KR980012815A - 인버터 제어 방법 및 장치 - Google Patents

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미첼 플래트닉
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윌리엄 비. 켐플러
텍사스 인스트루먼츠 인코포레이티드
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Abstract

본 발명은 DC 전압원(2)으로 부터 전력이 공급되며, 연속적인 슬레이빙 주기의 과정에서, 인버터의 트랜지스터들의 펄스폭 변조 제어를 위한 신호들을 유도하기 위해 프로세서(5)에 의해 제어되는 3상 혹은 다중 3상 인버터(1)의 제어 방법에 관한 것이다. 이 방법은 상전류의 재구성시에 인버터의 전원 전류를 측정하고 트랜지스터들의 스위칭 상태를 고려한다. PWM 주기내에서, 한 위상의 트랜지스터의 스위칭 순간과 후속 위상의 대응되는 트랜지스터의 스위칭 순간 사이의 시간 간격(ul, u2)이 미리 설정된 문턱값보다 작게 되어 상기 측정을 방지할 때, PWM이 발생되어 선전류 상에서의 스위칭의 효과를 측정하기에 충분한 지속 시간의 측정 시간 간격을 정의하며, 동일한 슬레이빙 주기의 다른 PWM의 지속 시간은 이들 다른 PWM의 감소분의 합계가 상기 측정 간격을 정의하는 PWM의 증가분에 대해 보상하게 하는 값만큼 감소된다.

Description

인버터 제어 방법 및 장치
본 발명은 인버터들의 제어에 관한 것으로, 특히 3상 혹은 다중 3상 인버터들의 제어에 관한 것이다. 3상모터를 효율적으로 제어하기 위하여, 3상 회로를 사용하는 제어 알고리즘(control algorithm)의 이용이 필요하다.
대부분의 인버터 시스템에 있어서, 상전류에 관련된 정보가 요구된다.
이러한 전류를 얻는 한 가지의 공지된 방법은 전류를 직접 검출하는 것이지만, 이것은 모터의 권선 연결에 따라 모터의 위상에 직접적으로 적용되는 적어도 두개의 센서들을 필요로 한다. 이러한 형태의 센서들은 그들의 복잡한 특성과 그들을 절연시킬 필요성 때문에 일반적으로 비싸다.
또한 공지된 다른 방법은 선전류만을 검출하고 이 선전류에 기초하여 3상 전류를 측정하는 것이다. 이 두번째 방법은 센서로서 간단하고 값싼 저항을 요구하며 절연시킬 펼요도 없다.
인버터의 스위칭 상태가 디지탈 신호 프로세서를 사용하여 직접적으로 제어되기 때문에, 인버터를 통한 입력 전류에 의해 각 위상으로 취해진 정확한 전기적 경로를 확인하는 것이 가능하다.
상전류는 선전류와 직접적으로 연결될 수 있다. 얻어진 이 상전류는 전류의 실제적 검출에 의한 것이며 출력 회로의 모델이 필요한 시뮬레이션의 결과는 아니다. 따라서 추정의 수단은 인버터의 입출력에 전적으로 독립적이다.
상전류는 인버터의 상태 함수로서, 직접적인 선전류에 기초하여 추정된다.
어떤 상태 하에서, 인버터의 두 상태 사이의 시간 차는 매우 작다. 이 경우에, 인버터의 구성에 포함된 트랜지스터의 스위칭 시간, 불감대(dead band)의 존재 및 전기적 프로세싱 회로들의 응답 지연 때문에, 위상 신호는 처리되는 선전류 상에 가시화되지 않는다. 그 결과, 어떠한 전류 측정도 이 기간 동안에는 가능하지 않다.
알려진 방법은 그러한 회로에 기인한 한계를 극복하고 부하의 넓은 범위에서 좀 더 정확하게 전류를 추정하기 위한 해결점이 주어지며 전술한 방법보다 빠르다.
인버터는 통상적으로 3쌍의 스위칭 소자들, 예를 들면 트랜지스터들을 포함하며, 각 쌍의 트랜지스터들의 에미터-콜렉터 경로는 DC 전압원의 단자들에 직렬로 연결된다.
각 쌍의 트랜지스터들의 베이스는 프로세서의 펄스폭 변조 제어 출력들에 연결되며 각각은 스위칭 신호 및 그 상보 신호를 수신한다. 각 쌍의 트랜지스터들 사이의 연결부는 제어될 모터의 위상 권선에 각기 연결된다.
다음 상황을 고려할 것이다. 인버터의 스위칭 상태를 나타내기 위하여, 스위칭 함수 Sa는 다음과 같이 위상 A에 대하여 정의된다: 위상 A의 상부 트랜지스터가 온(on)일 때 Sa = 1 이고, 위상 A의 하부 트랜지스터가 온일 때 Sa = 0 이며, 상부 트랜 트랜지스터는 오프된다.
유사한 정의가 위상 B와 C에 대하여도 주어질 수 있다.
