수 없는 영역 Tx 내에 놓여 있기 때문이다. 이는 단 하나의 활성상태만이 각 PWM 주기에 사용되므로 전류샘플링이 일어날 수 있는 제2상태가 없기 때문이다. 그러나, 본 발명의 이러한 실시형태에서, 6-단계방식과 유사하나 단일전류센서작동 또한 허용하는 제어방식이 이용된다. 도 22를 보면, 이는 시간 Tmax에 대한 하나의 활성상태와 Tmin에 대한 다른 하나의 활성상태에 있는 것에 대응하는 12볼트 벡터만을 사용함으로써 달성된다. 12볼트 벡터들 어떤 것을 사용할지를 선택하기 위해, 2개의 공칭 벡터성분, 즉, 활성상태가 식별되고, 이들의 긴 것과 짧은 것이 식별된다. 긴 벡터는 Tmax로 설정되고 짧은 벡터는 Tmin로 설정된다. 이러한 방식은 6-단계 작동과 거의 같은 크기의 유효변조율을 제공한다. 예를 들어, PWM 주기가 50㎲이고 오버랩 시간이 4.2㎲인 경우, 이 방법의 유효변조율은 1.24이다. 그 결과의 상전압은 도 23에서 보인 바와 같은 스텝파형이며, 대응하는 기본전압은 점선으로 표시된다. 이들 상전압은 도 21에서 보인 바와 같은 종래 6-단계제어의 상전압보다 약간 낮으나 그리 낮은 것은 아니다.
도 22의 방법은 SVM 다이아그램의 이용할 수 없는 영역 Tx 내에 있는 요구된 전압벡터를 식별하고 이들을 수정하여 이용가능한 벡터를 정의한다는 점에서 도 8, 도 9 및 도 14의 방법에 필적함을 알 수 있을 것이다. 따라서, 최초 모드로서 도 8, 도 9 및 도 14 방식 중의 하나를 이용하고, 이후 더 높은 요구된 변조율에 대하여 도 22의 방법으로 전환하는 제어방식을 갖는 것이 적절하다. 또는, 도 22의 방식은 다른 '모드 I' 방식들과 함께 이용될 수도 있다.

Claims (27)

  1. 복수의 상을 포함하는 다상 브러쉬레스 모터용 구동시스템에 있어서,
    제어수단을 포함하는 구동회로를 포함하고, 복수의 상태 간에 상기 구동회로를 스위칭함으로써 상기 각 상에 인가되는 전위를 변경하기 위한 스위칭 수단과, 권선을 통하여 흐르는 총순시전류를 감지할 수 있도록 연결된 전류센서를 포함하고,
    상기 제어수단은
    상기 스위칭 수단을 제어하여 상기 구동회로가 일련의 펄스폭 변조주기 각각에서 상기 상태들 간에 상기 구동회로가 스위칭되는 시간을 제어하도록 펄스폭 변조구동신호를 공급하고;
    요구된 전압파라메타 셋트를 결정하며;
    상기 요구된 전압파라메타 셋트가, 단일 PWM 주기에서 대응하는 2개의 공칭(nominal) 상태시간이나 동일한 순전압을 발생하는 보다 많은 수의 등가인 상태시간들 중의 어느 것도 상기 각 상의 전류가 상기 전류센서에 의해 결정되는데 충분한 사전 결정된 개수의 활성상태에서 사전 결정된 최소시간이 소비되는 것을 허용하지않게 하는 것으로 되는 PWM 주기를 식별해내며;
    상기 PWM 주기에 대하여 각 상의 전류가 상기 전류센서에 의해 결정되는데 충분한 개수의 활성상태에서 충분한 시간이 소비될 수 있게 하는 수정 상태시간을 계산하도록 구성된 것을 특징으로 하는 구동시스템.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 공칭 상태시간은 제1상태에 대한 제1상태시간과 제2상태에 대한 제2상태시간을 포함하고, 상기 제2상태시간은 상기 제1상태시간보다 더 짧으며, 상기 수정 상태시간에서 상기 제1상태시간은 감소되는 것을 특징으로 하는 구동시스템.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 수정 상태시간에서 상기 제2상태시간은 증가되는 것을 특징으로 하는 구동시스템.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 수정 상태시간에서 상기 제2상태시간은 적어도 상기 전류센서가 내부에서 전류샘플링을 하는데 충분한 사전 결정된 최소시간만큼 긴 것을 특징으로 하는 구동시스템.
