JPH10155278A - インバータ制御方法および装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 三相または多三相インバータの制御方法およ
び装置を提供する。 【解決手段】 三相または多三相インバータを制御する
方法は、連続する従属期間の間に、インバータのトラン
ジスタのパルス幅変調制御のための信号を得る。この方
法は、インバータの電源電流を測定し、相電流を再現す
る際に、トランジスタのスイッチング状態を考慮に入れ
る。ＰＷＭ期間内において、１つの位相のトランジスタ
のスイッチング時と、次の位相の対応するトランジスタ
のスイッチング時との間の時間間隔が所定のスレシホル
ド値よりも小さい場合、測定を禁止し、十分な持続期間
の測定時間間隔を定義するＰＷＭ信号を発生し、線電流
に対するスイッチングの影響の測定を可能とする。同じ
従属期間の他のＰＷＭ信号の持続期間をある値だけ短縮
し、これら他のＰＷＭ信号の短縮の和を求め、測定間隔
を定義するＰＷＭ信号の増加分を補償する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、インバータの制御
方法および装置に関し、更に特定すれば、三相インバー
タまたは多三相インバータ(multi-three-phase inverto
r)の制御方法および装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】三相電動機を効率的に制御するために
は、三相電流を用いる制御アルゴリズムを使用する必要
がある。殆どのインバータ・システムでは、相電流に関
する情報が必要である。これらの電流を得る第１の公知
の方法は、それらを直接検出することから成るが、この
ためには、少なくとも２つのセンサが必要となり、電動
機の巻線の接続に応じて電動機の位相に直接適用しなけ
ればならない。この種のセンサは、その精巧さおよびそ
れらを分離する必要性のために、通常高価である。

【０００３】別の公知の方法に、線電流のみを検出し、
この線電流に基づいて３つの相電流を測定するというも
のがある。この第２の方法は、センサとして単純で安価
な抵抗があればよく、しかも分離する必要もない。

【０００４】インバータのスイッチング状態は、デジタ
ル信号プロセッサを用いて、直接制御されるので、入力
電流がインバータを通過して各位相に至る正確な電気的
経路を把握することは可能である。こうすれば、相電流
を直接線電流に連結することができる。得られる相電流
は、実際の電流検出によるものであり、出力回路のモデ
ルを必要とするシミュレーションの結果ではない。した
がって、予測の手段は、インバータの入力および出力回
路とは完全に独立している。

【０００５】相電流は、インバータの状態の関数とし
て、直流線電流に基づいて予測される。ある状態の下で
は、インバータの２状態間の時間差が非常に小さくな
る。この場合、インバータの構造に関係するトランジス
タのスイッチング時間、不感帯(dead band) の存在、お
よび電子処理回路の応答遅延のために、相信号が処理対
象の線電流上で見えなくなる。その結果、この期間中、
電流測定が不可能となる。既知の方法には、この回路に
よる限界を克服し、上述の方法でなし得るよりも高い精
度で、しかも広範囲の負荷および速度において電流の予
測を行う解決法を提供するものがある。

【０００６】通常、インバータは、例えばトランジスタ
のような、３対のスイッチング素子を含み、各対におけ
るトランジスタのエミッタ−コレクタ経路は、ＤＣ電圧
源の端子と直列に接続されている。各トランジスタ対の
ベースは、プロセッサのパルス幅変調制御出力に接続さ
れ、それぞれ、スイッチング信号およびその相補信号(c
omplement)を受け取る。各対内のトランジスタ間の接続
は、各々、制御対象の電動機の相巻線に接続されてい
る。

【０００７】以下の状況について考慮する。インバータ
のスイッチング状態を表わすために、スイッチング関数
Ｓａを位相Ａに対して定義し、位相Ａの上位トランジス
タがオンの場合Ｓａ＝１、および位相Ａの下位トランジ
スタがオンで上位トランジスタがオフの場合Ｓａ＝０と
する。同様の定義は、位相ＢおよびＣに対しても与える
ことができる。

【０００８】下位トランジスタを制御する信号Ｓａ，Ｓ
ｂ，Ｓｃは、信号Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃの逆となり、不感帯
が付加される。不感帯という用語は、同一位相の上位お
よび下位トランジスタのスイッチング間の時間差を表わ
すために用いられる。各対の２つのトランジスタが同時
にオンになることは決してない。この不感帯の目的は、
オン状態の重複および結果的に発生する高遷移電流を回
避することによって、スイッチングの間にインバータに
よって給電されるエネルギ装置を保護することである。

【０００９】次に、固定子電流は、インバータのトラン
ジスタのスイッチング状態の関数として表わすことがで
きる。 （Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃ）＝（１，０，０）のとき、ｉｄｃ
＝ｉａ （Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃ）＝（０，１，１）のとき、ｉｄｃ
＝−ｉａ （Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃ）＝（０，１，０）のとき、ｉｄｃ
＝ｉｂ （Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃ）＝（１，０，１）のとき、ｉｄｃ
＝−ｉｂ （Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃ）＝（０，０，１）のとき、ｉｄｃ
＝ｉｃ （Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃ）＝（１，１，０）のとき、ｉｄｃ
＝−ｉｃ （Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃ）＝（１，１，１）のとき、ｉｄｃ
＝０ （Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃ）＝（０，０，０）のとき、ｉｄｃ
＝０