하부 트랜지스터들을 제어하는 신호들 Sa, Sb, Sc은 불감대가 부가되어 있는 신호들 Sa, Sb, Sc과 상반된다.
불감대란 용어는 동일 위상의 상하부 트랜지스터들의 스위칭 사이의 시간차를 표시하는데 사용된다. 각 위상의 두 트랜지스터들은 결코 동일한 시간에 온되지 않는다. 불감대의 목적은 온 상태의 중복과 결과적으로 높은 과도 전류를 피함에 의해 스위칭 동안 인버터를 통해 전력이 공급되는 에너지 장치를 보호하는 것이다.
고정자 전류는 인버터의 트랜지스터들의 스위칭 상태 함수로서 표현될 수 있다.
(Sa, Sb, Sc) = (1, 0, 0)일 때 ids = in 이고,
(Sa, Sb, Sc) = (0, 1, 1)일 때 inc = -ia 이고,
(Sa, Sb, Sc) = (0, 1, 0)일 때 inc = ib 이고,
(Sa, Sb, Sc) = (1, 0, 1)일 때 inc = -ib 이고,
(Sa, Sb, Sc) = (0, 0, 1)일 때 ids = ic 이고,
(Sa, Sb, Sc) = (1, 1, 0)일 때 inc = -ic 이고,
(Sa, Sb, Sc) = (1, 1, 1)일 때 inc = 0 이고,
(Sa, Sb, Sc) = (0, 0, 0)일 때 inc = 0 이다.
기본으로 전술한 방정식을 사용함에 의해, 상전류는 DC 선전류에 관련될 수 있다. 그 결과, 3상 전류는 직류에서 라인만을 고려함에 의해 측정될 수 있다.
만약 펄스폭 변조 주파수가 충분히 높다면, 상전류는 하나 혹은 두개의 펄스폭 변조 주기에 걸쳐서 약간 변화한다. 그리하여, 측정된 상전류는 참 전류(true current)의 적절한 근사값으로 주어진다.
예를 들면, 인터럽트 1이 발생될 때, 인버터와 상태는 (0, 0, 1)이고 측정된 상전류는 ic = inc 이다. 인터럽트 2 후에, ib = -idc 가 되도록 샘플 전류(sample current)는 상태 (1, 0, 1)에 의해 결정될 것이다. 상전류 재구성의 한가지 방법은 예를 들면, 250지속되는 제어 사이클 시간 동안 구성하는 것이다. 그 다음, 선전류는 추정된 상전류를 포함하는 스택을 업데이트(update)하기 위해 매 15.6마다 샘플되고 스위칭 상태에 따라 분류된다. 샘플들이 구해짐에 따라, 평균치는 각기 추정된 상전류를 결정하도록 처리된다.
샘플링이 고정된 시간내에 발생되도록 주어지면, 30보다 작은 시간내에서는 일부 작은 구성의 신호들이 검출되지 않을 수 있다. 이 검출 불가능한 신호들을 구제하기 위하여, 제로 듀티 사이클(zero duty cycle)은 제 1 펄스폭 변조를 위해 사용될 것이고 이론상의 펄스폭 변조는 동일 리터의 후속되는 주기의 듀티 사이클동안 누적될 것이다. 이 공정은 누적된 듀티 사이클이 30를 초과할 때 까지 계속된다.
샘플들이 인버터의 상태에 따라 동기되지 않도록 주어지면, 큰 최소 듀티 사이클(여기서는 30)은 선전류를 적절한 상태로 일치시키기 위해 요구된다.
Ul은 펄스폭 변조 주기의 시작으로 부터의 제1 위상의 트랜지스터의 스위칭과 후속되는 위상과 대응되는 트랜지스터의 스위칭 사이의 시간 간격으로 설정된다.
U2는 후속되는 위상의 트랜지스터의 스위칭 순간과 나머지 위상과 대응되는 트랜지스터의 스위칭 사이의 시간 간격으로 설정된다.
어떤 상태 하에서는, Ul 혹은 U2가 매우 작으며, 트랜지스터의 스위칭 시간, 불감대의 존재 및 전자 프로세싱 회로들의 응답 지연 때문에, 위상 신호는 선 전류에서 볼 수 없다.
본 발명의 목적은 상기 정의된 형태이며 인버터의 연속적인 위상들의 트랜지스터들 사이의 스위칭 시간 간격의 감소에 실제적으로 민감하지 않은, 3상 모터에 대한 제어 방법을 창출함으로써 이러한 단점을 극복하기 위한 것이다.