  5. 제1항에 있어서,
    각 PWM 주기 동안 상기 제어수단은
    상기 요구된 전압파라메타 셋트를 얻는데 요구되는 2개의 활성상태를 식별하고;
    이들 각 활성상태에서 상기 구동회로가 요구된 전압파라메타 셋트를 얻는데 필요로 하는 공칭 상태시간들을 결정하며;
    이들 상태시간이 PWM 주기 내에서 전류감지를 허용하지 않을 경우 상기 공칭상태시간을 수정하여 상기 수정 상태시간을 정의하도록 구성된 것을 특징으로 하는 구동시스템.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 요구된 전압파라메타 셋트가 알파 전압요구(alpha voltage demand) 및 베타 전압요구(beta voltage demand)를 포함하는 것을 특징으로 하는 구동시스템.
  7. 제5항 또는 제6항에 있어서,
    상기 제어수단은 최대변조율을 초과하지 않도록 상기 요구된 전압파라메타 셋트를 제한하도록 구성된 것을 특징으로 하는 구동시스템.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 제어수단은 상기 공칭 상태시간 중의 하나가 사전 결정된 최대시간 보다 긴 것임을 알아냄으로써 상기 PWM 주기를 식별하도록 구성된 것을 특징으로 하는 구동시스템.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 제어수단은 상기 PWM 주기들 어떤 것에 대해서도 상기 공칭 상태시간 중의 하나를 상기 사전 결정된 최대시간으로 감소시키고 동일한 비율로 다른 공칭 상태시간을 감소시켜 상기 수정 상태시간을 발생하도록 구성된 것을 특징으로 하는 구동시스템.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 제어수단은 상기 PWM 주기들 어떤 것에 대해서도 상기 공칭 상태시간들 중의 하나를 상기 사전 결정된 최대시간으로 감소시키고 다른 공칭 상태시간을 상기 사전 결정된 최소시간으로 설정하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 구동시스템.
  11. 제8항에 있어서,
    상기 제어수단은 상기 수정 상태시간이 공간벡터변조 다이아그램 상에 도시할 때 모터가 갖는 상 수의 4배의 변을 갖는 다각형 내의 위치로 한정되는 전압을 발생하는 상기 수정 상태시간을 계산하도록 구성된 것을 특징으로 하는 구동시스템.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 제어수단은 상기 다각형의 변들의 반이 이론상 전압벡터의 범위인 공간벡터 다각형의 변에 놓이거나 평행하게 놓이도록 구성되는 것을 특징으로 하는 구동시스템.
  13. 제11항 또는 제12항에 있어서,
    상기 수정상태시간 Ta' 및 Tb'는 다음의 알고리즘을 이용하여 상기 공칭 상태시간 Ta 및 Tb로부터 도출되는 것을 특징으로 하는 구동시스템.
    IF (Ta + Tb/2) > (√3)/2 THEN
    Tb' = Tb /√3(2 Ta + Tb)
    Ta' = (√3)/2 - Tb'/2
    IF (Tb + Ta/2) > (√3)/2 THEN
    Ta' = Ta /√3(2 Ta + Tb)
    Tb' = (√3)/2 - Ta'/2
  14. 제1항에 있어서,
    상기 제어수단은 대응하는 2개의 공칭 상태시간이 상기 상들 각각의 전류가 상기 전류센서에 의해 결정될 수 있는데 충분한 개수의 활성상태에서 충분한 시간이 소비되는 것을 허용하지 않을 경우에는 허용할 수 있도록 하는 보다 많은 개수의 등가인 상태시간을 계산하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 구동시스템.
  15. 제1항에 있어서,
    상기 제어수단은 상기 요구된 전압파라메타 셋트의 일부 값에 대하여 상기 수정상태시간을 하나는 상기 사전 결정된 최소시간이고 다른 하나는 사전 결정된 최대시간인 2개의 공칭 상태시간과 동일한 2개의 상태에 대한 것으로 정의하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 구동시스템.
  16. 복수의 상을 포함하는 다상 브러쉬레스 모터용 구동시스템에 있어서,
    제어수단을 포함하는 구동회로를 포함하고, 복수의 상태 간에 상기 구동회로를 스위칭함으로써 상기 각 상에 인가되는 전위를 수정하기 위한 스위칭 수단과, 권선을 통하여 흐르는 총순시전류를 감지할 수 있도록 연결된 전류센서를 포함하고,
    상기 제어수단은
    상기 스위칭 수단을 제어하여 상기 구동회로가 일련의 펄스폭 변조주기 각각에서 상기 상태들 간에 상기 구동회로가 스위칭되는 시간을 제어하도록 펄스폭 변조구동신호를 공급하고;
    요구된 전압파라메타 셋트를 결정하며;
    상기 요구된 전압파라메타 셋트의 일부 값에 대하여 공칭(nominal) 상태시간으로 선택된 경우 상기 요구된 전압파라메타 셋트를 달성할 수 있는 두 상태를 식별하며;
    하나는 사전 결정된 최소시간이고 다른 하나는 사전 결정된 최대시간인 동일한 두 상태에 대해 수정 상태시간을 정의하도록 구성된 것을 특징으로 하는 구동시스템.