【００１０】上述の式を基準として用いることにより、
相電流をＤＣ線電流に関係付けることができる。その結
果、３つの相電流は、直流線電流のみを考慮することに
よって測定可能となる。

【００１１】パルス幅変調周波数が十分に高ければ、１
または２パルス幅変調期間における相電流の変化はわず
かでしかない。したがって、測定される相電流は、真の
電流の正当な近似を与えることになる。例えば、割り込
み１が生じたときに、インバータの状態が（０，０，
１）であれば、測定される相電流はｉｃ＝ｉｄｃとな
る。割り込み２の後、サンプル電流は（１，０，１）に
よって決定されるので、ｉｂ＝−ｉｄｃとなる。

【００１２】相電流再現方法の１つに、例えば、長さが
２５０μｓの制御サイクル時間に制御信号の編成(confi
guration) を行うようにした方法がある。この場合、線
電流は各１５．６μｓ毎にサンプルされ、スイッチング
状態に応じてソートされ、予測相電流を含むスタック(s
tack) を更新する。得られたサンプルによって、平均を
計算し、各予測相電流を判定する。

【００１３】サンプリングを固定時間で行うとすると、
３０μｓ未満という短期間における制御信号は検出でき
ない場合がある。これら検出不可能な信号を補うため
に、最初のパルス幅変調にゼロ・デューティ・サイクル
を用い、同一ベクトルの次の期間のデューティ・サイク
ルの間理論的なパルス幅変調を蓄積する。このプロセス
を、蓄積されるデューティ・サイクルが３０μｓを越え
るまで続ける。

【００１４】サンプルがインバータの状態と同期してい
ないとすると、線電流を適切な状態と一致させるために
は、大きな最少デューティ・サイクル（ここでは、３０
μｓ）が必要となる。

【００１５】パルス幅変調期間の開始からの第１位相の
トランジスタのスイッチングと、次の位相の対応するト
ランジスタのスイッチングとの間の時間間隔を、Ｕ１と
する。また、次の位相のトランジスタのスイッチング時
刻と、残りの位相の対応するトランジスタのスイッチン
グとの間の時間間隔を、Ｕ２とする。ある状態の下で
は、Ｕ１またはＵ２は非常に小さく、更に、トランジス
タのスイッチング時間、不感帯の存在、および電子処理
回路の応答遅延のために、相信号が線電流の中で見えな
くなってしまう。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、先に
定義したタイプの三相電動機のために、インバータの連
続位相のトランジスタ間のスイッチング時間間隔が短く
ても事実上影響されない制御方法を創作することによっ
て、上述の欠点を克服することである。

【００１７】

【課題を解決するための手段】したがって、本発明は三
相または多三相インバータの制御方法に関し、前記イン
バータはＤＣ電圧源に該インバータの出力を連結するス
イッチング手段を備え、前記インバータは、連続する従
属サイクルの間に、前記インバータの電源線電流の直前
の測定値にしたがって得られる相電流に基づいて、前記
スイッチング手段のパルス幅変調制御のための信号を得
る手段によって制御され、前記制御方法は、パルス幅変
調期間内において、１つの位相のスイッチング手段のス
イッチング時と、次の位相の対応するスイッチング手段
のスイッチング時との間の時間間隔が所定のスレシホル
ド値よりも小さくなった場合、測定を禁止し、十分な持
続期間の測定時間間隔を定義するパルス幅変調信号を発
生し、前記線電流に対する前記スイッチングの効果の測
定を可能とするステップと、同じ従属サイクルに含まれ
る他のパルス幅変調信号の持続期間をある値だけ短縮
し、これら他のパルス幅変調信号の短縮の和によって、
前記測定間隔を定義する前記パルス幅変調信号における
増加分を補償するステップとから成ることを特徴とす
る。

【００１８】本発明の別の特徴によれば、前記他のパル
ス幅変調信号の持続期間を短縮する際、対応する測定間
隔に関連する補償間隔を、 （ｎ−１）・補償Ｕ１＋測定Ｕ１＝ｎ・Ｕ１ （ｎ−１）・補償Ｕ２＋測定Ｕ２＝ｎ・Ｕ２ という関係で定義する。ここで、ｎは、従属サイクル毎
のパルス幅変調期間数を示す整数である。