따라서, 본 발명은 DC 전압원에 출력을 접속하는 스위칭 수단을 포함하는 3상 혹은 다중 3상 인버터의 제어 방법에 관한 것으로서, 상기 인버터는 연속적인 슬레이빙 사이클의 과정에서, 상기 인버터의 전원 공급 선전류의 선행된 측정에 따라 얻어진 상전류에 기초하여 상기 스위칭 수단의 펄스폭 변조 제어를 위한 신호들을 유도하기 위한 수단에 의해 제어되며, 펄스폭 변조 주기내에서, 한 위상의 스위칭 수단의 스위칭 순간과 후속되는 위상의 대응되는 스위칭 수단의 스위칭 순간 사이의 시간 간격히 미리 설정된 문틱값보다 작게되어 상기 측정을 방지할 때, 상기 선전류 상에서의 상기 스위칭의 효과를 측정하기에 충분한 지속 시간의 측정 시간 간격을 정의하는 펄스폭 변조를 발생하여, 동일 슬레이빙 사이클내에 포함된 다른 펄스폭 변조들의 지속 시간을, 이들 다른 펄스폭 변조들의 감소분의 합계가 상기 측정 간격을 정의하는 펄스 폭 변조의 증가에 대해 보상하게 하는 값만큼 감소시키는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 다른 특징에 따르면, 다른 펄스를 변조들의 지속 시간에서의 감소분은 대응하는 측정 간격에 관련된 보상 간격을 각각의 관계식 (n-1) 보상 Ul + 측정 Ul = n Ul, 및 (n-1) 보상 U2 + 측정 U2 = n U2에 의해 정의함으로써 얻어진다.
여기서, n은 슬레이빙 사이클당 펄스폭 변조 주기의 정수이다.
또한, 본 발명은 DC 전압원에 인버터의 출력을 접속하는 스위칭 수단을 포함하는 3상 혹은 다중 3상 인버터의 제어 방법에 관한 것으로서, 상기 인버터는 연속적인 슬레이빙 사이클의 과정에서, 상기 인버터의 전원 선전류의 선행된 측정에 따라 얻어진 상전류에 기초하여 상기 스위칭 수단의 펄스폭 변조 제어를 위한 신호들을 유도하기 위한 수단에 의해 제어되며, 상기 제어 신호들을 유도하기 위한 수단은 하나의 펄스폭 변조 주기내에서, 한 위상의 스위칭 수단의 스위칭 순간과 후속되는 위상의 대응되는 스위칭 수단의 스위칭 순간 사이의 시간 간격이 미리 설정된 문턱값보다 작게 되어 상기 측정을 방향할 때, 상기 선전류 상에서의 상기 스위칭의 효과를 측정하기에 충분한 지속 시간의 측정 시간 간격을 정의하는 펄스 폭 변조를 발생하기 위한 수단과, 동일 슬레이빙 사이클내에 포함된 다른 펄스폭 변조들의 지속 시간을, 이들 다른 펄스폭 변조들의 감소분의 합계가 상기 측정 간격을 정의하는 펄스 폭 변조의 증가에 대해 보상하게 하는 값만큼 감소시키기 위한 수단을 포합한다.
본 발명의 한가지 특징에 따르면, 다른 펄스폭 변조의 지속 시간을 감소하기 위한 수단은 대응하는 측정 간격에 관련된 보상 간격을 각각의 관계식 (n-1) 보상 Ul + 측정 Ul = n Ul 및 (n-1) 보상 U2 + 측정 U2 = n U2에 의해 정의함으로써 얻어진다.
여기서, n은 슬레이빙 사이클당 펄스폭 변조 주기의 정수이다.
본 발명은 예제와 방법에 의해서만 주어지고 첨부된 도면을 참조하여 이루어지는 후속되는 설명을 읽음으로써 보다 분명하게 이해될 것이다.
도 1은 본 발명의 방법을 사용하는 3상 모터 제어 장치를 나타낸 블럭도,
도 2는 본 발명이 적용되는 인버터를 나타낸 회로도,
도 3은 전기 모터 고정자의 3성 연결 권선(three star-connected winding)을 제공하는 인버터의 등가 회로도,
도 4는 도 2의 인버터의 상부 트랜지스터들을 제어하는 대칭적 신호들의 시함수도,
도 5는 대칭적인 동기 신호들을 사용하는 본 발명의 장치에 의해 전송된 제어 신호들의 동기도,
도 5a는 대칭적인 동기 신호들을 사용하는 본 발명의 장치에 의해 전송된 제어 신호들의 동기도,
도 6은 본 발명에 따른 방법을 수행하기 위한 제어 장치의 프로세서의 동작적인 흐름도,
도 7은 도 6에서의 흐름도를 실행하기 위해 요구되는 명령 유도를 위한 흐름도.
*도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명
1 : 인버터
2 : 정류기
3 : 선 저항
4 : 커패시터
5 : 인버터 제어 프로세서
6 : 3상 전기 모터
8, 9, 10, 11, 12, 13 : 트랜지스터
도 1은 선 저항(3)을 통해 정류기(2)의 출력 단자들에 연결된 인버터(1)을 포함하는 3상 모터 제어 장치의 블럭도를 나타낸다.
정류기(2)는 AC 메인에 의해 공급된다.
커패시터(4)는 선 저항(3)의 정류기 상류의 출력상에 병렬로 연결된다.