  17. 제15항 또는 제16항에 있어서,
    2개의 상기 공칭 상태시간 중 더 짧은 것을 갖는 상태가 상태시간으로서 상기 사전 결정된 최소시간으로 할당되는 것을 특징으로 하는 구동시스템.
  18. 제15항 또는 제16항에 있어서,
    상기 요구된 전압파라메타 셋트의 상기 값은 상기 상들 각각의 전류가 상기 전류센서에 의해 결정되는데 충분한 개수의 사전 결정된 활성상태에서 사전 결정된 최소시간이 소비되는 것을 허용하도록 달성될 수 없는 값인 것을 특징으로 하는 구동시스템.
  19. 제8항 또는 제16항에 있어서, 상기 사전 결정된 최대시간은 상기 사전 결정된 최소시간에 가산될 때 활성상태에 이용가능한 PWM 주기 내의 모든 시간을 취하는 시간인 것을 특징으로 하는 구동시스템.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 사전 결정된 최대시간 Tmax는 다음과 같은 것을 특징으로 하는 구동시스템.
    Tmax = Tpwm - 2Tid - To1
    이때, Tpwm은 PWM 주기, Tid는 인터록 지연, To1은 사전 결정된 최소시간이다.
  21. 제16항에 있어서,
    상기 제어수단은 공간벡터변조를 이용하여 상기 상태시간을 결정하도록 구성된 것을 특징으로 하는 구동시스템.
  22. 삭제
  23. 제16항에 있어서,
    상기 복수의 상은 성형구조로 연결된 것을 특징으로 하는 구동시스템.
  24. 제16항에 있어서,
    3상을 갖는 모터용인 것을 특징으로 하는 구동시스템.
  25. 제16항에 있어서,
    상기 스위칭 수단은 상기 상들 각각에 각각 연결된 다수의 스위칭 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 구동시스템.
  26. 제25항에 있어서,
    상기 다수의 스위칭 수단 각각이 각 상을 다수의 전위 중 하나에 연결하도록 작동가능한 한 쌍의 스위치를 포함하는 것을 특징으로 하는 구동시스템.
  27. 삭제
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Families Citing this family (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB0213098D0 (en) * 2002-06-07 2002-07-17 Trw Ltd Motor control device
JP4904996B2 (ja) * 2006-08-28 2012-03-28 セイコーエプソン株式会社 ブラシレスモータ
DE102006052467A1 (de) * 2006-11-07 2008-05-08 Robert Bosch Gmbh Verfahren und Vorrichtung zur Strommessung in einem insbesondere mehrphasigen Stromnetz
CA2671981C (en) * 2006-12-08 2014-04-22 Validus Dc Systems, Llc Dc power system
ITVA20070008A1 (it) * 2007-01-17 2008-07-18 St Microelectronics Srl Metodo e relativo dispositivo per stimare valori assunti in un certo istante da una corrente circolante in un avvolgimento di un carico elettrico polifase
GB201004049D0 (en) * 2010-03-11 2010-04-28 Trw Ltd Electric motor control
GB2489256A (en) * 2011-03-22 2012-09-26 Technelec Ltd Sensorless modulating square-wave inverter for electrical machine
CN102426282B (zh) * 2011-08-18 2015-01-28 奇瑞汽车股份有限公司 无刷直流电动机系统及无刷直流电动机力矩电流检测电路
DE102014108667A1 (de) * 2014-06-20 2015-12-24 Technische Universität Braunschweig Stromrichter und Computerprogramm
EP4195498A3 (en) * 2015-02-05 2023-08-02 Otis Elevator Company Drive and control for six-phase electrical machines with negligible common-mode voltage
US9800183B1 (en) * 2016-05-18 2017-10-24 GM Global Technology Operations LLC Method and apparatus for controlling an electric machine
CN108696084A (zh) * 2017-04-07 2018-10-23 范龙平 一种无刷单向同步发电机
KR101915991B1 (ko) 2017-04-28 2018-11-07 엘지전자 주식회사 전력 변환 장치 및 이를 포함하는 공기 조화기
WO2019037096A1 (zh) * 2017-08-25 2019-02-28 毕节添钰动力科技股份有限公司 一种实现绕组并联控制的大功率电机
TWI643442B (zh) * 2017-09-25 2018-12-01 祥誠科技股份有限公司 多相直流無刷馬達驅動電路
DE102017223156A1 (de) * 2017-12-19 2019-06-19 Robert Bosch Gmbh Mess-PWM ohne Verfälschung der Phasenspannung
CN108448975B (zh) * 2018-01-26 2021-08-31 宁波诺丁汉大学 基于单电流传感器的永磁同步电机控制装置及控制方法
US11456680B2 (en) 2020-05-08 2022-09-27 Hamilton Sundstrand Corporation Over-modulation pulse width modulation with maximum output and minimum harmonics

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH10155278A (ja) * 1996-07-30 1998-06-09 Texas Instr Inc <Ti> インバータ制御方法および装置
EP1347566A1 (en) 2002-03-15 2003-09-24 Motorola, Inc. Procedure for measuring the current in each phase of a three-phase device via a single current sensor

Family Cites Families (27)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US680109A (en) * 1900-06-04 1901-08-06 Andrew J Barr Clasp for holding ties.