【００１９】また、本発明は、三相または多三相インバ
ータの制御装置にも関するものであり、前記インバータ
はＤＣ電圧源に該インバータの出力を連結するスイッチ
ング手段を備え、前記インバータは、連続する従属サイ
クルの間に、前記インバータの電源線電流の直前の測定
値にしたがって得られる相電流に基づいて、前記スイッ
チング手段のパルス幅変調制御のための信号を得る手段
と結合され、前記制御信号を得る手段は、十分な持続期
間の測定時間間隔を定義するパルス幅変調信号を発生
し、前記線電流に対する前記スイッチングの効果の測定
を可能とし、パルス幅変調期間内において、１つの位相
のスイッチング手段のスイッチング時と、次の位相の対
応するスイッチング手段のスイッチング時との間の時間
間隔が所定のスレシホルド値よりも小さくなった場合、
測定を禁止する手段と、同じ従属サイクルに含まれる他
のパルス幅変調信号の持続期間をある値だけ短縮し、こ
れら他のパルス幅変調信号の短縮の和によって、前記測
定間隔を定義する前記パルス幅変調信号における増加分
を補償する手段とから成ることを特徴とする。

【００２０】本発明の別の特徴によれば、前記他のパル
ス幅変調信号の持続期間を短縮する際、対応する測定間
隔に関連する補償間隔を、 （ｎ−１）・補償Ｕ１＋測定Ｕ１＝ｎ・Ｕ１ （ｎ−１）・補償Ｕ２＋測定Ｕ２＝ｎ・Ｕ２ という関係で定義する。ここで、ｎは、従属サイクル毎
のパルス幅変調期間数を示す整数である。

【００２１】本発明は、一例としてのみ与える以下の説
明を読み、添付図面を参照することによって、一層明確
に理解されよう。

【００２２】

【発明の実施の形態】図１は、三相電動機制御装置のブ
ロック図であり、線抵抗３を介して整流器２の出力端子
に接続されたインバータ１を含む。整流器２は、ＡＣ幹
線(AC mains)により供給を受ける。線抵抗３の上流にお
いて、整流器の出力と並列にコンデンサ４が接続されて
いる。

【００２３】本装置は、更に、インバータ制御プロセッ
サ５を含む。インバータ制御プロセッサ５は、線抵抗３
に連結された測定入力を有し、６本の制御線によってイ
ンバータに接続されており、図２を参照して述べる方法
で、インバータの素子のスイッチングを行う。インバー
タ１は、その出力によって、三相電動機６の３つの位相
Ａ，Ｂ，Ｃの固定子巻線に連結されており、これら３つ
の位相に電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃを送出する。

【００２４】図２に概略的に表わされているインバータ
１は、トランジスタ８，９，１０，１１，１２，１３の
ような、３対のスイッチング素子を含む。各対における
トランジスタのエミッタ−コレクタ経路は、ＤＣ電圧Ｕ
ｄｃを送出する、整流器２の出力端子に直列に接続され
ている。各対のトランジスタのベースは、プロセッサ５
の対応する出力に接続されている。プロセッサ５は、デ
ジタル信号プロセッサＤＳＰで構成すると有利であり、
各トランジスタ対の上位トランジスタ８，１０，１２に
スイッチング信号Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃを送出し、下位トラ
ンジスタ９，１１，１３に相補スイッチング信号Ｓａ
（バー），Ｓｂ（バー），Ｓｃ（バー）を送出する。各
対の上位および下位トランジスタ間の接続は、インバー
タの出力を形成し、これらは電動機に接続され、それぞ
れ電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃを送出する。

【００２５】既に示したように、電動機６は、図１にお
ける回路の抵抗３において測定した線電流に基づき、プ
ロセッサ５によって計算され発生されたパルス幅変調信
号から形成し、３π／２だけ位相シフトした交流電流、
および直前の従属期間(slaving period)の間に測定した
相電流によって制御される。各位相の連続するパルス幅
変調信号の幅が、インバータ１のスイッチング素子の対
応するスイッチングを制御する。

【００２６】ある位相のトランジスタのスイッチング
と、それに続く位相の対応するトランジスタのスイッチ
ングとの間の時間間隔Ｕ１およびＵ２が小さすぎる場
合、測定が不可能となるとすると、この測定を行いたい
ときに、より大きな時間間隔を生成し、所与の従属即ち
制御サイクルの残りの時間に、より短いパルス幅変調信
号を発生することによって補償することが考えられる。

【００２７】例えば、制御サイクル時間が４００μｓで
あると仮定する。パルス幅変調信号は、１２．５ｋＨｚ
のキャリアを有する。制御サイクルの間、５つ（ｎ＝
５）の同様の８０μｓパターンを発生する。この場合、
回路は２つの連続するスイッチング状態間に４μｓとい
う最少時間を設定し、測定値を検出する。所与の速度お
よび所与の負荷に対して、時点ｔにおいて制御アルゴリ
ズムが計算を行う場合を考えると、パルス幅変調信号間
の差はそれぞれＵ１＝１２μｓおよびＵ２＝１．５μｓ
に等しく、最初の時間差では電流測定が可能であるが、
二番目では不可能である。

【００２８】いずれの時点でも測定を可能とするため
に、本発明による方法は、選択された回路によって最少
測定時間を小さな時間値、ここではＵ２に設定すること
とした。したがって、Ｕ２をＵ２測定＝４μｓと変更す
る。このように所定のパルス幅変調信号を人為的に変更
することにより、その結果、異なるエネルギが電動機お
よび固定子場の不適切な方向に印加されることになる。