또한, 장치는 도 2를 참조하여 전술된 방법으로 선 저항(3)에 접속된 측정 입력을 가지며, 인버터의 스위칭 소자에 위한 6개의 제어 라인들에 의해 인버터에 연결된 인버터 제어 프로세서(5)를 포한한다. 인버터(1)은 3상 전기 모터(6)의 3개의 위상들 A, B, C의 고정자 권선으로의 출력에 의해 접속되고 이들 3개와 위상들에 전류들 is, ib, ic을 전송한다.
도 2에 대칭적으로 나타낸 인버터(1)은 트랜지스터들(8, 9, 10, 11, 12, 13)과 같은 3쌍의 스위칭 소자들을 포함한다.
각 쌍의 트랜지스터들의 에미터-콜렉터 경로는 DC 전압 Udc를 전송하는 정류기(2)의 출력 단자에 직렬로 연결된다.
각 쌍의 트랜지스터들의 베이스는 디지탈 신호 프로세서 DSP를 유리하게 구성하고, 스위칭 신호들 Sa, Sb, Sc을 각 쌍들의 트랜지스터들중 상부 트랜지스터들(8, 10, 12)에 전송하고 상보 스위칭 신호들은 하부 트랜지스터들(9, 11, 13)에 전송하는 프로세서(5)의 대응되는 출력에 연결된다.
각 쌍들의 상하부 트랜지스터들 사이의 연결은 전기 모터에 연결되며 각기 전류들 ia, ib, ic을 전송하는 인버터의 출력을 형성한다.
이미 지적한 바와 같이, 전기 모터(6)은 3π/2에 의해 위상 천이된 교류에 의래 제어되고, 도 1에서의 회로의 저항(3) 상에서 측정된 선전류 뿐만 아니라 이전 슬레이빙 주기 동안 측정된 상전류에 기초하여 프로세서(5)에 의해 계산되어 발생된 펄스폭 변조 신호로 부터 형성된다.
각 위상의 연속적인 펄스폭 변조 신호들의 폭은 인버터(1)의 스위칭 소자의 대응되는 스위칭을 제어한다. 한 위상의 트랜지스터의 스위칭과 그 위상의 대응되는 트랜지스터의 스위칭 사이의 시간 간격들 Ul과 U2이 너무 작게 주어지면, 측정하는 것이 불가능하며, 그 개념은 이 측정을 취하는 것이 요구될 때 더 큰 시간 간격을 발생하고 주어진 슬레이빙 혹은 제어 사이클의 잔류 시간 동안 더 짧은 펄스폭 변조를 발생함으로써 보상하는 것이다.
예를 들면, 제어 사이클 시간은 400라고 가정된다. 펄스폭 변조는 12.5 kHz의 반송 주파수(carrier frequency)를 가진다.
제어 사이클 동안, n = 5인 80의 유사 패턴들이 발생된다. 본 경우에 있어서, 회로는 측정을 검출하기 위하여 두 연속적인 스위칭 상태 사이에 4의 최소 시간을 설정한다. 만약 이 경우가 주어진 속도와 주어진 부하, 계산된 제어 알고리즘, 순간 t에 대하여 적용된다면, 펄스폭 변조들 사이의 차는 각기 Ul = 12, U2 = 1.5과 동일하다. 제1 시간 차는 전류 측정을 허용할 것이지만 제2 시간 차는 허용하지 않을 것이다.
어떤 모멘트(moment)에서 측정을 취하는 것을 가능하게 하기 위하여, 본 발명에 따른 방법은 작은 시간 값인 U2로 선택된 회로에 의해 설정된 최소 측정 시간을 설정하는데 있다.
따라서, U2는 U2 측정 = 4에서와 같이 변경될 것이다.
어떤 펄스폭 변조의 인공적인 변경은 모터와 고정자 분야의 부적절한 방향에 응용된 다른 에너지에 기인할 수 있다.
필요한 것보다 더 많은 에너지가 모터에 공급되도록 주어진다면, 효율은 감소된다.
유사하게, 부적절한 자속(flux)을 발생하는 것은 토크 변동(torque fluctuation)을 일으킨다.
대부분의 제어 장치에 있어서, 메인 제어 사이클의 주파수는 펄스폭 변조 주파수보다 작다. 제어 장치는 상전류의 단일 업데이트(update)와 함께 복수개의 유사한 펄스폭 변조 패턴을 발생한다. 이들 결점을 교정하고 제어 장치에 의해 계산된 이론적인 위상 신호를 모터에 인가하기 위한 아이디어는 측정이 소망된 것인지의 여부에 따라 다양한 PWM 패턴들에 대한 최소 지속 시간을 설정하는 것이다.
측정 동안, 펄스 신호들은 회로에 의해 설정된 최소 시간 표준과 대응하여 적용되는 반면에, 잔류 시간 동안, 어떠한 측정도 행해지지 않았다면, 이들 신호는 평균으로 모터에서 동일 에너지를 발생하기 위하여 보상된다.
전술한 예제를 참조하면, 다섯개의 유사한 패턴들은 단일 제어 사이클 동안 계산된다. 측정 간격 동안, U2는 U2 측정 = 4과 동일하고 Ul은 12와 동일하게 남아 있는다.