IE851629L (en) * 1985-06-28 1986-12-28 Kollmorgen Ireland Ltd Electrical drive systems
EP0267283B1 (en) * 1986-04-25 1992-09-09 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Brushless dc motor
US5486743A (en) * 1992-11-19 1996-01-23 Kabushiki Kaisha Toshiba Inverter and air conditioner controlled by the same
US5874818A (en) * 1997-06-11 1999-02-23 Agile Systems, Inc. Method and apparatus for sensing load current in a motor controller
JP3692046B2 (ja) * 2001-03-16 2005-09-07 株式会社東芝 モータ制御装置
US6694287B2 (en) * 2001-08-30 2004-02-17 Delphi Technologies, Inc. Phase angle diagnostics for sinusoidal controlled electric machine
US6653812B1 (en) * 2002-01-31 2003-11-25 Analog Devices, Inc. Space vector modulation methods and structures for electric-motor control
GB0213098D0 (en) * 2002-06-07 2002-07-17 Trw Ltd Motor control device
GB0220401D0 (en) * 2002-09-03 2002-10-09 Trw Ltd Motor drive control
US6801009B2 (en) * 2002-11-27 2004-10-05 Siemens Vdo Automotive Inc. Current limitation process of brush and brushless DC motors during severe voltage changes
JP4146748B2 (ja) 2003-03-27 2008-09-10 愛知電機株式会社 ブラシレスモータの制御装置
US7034478B2 (en) * 2004-09-30 2006-04-25 Agere Systems Inc. Digital spindle control architecture
KR101041076B1 (ko) * 2004-12-17 2011-06-13 삼성전자주식회사 브러시리스 직류모터의 기동제어방법
US7301298B2 (en) * 2005-01-07 2007-11-27 Stmicroelectronics, Inc. Back EMF detection circuit and method for a sensorless brushless DC (BLDC) motor
US7119530B2 (en) * 2005-02-04 2006-10-10 Delphi Technologies, Inc. Motor phase current measurement using a single DC bus shunt sensor
US7253574B2 (en) * 2005-07-01 2007-08-07 Ut-Battelle, Llc Effective switching frequency multiplier inverter
US7573224B2 (en) * 2005-08-26 2009-08-11 Delphi Technologies, Inc. Electronic commutation method and related apparatus
US7592761B2 (en) * 2005-09-29 2009-09-22 Agile Systems Inc. System and method for starting and operating a motor
US7400071B2 (en) * 2005-09-29 2008-07-15 Caterpillar Inc. Selectively configurable electric motor
US7288911B2 (en) * 2005-09-29 2007-10-30 Agile Systems Inc. System and method for commutating a motor
US7477034B2 (en) * 2005-09-29 2009-01-13 Agile Systems Inc. System and method for commutating a motor using back electromotive force signals
US7256564B2 (en) * 2005-09-29 2007-08-14 Agile Systems Inc. System and method for attenuating noise associated with a back electromotive force signal in a motor
US20070069677A1 (en) * 2005-09-29 2007-03-29 Mackay David K System and method for applying energy to a motor
US7525269B2 (en) * 2005-12-14 2009-04-28 Gm Global Technology Operations, Inc. Method and apparatus for sensorless position control of a permanent magnet synchronous motor (PMSM) drive system
JP2007221968A (ja) * 2006-02-20 2007-08-30 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータ駆動方法
JP4789660B2 (ja) * 2006-03-15 2011-10-12 パナソニック株式会社 モータ駆動装置およびモータ駆動方法

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH10155278A (ja) * 1996-07-30 1998-06-09 Texas Instr Inc <Ti> インバータ制御方法および装置
EP1347566A1 (en) 2002-03-15 2003-09-24 Motorola, Inc. Procedure for measuring the current in each phase of a three-phase device via a single current sensor

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Publication number Publication date
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