【００２９】必要以上のエネルギを電動機に印加する
と、効率が低下する。同様に、不適切な磁束を発生させ
ると、トルク変動の原因となる。殆どの制御装置では、
主制御サイクルの周波数は、パルス幅変調周波数よりも
低い。

【００３０】制御装置は、１回の相電流の更新で、複数
の同様のパルス幅変調パターンを発生する。これらの欠
点を補正し、制御装置によって計算された理論的な相信
号を電動機に印加するためには、測定すべきか否かに応
じて、種々のＰＷＭパターンに最少持続期間を設定する
ことが考えられる。測定の間、パルス信号は、回路によ
って設定される最少時間基準に対応するように変形さ
れ、一方、測定が行われない残りの時間の間、これらの
信号の補償を行い、平均して電動機内で同一エネルギを
発生するようにする。

【００３１】上述の例に戻り、１回の制御サイクルの間
に、５つの同様のパターンを計算する。測定間隔の間、
Ｕ２はＵ２測定＝４μｓに等しく、Ｕ１は１２μｓに等
しいままである。他の４つのパターンは、以下の関係で
表わされる補償遅延Ｕ２を有することにより、この測定
パターンによって発生される過剰エネルギを補償する。 補償４Ｕ２＋測定Ｕ２＝５Ｕ２ 補償Ｕ２＝測定５Ｕ２−Ｕ２／４ 補償Ｕ２＝５×１．５−４／４＝０．８７５μｓ 勿論、Ｕ１の間隔が不十分な値である場合、Ｕ２に適用
するのと同じ関係をＵ１にも適用する。

【００３２】更に、従属サイクル毎のパターン数が５と
は異なる場合、（ｎ−１）×補償Ｕ１＋測定Ｕ１＝ｎ×
Ｕ１、および（ｎ−１）×補償Ｕ２＋測定Ｕ２＝ｎ×Ｕ
２という関係も、対応する補償および測定間隔を計算す
るために適用される。

【００３３】符号化パルス変調信号を発生するために、
第１実施例によれば、図５の波形に表わすように、ＤＳ
Ｐ５が連続的にカウント・アップおよびダウンすること
によって発生する同期信号を使用する。各カウント・モ
ードの終了時に、割り込みＰＲｉｎｔが発生する。プロ
セッサの主プログラムが割り込みを導入する毎に、カウ
ントが増分される。この変数を増加させることにより、
主プログラムは、ＰＷＭ５期間毎（ｎ＝５）に１回制御
信号を計算する。

【００３４】割り込みＰＲｉｎｔは、必要なときに、補
償パターンおよび測定パターンを発生する。割り込みＭ
Ｒｉｎｔは、測定パターンがプロセッサによって送出さ
れたときに、イネーブルされる。割り込みＭＲｉｎｔは
変換を開始させ、測定値をＤＳＰのメモリ内に格納させ
る。

【００３５】この同期の結果得られる信号を、図５の鋸
歯状同期信号の下に示す。これらの信号は電動機の三相
の３つの制御パルス幅変調信号Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｂであ
り、図４に部分的に拡大して示されている。

【００３６】本例では、制御即ち従属サイクルの間に、
５つの信号がＤＰＳ５によって発生される。これらの信
号は、同期信号のピークに対して対称である。また、こ
れらは、図６を参照して述べるように、非対称でもよ
い。信号Ｓａは最も広く、一方では同期信号の開始とそ
れ自体の先縁との間、および他方ではそれ自体の後縁と
同期信号の終端との間の間隔ｘを定義する。信号Ｓｂ
は、信号Ｓａよりも狭く、信号Ｓａ，Ｓｂの前縁間およ
び後縁間の間隔Ｕ１を定義する。信号Ｓｃは、更に狭
く、信号Ｓｂ，Ｓｃの前縁間および後縁間の間隔Ｕ２を
定義する。

【００３７】本発明による補償がないと、Ｕ１およびＵ
２は、図４に拡大して示すように、制御サイクルの全信
号に対して同一となる。その結果、Ｕ１またはＵ２が測
定を行うには狭くなり過ぎた場合、対応する信号におい
て判定不能(indeterminacy) が発生する。

【００３８】図５は、５番目の同期信号の間に、パルス
幅変調信号Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃの幅を変更し、測定間隔即
ち測定Ｕ２に十分な持続期間を与えることによって測定
を可能とし、これに対して、本発明の方法によって処理
されない間隔Ｕ２は狭すぎることを示す。

【００３９】信号幅の変更は、ＰＷＭ信号Ｓａ，Ｓｂを
拡張し、信号Ｓｃを縮小することによって得られる。こ
のＵ２の増大の結果として電動機に送出される信号のエ
ネルギ変更に対する補償を行うために、他の４つの信号
Ｓｃを拡張することによって、縮小した補償Ｕ２間隔を
生成する。これらの和と測定間隔とを合わせると、未処
理の間隔Ｕ２の和と等しくなる。