다른 4개의 패턴들은 관계식:
보상 4U2 + 측정 U2 = 5U2,
보상 U2 = 측정 5U2 - U2/4,
보상 U2 = 5×l.5 - 4/4 = 0.875에 의해 주어진 보상 지연 U2를 가짐에 의해 이 측정 패턴에 의해 발생된 억세스 에너지(excess energy)를 보상한다.
물론, 만약 불충분한 값의 간격이 Ul이라면, U2에 적용된 것과 같은 동일 관계식이 또한 Ul에도 적용된다.
게다가, 슬레이빙 사이클당 패턴들의 수가 5와 다를 때, 관계식 (n-1) × 보상 Ul + 측정 Ul = n × Ul과 (n-1) × 보상 U2 + 측정 U2 = n × U2 는 또한 대응하는 보상과 측정 간격을 계산하는데 적용된다.
코드화된 펄스 변조를 생성하기 위해서는, 도 5에 나타난 것 처럼, 제1 실시예에 따라 연속적으로 카운트업과 다운을 행하는 DSP(5)에 의해 발생된 동기 신호가 사용된다.
각 카운팅 모드의 끝에서, 인터럽트 PRint가 발생한다.
프로세서의 매인 프로그램이 인터럽트로 진입하는 각 시점에서, 카운트는 증가된다.
이러한 변수가 증가함에 의해, 메인 프로그램은 n = 5 PWM 주기일 때 마다 제어 신호를 한번 계산한다.
인터럽트 PRint는 이것이 필요할 때 보상 패턴과 측정 패턴을 발생한다.
인터럽트 MRint는 측정 패턴히 프로세서에 의해 전송될 때 활성화된다.
인터럽트 MRint는 변환을 시작하고 그 측정치를 DSP(5)의 메모리에 저장되게 한다.
이러한 동기에 의한 신호들은 톱니형 동기 신호로 도 5에 나타난다.
이 신호들은 도 4에 확대된 스케일(scale)로 부분적으로 나타낸 모터들의 3개의 위상들의 3개의 제어 펄스폭 변조 신호들 Sa, Sb, Sc이다.
본 예제에서는 제어 혹은 슬레이빙 사이클 동안 DSP(5)에 의해 발생된 5개의 신호들이 있다.
이 신호들은 동기 신호들의 피크와 관련하여 대칭적이다.
도 5a를 참조하여 후술되는 바와 같이, 그들은 또한 비대칭적 일 수 있다.
신호 Sa는 가장 넓으며, 한 측에서는 신호의 시작과 리딩 에지(leading edge) 사이, 그리고 다른 측에서는 트레일링 에지(trailing edge)과 동기 신호의 글 사이의 간격 X를 정의한다.
신호 Sa보다 쫍은 신호 Sb는 신호들 Sa와 Sb의 리딩 에지와 트레일링 에지 사이의 간격 Ul을 정의한다. 상당히 좁은 신호 Sc는 신호들 Sb와 Sc의 리딩 에지와 트레일링 에지 사이의 간격 U2을 정의한다.
본 발명에 따른 보상이 없을 시, 도 4에 확대되어 표현된 바와 같이, Ul과 U2는 제어 사이클의 모든 신호들에 대하여 동일하다.
그 결과, 만약 Ul 혹은 U2는 측정하기에 너무 좁게 되면, 대응되는 신호상에 불확정성이 발생된다.
도 5는 제5 동기 신호 동안. 펄스폭 변조 신호들 Sa. Sb, Sc이 측정을 허용하기 위한 충분한 지속 시간의 측정 간격인 측정 U2를 구할 수 있는 폭으로 변경되는 반면에, 본 발명의 방법에 의해 처리되지 않은 간격 U2는 너무 좁게 된다.
이는 PWM 신호들 Sa, Sb를 확장하고 신호 Sc를 축소함에 의해 구할 수 있다.
이러한 U2 중가의 결과로서 전기적 모터로 전송된 신호의 에너지의 변형을 보상하기 위하여, 다른 4개의 신호들 Sc는 확장되어, 축소된 보상 U2 간격들을 발생시키며, 측정 간격에 대한 합계는 비처리된 간격들 U2의 합계와 동일하다.
대칭적인 펄스폭 변조 PWM를 생성하는 경우에, PWM의 제1 반주기는 전술한 바와 같이 정의되는 함수들 Sa, Sb, Sc의 상태 방정식에 의해 주어진 상태(0, 0, 0)으로 구성된다.
그 다음, 이는 상부 트랜지스터들(8, 10, 12 : 도 2)중 적어도 하나가 온 상태이고, 하부 트랜지스터들(9, 11, 13)중 하나가 온 상태에 있는 (Ul과 U2) 두 상태로 구성되고, 마지막으로 상태(1, 1, 1)로 구성된다.
제2 반주기는 동일 순서를 가지지만 시간면에서 반전된다.