【００４０】対称的なパルス幅変調ＰＷＭ信号を形成す
る場合、ＰＷＭ信号の前半期間は、先に定義した関数Ｓ
ａ，Ｓｂ，Ｓｃの状態方程式が与える状態（０，０，
０）によって構成される。次に、上位トランジスタ８，
１０，１２（図２）の少なくとも１つがオンとなり、下
位トランジスタ９，１１，１３の１つがオンとなる２つ
の状態（Ｕ１およびＵ２）、および最終的に状態（１，
１，１）によって、ＰＷＭ信号の前半期間は構成され
る。

【００４１】後半期間は、同一シーケンスを有するが、
時間的に逆となる。状態（０，０，０）および（１，
１，１）の間測定は全く不可能であるので、２回の電流
測定を行うことができる。即ち、間隔Ｕ１の間に一方の
測定、および間隔Ｕ２の間に他方の測定を行うことがで
きる。間隔Ｕ１，Ｕ２の間に測定される電流は異なる位
相に属する。

【００４２】制御対象の電動機の固定子に星型構造が用
いられている場合、第３の電流は、以下の関係から導く
ことができる。 ｉａ＋ｉｂ＋ｉｃ＝０

【００４３】先に述べた例では、インバータ１（図３）
の状態は、間隔Ｕ１の間は（０，０，１）である。した
がって、測定された相電流はｉｄｃ＝ｉｃとなる。間隔
Ｕ２の間、サンプル電流は（１，０，１）によって決定
される。その結果、ｉｄｃ＝−ｉｂとなって、ｉｂおよ
びｉｃが決定され、ｉａ＝−（ｉｂ＋ｉｃ）となる。

【００４４】図６は、図５と同様の波形図を示すが、図
６では、インバータのトランジスタの制御信号が非対称
となっている。図６が示すのは、同期信号は連続するカ
ウント周期によって発生される鋸歯状信号であり、信号
Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃはこの鋸歯状信号の垂直な後端と同期
することである。各カウントの終了時に、割り込みＰＲ
ｉｎｔが発生する。図５を参照して説明した例における
ように、割り込みＭＲｉｎｔは、プロセッサによって測
定パターンが送出されたときに、イネーブルされる。

【００４５】本例では、間隔測定Ｕ２は、鋸歯状同期信
号の５番目の周期の間に生成される。この場合、信号Ｓ
ａは、同期信号の開始とそれ自体の先縁との間の単一の
間隔ｘを定義する。信号Ｓｂは、信号Ｓａよりも狭く、
信号Ｓａの先縁とそれ自体の先縁との間の間隔Ｕ１を定
義する。信号Ｓｃは、更に狭く、信号Ｓｂの先縁とそれ
自体の先縁との間の間隔Ｕ２を定義する。

【００４６】図５の波形図と同様、５番目の同期信号の
間にＰＷＭ信号Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃの幅を変更して、測定
信号の測定Ｕ２に十分な持続期間が得られるようにす
る。他の４つの同期信号の間に発生された縮小補償間隔
Ｕ２は、必要なエネルギ補償を行うためのものである。

【００４７】本発明による装置の動作について、図７の
フローチャートを参照しながら、明確に説明する。ＤＳ
Ｐのメモリに格納されている主プログラム２０を用い
て、ステップ２１において、制御フラグが１に変化する
ための待ち期間を設ける。次にステップ２２において、
間隔Ｕ１，Ｕ２およびＰＷＭパターンを計算する。

【００４８】ステップ２３において、Ｕ１＜最少間隔と
いう関係を検査する。応答が負である場合、ステップ２
４において、間隔Ｕ１は測定間隔および補償間隔となり
得ることを確認し、次にステップ２５を実行して、Ｕ２
＜最少間隔というを検査する。ステップ２３において行
った質問に対する応答が正である場合、次にステップ２
６において、次の関係から測定および補償間隔、測定Ｕ
１および補償Ｕ２を計算する。 補償Ｕ１＝［５Ｕ１−最少間隔］／４ 測定Ｕ１＝最少間隔

【００４９】次に、ステップ２５も実行し、Ｕ２＜最少
間隔という関係を検査する。行った質問に対する応答が
否定である場合、次にステップ２７において、間隔Ｕ２
が測定間隔および補償間隔となり得ることを確認し、ス
テップ２８において、ＰＷＭ信号を得るための主プログ
ラムに戻る。

【００５０】応答が肯定である場合、次にステップ２９
において、次の関係から測定および補償間隔を計算す
る。 補償Ｕ２＝［５Ｕ２−最少間隔］／４ 測定Ｕ２＝最少間隔