상태(0, 0, 0)과 (1, 1, 1) 동안에는 어떠한 측정도 취할 수 없기 때문에, 두 전류 측정은 하나는 간격 Ul 동안에 다른 하나는 간격 U2 동안에 취해질 있다. 간격 Ul 및 U2 동안에 측정된 전류는 서로 다른 위상을 갖는다.
제어될 전기 모터의 고정자에 대한 성 구조(star structure)의 경우에 있어서, 제3 전류는 ia + ib + ic = 0의 관계식으로 부터 유추될 수 있다.
전술한 예제에 있어서, 인버터(1 : 도 3)의 상태는 간격 Ul 동안에 (0, 0. 1)이다.
그러므로, 측정된 상전류는 idc = ic이다. 간격 U2 동안, 샘플 전류가 (1, 0, 1)로 결정된다. 결과적으로, idc = -ib : 따라서 ib와 ic가 결정되고, in = -(ib+ic)이다.
도 5a는 도 5에서와 유사하지만 인버터의 트랜지스터들의 제어 신호들이 비대칭적이다.
이 도면은 동기 신호가 연속적인 카운팅 주기 동안 발생된 톱니 신호임을 나타내고, 신호들 Sa, Sb, Sc이 톱니 신호의 수직 트래일링 에지와 동기됨을 도시한다.
각 카운트의 종료시. 인터럽트 PRint가 생성된다.
도 5를 참조하여 기술된 예제에서 처럼, 인터럽트 MRint는 측정 패턴이 프로세서에 의해 전송될 때 활성화된다.
본 예제에 있어서, 간격 측정 U2는 톱니형 동기 신호의 제5 주기 동안 생성된다.
이러한 경우에, 신호 Sa는 등기 신호의 시작과 그 리딩 에지 사이의 단일 간격 X를 정의한다.
신호 Sa보다 좁은 신호 Sb는 신호 Sa의 리딩 에지와 그 자신의 리딩 에지 사이의 간격 Ul을 정의한다.
좀 더 좁은 신호 Sc는 신호 Sb의 리딩 에지와 그 자신의 리딩 에지 사이의 간격 U2을 정의한다.
도 5에 나타난 것 처럼, PWM 신호들 Sa, Sb. Sc는 충분한 지속시간의 측정 신호 측정 U2를 구할 수 있도록 제5 동기 신호 동안 폭이 변형된다.
다른 4개의 동기 신호들 동안 발생된 축소된 보상 간격 U2는 펼요한 에너지 보상을 제공한다.
본 발명에 따른 장치의 동작은 도 6에서와 흐름도를 참조하여 명백하게 설명될 것이다. DSP에서의 메모리에 저장된 메인 프로그램(20)을 사용하여, 단계 21에서는 대기 주기(waiting period)가 존재하여 제어 플래그가 1로 변화된다.
그리고 나서, 단계 22 동안, 간격들 Ul과 U2 및 PWM 패턴들이 계산된다.
단계 23 동안, 관계식 Ul 〈 최소 간격이 테스트된다.
만약 그 응답이 부정이라면, 간격 Ul이 측정 간격과 보상 간격이 될 수 있음이 단계 24 동안에 확인되고, 단계 25에서는 관계식 U2 〈 최소 간격을 테스트한다.
만약 단계 23에서 요청된 질문의 응답이 긍정이라면, 단계 26 동안에 측정 및 보상 간격들인 측정 Ul과 보상 U2는 보상 Ul = [5Ul - 최소 간격]/4, 및 측정 Ul = 최소 간격으로 부터 계산된다.
그 다음에, 단계 25에서는 또한 관계식 U2 〈 최소 간격을 테스트한다.
요청된 질문의 응답이 부정(no)이라면, 단계 27 동안에 간격 U2가 측정 간격 및 보상 간격일 수 있음이 확인되고, 단계 28 동안에는 PWM 신호들을 유도하기 위한 메인 프로그램은 귀환된다.
응답이 긍정(yes)이면, 단계 29에서, 측정 및 보상 간격들이 관계식 보상 U2 = (5U2 - 최소 간격)/4, 및 측정 U2 = 최소 간격으로 부터 계산된다.
그 다음에, 단계 28 동안, PWM 신호들을 유도하기 위한 메인 프로그램은 귀환된다.
도 7은 제어 혹은 슬레이빙 주기 동안 PWM 패턴들을 유도하고 선전류를 측정하기 위한 흐름도를 나타낸다.
단계 30 동안에, DSP는 카운팅 모드의 종료시 발생하는 인터럽트 주기 PRint를 생성한다.
이 단계에 이어서, 1 모듈로(modulo) 5 만큼 플래그를 증분시키기 위한 제어 단계 31이 후속된다.
단계 32 동안에, 플래그 제어가 4와 동일하지의 여부가 질의된다,
만약 그 응답이 긍정이라면, 단계 33 동안 측정 패턴이 생성되어 인가된다. PWM들은 카운트다운 모드의 종료시에 업데이트(update)된다.
만약 그 응답이 부정이라면, 단계 34 동안 보상 패턴이 인가된다.