【００５１】次に、ステップ２８において、ＰＷＭ信号
を得るための主プログラムに戻る。

【００５２】図８は、制御即ち従属期間の間、および線
電流を測定するためのＰＷＭパターンを得るフローチャ
ートを表わす。ステップ３０において、ＤＳＰは、カウ
ント・モードの終了時に発生する、割り込み期間ＰＲｉ
ｎｔを生成する。このステップに続いて、ステップ３１
において、１モジュロ５(1 modulo 5)だけフラグを増分
する。

【００５３】ステップ３２において、フラグ制御が４に
等しいか否かについて質問を行う。応答が肯定の場合、
ステップ３３において測定パターンを生成し適用する。
カウントダウン・モードの終了時に、ＰＷＭを更新す
る。応答が否定の場合、ステップ３４において補償パタ
ーンを適用する。

【００５４】測定パターンの適用中、ステップ３５にお
いて、測定パターンの関数として確立した測定割り込み
ＭＰｉｎｔをイネーブルし適用する。このステップにお
いて、線電流に対する２回の測定から、３つの相電流が
導かれる。ステップ３４または３５の後、ステップ３６
において主プログラムに戻る。

【００５５】本発明の利点は、次の通りである。先に示
した２つの方法の処理能力を比較するために、２対の極
を有し、定格が４５０Ｗ、負荷として空のドラムを有
し、速度が１５０ｒｐｍ、そして供給電圧２７０Ｖの非
同期電動機を例に取る。この速度およびこの負荷は、先
に定義した回路に対して好ましくない事例を表わすこと
となった。

【００５６】検出可能な２つのスイッチング状態間の最
大時間間隔ΔＰＷＭは、回路の制限のために、上述の例
では２．８μｓとなる。ここで、４００μｓの間にｕ_n
に対応して電動機内でエネルギが発生し、ｎ∈［１，
２］が２．８μｓに等しいと仮定する。

【００５７】「補償解決法」と呼ぶ本発明の方法では、
測定ｕ_n ＝２．８μｓとしたパターン、および補償ｕ_n
＝０としたその他の４つのパターンを発生することによ
って、各制御サイクルの間に電流を測定することが可能
となる。２つの方法に同じ比率を保持するために（これ
らは異なる制御サイクル時間を有する）、４００μｓに
対して２．８μｓに対応するエネルギは、２５０μｓに
対して１．７５μｓとなる。この小さな負荷値および比
率に対する２つの方法のサンプリング速度は、次のよう
になる。

【００５８】サンプルを獲得するために、従来の方法
は、３０μｓの最少デューティ・サイクルを有する必要
がある。上述の処理能力を得るために、レジスタは２５
０μｓの間に１８回（ａｂｓ（３０／１．７５）＋１）
エネルギを蓄積しなければならない。したがって、制御
は、１８×２５０μｓ＝４．５ｍｓ毎にサンプルを獲得
する。同じ条件の下で、本発明による「補償」解決法
は、４００μｓ毎にサンプルを獲得する。サンプリング
・レートは、したがって、本発明の解決法では１０倍高
いことになる。

【００５９】この場合に用いた回路には１．２μｓの不
感帯があるが、より高い速度範囲のインバータでは、１
５０ｎｓ未満でオフに切り替わり、２００ｎｓの不感帯
を生成することができる制御素子を有することが既に可
能となっている。したがって、既存の装置が５００ｎｓ
以下のΔＰＷＭを達成することは可能と思われる。この
「補償」解決法を従来の解決法と比較すると、比率を同
一とすれば、処理能力に改善が見られる。

【００６０】これらの計算は全て、特定の用途について
行ったものである。上述の数値や比率は、他の用途では
大きく異なる可能性があるが、いずれの場合において
も、本発明による予測の結果は、従来の解決策の結果よ
りも高い精度を維持する。

【００６１】本発明による方法は同期方法であるので、
全てのアルゴリズムは一定の時間基準で使用することが
でき、これが全ての制御アルゴリズムの基本となってい
る。この方法は、低速および低負荷に対して連続制御を
可能とし、その結果効率の向上が得られる。

【００６２】対応する電流と一致する正確なサンプルを
いつ得るべきかが正確にかわるので、何回もサンプルし
平均を求めて相電流を得る必要はなくなる。最終的な測
定電流を得るために、多数のサンプルの平均を計算した
りフィルタ処理することによって、誤った時間の固定効
果(locking effect)を減少させる必要がない。したがっ
て、電流を測定するための計算時間を大幅に節約するこ
とになる。

【００６３】本発明の方法は、非常に広範囲の速度およ
び負荷において電動機の制御を可能とし、従来の方法よ
りも１０倍優れた性能を発揮する。効率的な制御アルゴ
リズムを用いることにより、処理能力が劣る解決策を犠
牲にして、トルクおよび速度制御処理能力を向上させる
ことが可能となる。したがって、同期および非同期電動
機を制御するための全ての装置、即ち、一般的に全ての
三相インバータは、この方法を用いれば、相電流の予測
が可能となる。上述の例では、本発明を三相電動機の制
御に、したがって三相インバータの制御に適用したが、
三相の群が、三相インバータのそれらと同様に処理され
る、多三相インバータの制御にも同様に適用可能であ
る。

【００６４】以上の説明に関して更に以下の項を開示す
る。 （１）三相または多三相インバータ１の制御方法であっ
て、前記インバータはＤＣ電圧源２に該インバータの出
力を連結するスイッチング手段８，９，１０，１１，１
２，１３を備え、前記インバータは、連続する従属サイ
クルの間に、前記インバータの電源線電流の直前の測定
値にしたがって得られる相電流に基づいて、前記スイッ
チング手段のパルス幅変調制御のための信号を得る手段
５によって制御され、前記制御方法は、パルス幅変調期
間内において、１つの位相のスイッチング手段のスイッ
チング時と、次の位相の対応するスイッチング手段のス
イッチング時との間の時間間隔（ｕ１，ｕ２）が所定の
スレシホルド値よりも小さくなった場合、測定を禁止
し、十分な持続期間の測定時間間隔（測定ｕ１、測定ｕ
２）を定義するパルス幅変調信号を発生し、前記線電流
に対する前記スイッチングの効果の測定を可能とするス
テップと、同じ従属サイクルに含まれる他のパルス幅変
調信号の持続期間をある値だけ短縮し、これら他のパル
ス幅変調信号の短縮の和によって、前記測定間隔を定義
する前記パルス幅変調信号における増加分を補償するス
テップと、から成ることを特徴とする方法。

【００６５】（２）前記他のパルス幅変調信号の持続期
間を短縮する際、対応する測定間隔（測定ｕ１、測定ｕ
２）に関連する補償間隔（補償ｕ１、補償ｕ２）を以下
の関係で定義することを特徴とする第１項記載の方法。 （ｎ−１）・補償ｕ１＋測定ｕ１＝ｎ・ｕ１ （ｎ−１）・補償ｕ２＋測定ｕ２＝ｎ・ｕ２ ここで、ｎは、従属サイクル毎のパルス幅変調期間数を
示す整数である。

【００６６】（３）前記パルス幅変調制御信号を得る手
段は、前記方法を実施するプログラムを含むプロセッサ
５から成ることを特徴とする第１項および第２項のいず
れかに記載の方法。 （４）前記プロセッサ５はデジタル信号プロセッサＤＳ
Ｐであることを特徴とする第３項記載の方法。

【００６７】（５）前記測定間隔（測定ｕ１、測定ｕ
２）および前記補償間隔（補償ｕ１、補償ｕ２）の導出
は、前記プロセッサ５によって得られる、３つの相電流
のパルス幅変調の同期のための信号に基づいて行われ、
前記同期信号は連続するカウント・モードによって得ら
れ、前記連続するカウント・モードの終了時に割り込み
期間（ＰＲｉｎｔ）、および前記同期信号の周期中に２
回の測定割り込み（ＭＲｉｎｔ）を定義することを特徴
とする第３項および第４項のいずれかに記載の方法。 （６）前記連続するカウント・モードは、カウント・モ
ードおよびカウントダウン・モードを順番に含むことを
特徴とする第５項記載の方法。

【００６８】（７）三相１の制御装置であって、前記イ
ンバータはＤＣ電圧源２に該インバータの出力を連結す
るスイッチング手段８，９，１０，１１，１２，１３を
備え、前記インバータは、連続する従属サイクルの間
に、前記インバータの電源線電流の直前の測定値にした
がって得られる相電流に基づいて、前記スイッチング手
段のパルス幅変調制御のための信号を得る手段５と結合
され、前記制御信号を得る手段は、十分な持続期間の測
定時間間隔（測定ｕ１、測定ｕ２）を定義するパルス幅
変調信号を発生し、前記線電流に対する前記スイッチン
グの効果の測定を可能とし、パルス幅変調期間内におい
て、１つの位相のスイッチング手段のスイッチング時
と、次の位相の対応するスイッチング手段のスイッチン
グ時との間の時間間隔（ｕ１，ｕ２）が所定のスレシホ
ルド値よりも小さくなった場合、測定を禁止する手段
と、同じ従属サイクルに含まれる他のパルス幅変調信号
の持続期間をある値だけ短縮し、これら他のパルス幅変
調信号の短縮の和によって、前記測定間隔を定義する前
記パルス幅変調信号における増加分を補償する手段と、
から成ることを特徴とする装置。

【００６９】（８）前記他のパルス幅変調信号の持続期
間を短縮する手段は、対応する測定間隔（測定ｕ１、測
定ｕ２）に関連する補償間隔（補償ｕ１、補償ｕ２）を
以下の関係で定義する手段を含むことを特徴とする第７
項記載の装置。 （ｎ−１）・補償ｕ１＋測定ｕ１＝ｎ・ｕ１ （ｎ−１）・補償ｕ２＋測定ｕ２＝ｎ・ｕ２ ここで、ｎは、従属サイクル毎のパルス幅変調期間数を
示す整数である。