측정 패턴을 적용하는 단계 35 동안에, 측정 패턴의 함수로서 설정된 측정 인터럽트 MRint는 활성화되어 인가된다.
이 단계 동안, 3개의 상전류는 선 전류상에 취해진 2개의 측정들로 부터 유추된다.
단계들 34 혹은 35 이후. 메인 프로그램은 단계 36 동안에 귀환한다.
본 해결의 이점들이 다음과 같다.
전술한 두 방법들의 실행이 정격 전력이 450W이고, 부하(load)로서 빈 드럼(drum)외 속도가 150 rpm이며, 전원전압이 270V인 두 쌍의 극을 가지는 비동기 모터와 비교된다면, 이러한 속도와 부하는 상기 정의된 회로에 대하여 바람직하지 못한 경우를 나타낸다.
회로의 한계 때문에 검출될 수 있는 두 스위칭 상태들간의 외대 시간 간격 효PWM은 전술된 예제에서 2.8이다.
400동안 2.8와 동일한 n∈[1, 2]가 un되는 모터내에서 에너지가 발생되어진다고 가정된다.
"보상형 해결책(compensated solution)"으로서 언급되는 본 발명의 방법에 있어서. 측정 un= 2.8인 패턴과 보상 u. = 0 인 네개의 다른 패턴들을 발생함에 의해 각 제어 사이클 동안 전류를 측정하는 것이 가능할 것이다. 두 방법들(그들은 다른 제어 사이를 횟수를 가진다)에 대해 동일 비를 유지하기 위하여, 400중 2.8에 대응되는 에너지는 250중 1.75에 대응하는 에너지이다. 이 작은 값의 부하와 비율에 대하여 두 방법의 샘플링 속도는 다음과 같다.
샘플을 얻기 위하여, 종래의 방법은 30의 최소 듀티 사이클(duty cycle)을 가질 필요가 있다.
전술된 성능을 얻기 위하여, 레지스터는 250동안의 에너지를 18번 축적허야만 한다(abs(30/1.75) + 1 =). 이 제어는 매 18 × 250= 4.5 ms마다 샘플을 얻을 것이다.
동일 상태하에서, 본 발명에 따른 "보상형(compensated)" 해결책은 매 400마다 샘플을 얻을 것이다. 따라서, 샘플링 비는 본 발명의 해결책에서 보다 10배 더 크다.
이러한 경우에 사용된 회로는 1.2의 불감대(dead band)를 가지지만. 150보다 작은 범위에서 스위치 오프(switch off)되기 위해 더 높은 속도 범위률 가지는 일부 인버터들에 대해서는 이미 가능하며, 200 ns의 불감대를 발생할 수 있는 제어 소자를 가지는 것도 가능하다. 따라서, 현존하는 장치들을 이용하여 500 ns보다 작은 리PWM을 달성하는 것이 가능해 보인다. "보상형" 해결책의 성능은 종래의 해결책에 비하여 동일 비율로 향상된다.
이들 모든 계산은 특정 응용에 대하여 수행된다.
전술한 내응에서 주어진 숫자들과 비율은 다른 응용에 대하여 크게 다를 수도 있지만, 어떤 경우에 있어서는, 본 발명에 따른 추정의 결과치는 용래의 해결책의 것에서보다 정확하다.
본 발명에 따른 방법은 동기적인 방법이기에. 모든 알고리즘은 일정한 시간에 기초하여 이용될 수 있으며, 이는 모든 제어 알고리즘에 근거한다.
이러한 방법은 저속과 낮은 부하에 대하여 연속적인 제어를 제공하고, 그 결과 더 나은 효율성을 제공한다.
대응하는 전류에 일치하는 정확한 샘플을 얻는 시기가 정확하게 알려졌기 때문에, 상전류를 구하기 위하여 수 회 샘플링하고 평균을 취할 필요가 없다. 최종적으로 측정된 전류를 구하기 위하여. 샘플들에 대해 평균 처리하거나 잘못된 횟수의 잠금 효과(locking effects)를 줄이기 위하여 필터 처리할 필요가 많다 따라서. 중요한 슬레이빙은 전류를 측정하기 위하여 계산 시간내에서 이루어진다.
본 발명의 방법은 종래의 방법보다 10배 더 나은 성능으로 속도와 부하의 매우 넓은 범위에서 모터를 제어 할 수 있게 한다.
토크(torque)와 속도 제어 성능은 빈약한 성능을 가지는 해결의 가치에 대하여 효과적인 제어 알고리즘을 사용하여 향상될 수 있다. 동기적인 모터와 비동기적인 모터를 제어하기 위한 모든 장치 혹은 일반적인 모든 3상 인버터들은 상전류를 추정하기 위하여 전술한 방법을 사용할 수 있다.
전술된 예제에서, 본 발명이 3상 전기 모터의 제어에 응용되어, 결과적으로 3상 인버터의 제어에 적용되었더라도, 3개의 위상 그룹들이 3상 인버터에서와 같은 동일 방법으로 처리되는 다중 3상 인버터와 제어에도 동일하게 적용될 수 있다.