【００７０】（９）前記パルス幅変調制御信号を得る手
段は、前記方法を実施するプログラムを含むプロセッサ
５から成ることを特徴とする第７項および第８項のいず
れかに記載の装置。 （１０）前記プロセッサ５はデジタル信号プロセッサＤ
ＳＰであることを特徴とする第９項記載の装置。

【００７１】（１１）ＤＣ電圧源２から給電され、プロ
セッサ５によって制御される三相または多三相インバー
タ１を制御する方法であって、連続する従属期間の間
に、インバータのトランジスタのパルス幅変調制御のた
めの信号を得るものである。この方法は、インバータの
電源電流を測定すること、および相電流を再現する際
に、トランジスタのスイッチング状態を考慮に入れるこ
とから成る。ＰＷＭ期間内において、１つの位相のトラ
ンジスタのスイッチング時と、次の位相の対応するトラ
ンジスタのスイッチング時との間の時間間隔（ｕ１，ｕ
２）が所定のスレシホルド値よりも小さい場合、測定を
禁止し、十分な持続期間の測定時間間隔を定義するＰＷ
Ｍ信号を発生し、線電流に対するスイッチングの影響の
測定を可能とし、同じ従属期間の他のＰＷＭ信号の持続
期間をある値だけ短縮し、これら他のＰＷＭ信号の短縮
の和を求め、測定間隔を定義するＰＷＭ信号の増加分を
補償する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の方法を採用した三相電動機制御装置の
ブロック図。

【図２】本発明を適用したインバータの回路図。

【図３】電動機の固定子の３つの星型結線した巻線に給
電するインバータの等価回路図。

【図４】図２のインバータの上位トランジスタを制御す
る対称信号の時間の関数としての図。

【図５】対称状同期信号を用いて、本発明の装置によっ
て得られる制御信号の同期図。

【図６】対称型同期信号を用いて、本発明の装置によっ
て得られる制御信号の同期図。

【図７】本発明による方法を実施する制御装置のプロセ
ッサの動作フローチャート。

【図８】図７のフローチャートを実行する際に必要な命
令を得るためのフローチャート。

【符号の説明】

１ インバータ ２ 整流器 ３ 線抵抗 ４ コンデンサ ５ インバータ制御プロセッサ ６ 三相電動機 ８，９，１０，１１，１２，１３ トランジスタ Ａ，Ｂ，Ｃ 位相 ＤＳＰ デジタル信号プロセッサ

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 三相または多三相インバータ（１）の制
   御方法であって、前記インバータはＤＣ電圧源（２）に
   該インバータの出力を連結するスイッチング手段（８，
   ９，１０，１１，１２，１３）を備え、前記インバータ
   は、連続する従属サイクルの間に、前記インバータの電
   源線電流の直前の測定値にしたがって得られる相電流に
   基づいて、前記スイッチング手段のパルス幅変調制御の
   ための信号を得る手段（５）によって制御され、前記制
   御方法は、 パルス幅変調期間内において、１つの位相のスイッチン
   グ手段のスイッチング時と、次の位相の対応するスイッ
   チング手段のスイッチング時との間の時間間隔（ｕ１，
   ｕ２）が所定のスレシホルド値よりも小さくなった場
   合、測定を禁止し、 十分な持続期間の測定時間間隔（測定ｕ１、測定ｕ２）
   を定義するパルス幅変調信号を発生し、前記線電流に対
   する前記スイッチングの効果の測定を可能とするステッ
   プと、 同じ従属サイクルに含まれる他のパルス幅変調信号の持
   続期間をある値だけ短縮し、これら他のパルス幅変調信
   号の短縮の和によって、前記測定間隔を定義する前記パ
   ルス幅変調信号における増加分を補償するステップと、
   から成ることを特徴とする方法。
2. 【請求項２】 三相または多三相インバータ（１）の制
   御装置であって、前記インバータはＤＣ電圧源（２）に
   該インバータの出力を連結するスイッチング手段（８，
   ９，１０，１１，１２，１３）を備え、前記インバータ
   は、連続する従属サイクルの間に、前記インバータの電
   源線電流の直前の測定値にしたがって得られる相電流に
   基づいて、前記スイッチング手段のパルス幅変調制御の
   ための信号を得る手段（５）と結合され、 前記制御信号を得る手段は、 十分な持続期間の測定時間間隔（測定ｕ１、測定ｕ２）
   を定義するパルス幅変調信号を発生し、前記線電流に対
   する前記スイッチングの効果の測定を可能とし、パルス
   幅変調期間内において、１つの位相のスイッチング手段
   のスイッチング時と、次の位相の対応するスイッチング
   手段のスイッチング時との間の時間間隔（ｕ１，ｕ２）
   が所定のスレシホルド値よりも小さくなった場合、測定
   を禁止する手段と、 同じ従属サイクルに含まれる他のパルス幅変調信号の持
   続期間をある値だけ短縮し、これら他のパルス幅変調信
   号の短縮の和によって、前記測定間隔を定義する前記パ
   ルス幅変調信号における増加分を補償する手段と、から
   成ることを特徴とする装置。