Claims (10)

  1. DC 전압원(2)에 인버터의 출력을 접속하는 스위칭 수단(8, 9, 10, 11, 12, 13)을 포함하는 3상 혹은 다중 3상 인버터(1)의 제어 방법에 있어서: 상기 인버터는 연속적인 슬레이빙 사이클의 과정에서, 상기 인버터의 전원 선전류의 선행된 측정에 따라 얻어진 상전류에 기초하여 상기 스위칭 수단의 펄스폭 변조 제어를 위한
    신호들을 유도하기 위한 수단(5)에 의해 제어되며, 펄스폭 변조 주기내에서, 한 위상의 스위칭 수단의 스위칭 순간과 후속 위상의 대응되는 스위칭 수단의 스위칭 순간 사이의 시간 간격(ul, u2)이 미리 설정된 문턱값보다 작게 되어 상기 측정을 방지할 때, 상기 선전류 상에서의 상기 스위칭의 효과를 측정하기에 충분한 지속 시간의 측정 시간 간격(측정 ul ; 측정 u2)을 정의하는 펄스 폭 변조를 발생하며, 동일 슬레이빙 사이클때에 포함된 다른 펄스폭 변조들의 지속 시간을, 이들 다른 펄스폭 변조들의 감소분의 합계가 상기 측정 간격을 정의하는 펄스 폭 변조의 증가에 대해 보상하게 하는 간만큼 감소시키는 것을 특징으로 하는 3상 혹은 다중 3상 인버터의 제어 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 다른 펄스폭 변조들의 지속 시간에서의 감소분은 각각의 관계식들: (n-1) 보상 u1 + 측정 ul = ·n ul, 및 (n-1) 보상 u2 + 측정 u2 = n u2에 의해 상기 대응되는 측정 간격(측정 ul, 측정 u2)에 관련된 보상 간격(보상 ul ; 보상 u2)을 정의함에 의해 얻어지는데, 여기서 n은 슬레이빙 사이클당 펄스폭 변조 주기의 정수배임을 특징으로 하는 3상 혹은 다중 3상 인버터의 제어 방법.
  3. 제1항에 있어서, 상기 펄스폭 변조 제어 신호들을 유도하기 위한 상기 수단은 상기 방법을 수행하기 위한 프로그램이 내장된 프로세서(5)를 포함하는 것을 특징으로 하는 3상 혹은 다중 3상 인버터의 제어 방법.
  4. 제3항에 있어서, 상기 프로세서(5)는 디지탈 신호 프로세서 DSP임을 특징으로 하는 3상 혹은 다중 3상 인버터의 제어 방법.
  5. 제3항 또는 제4항에 있어서, 상기 측정 간격(측정 ul. 측정 u2)과 보상 간격(보상 ul, 보상 u2)의 상기 유도는 상기 프로세서(5)에 의해 유도된 상기 3개의 상전류의 상기 펄스폭 변조들의 동기화를 위한 신호에 기초하여 수행되고, 상기 동기 신호는 연속적인 카운팅 모드에 의해 얻어지며, 상기 연속적인 카운팅 보드의 종료시의 인터럽트 주기(PRint)를 정의하고 상기 동기 신호의 주기의 과정에서의 2개의 측정 인터럽트들(MRint)을 정의하는 것을 특징으로 하는 3상 혹은 다중 3상 인버터의 제어 방법.
  6. 제5항에 있어서, 상기 연속적인 카운팅 모드들은 카운팅 모드들과 카운트다운 모드들을 교대로 포함하는 것을 특징으로 하는 3상 혹은 다중 3상 인버터의 제어 방법.
  7. DC 전압원(2)에 인버터의 출력을 접속하는 스위칭 수단(8, 9, 10, 11. 12, 13)을 포함하며, 연속적인 슬레이빙 사이클의 과정에서 상기 인버터의 전원 선전류의 선행된 측정에 따라 얻어진 상전류에 기초하여 상기 스위칭 수단의 펄스폭 변조 제어를 위한 신호들을 유도하기 위한 수단(5)과 결합된 3상 인버터(1)의 제어 장치에 있어서: 상기 제어 신호들을 유도하기 위한 상기 수단은 하나의 펄스폭 변조 주기내에서, 한 위상의 스위칭 수단의 스위칭 순간과 후속 위상의 대응되는 스위칭 수단의 스위칭 순간 사이의 시간 간격(ul, u2)이 미리 설정된 문틱값보다 작게 되어 상기 측정을 방지할 때, 상기 선전류 상에서의 상기 스위칭의 효과를 측정하기에 충분한 지속 시간의 측정 시간 간격(측정 ul : 측정 u2)을 정의하는 펄스 폭 변조를 발생하기 위한 수단과, 동일 슬레이빙 사이클내에 포함된 다른 펄스폭 변조들의 지속 시간을, 이들 다른 펄스폭 변조들의 감소분의 합계가 상기 측정 간격을 정의하는 펄스 폭 변조의 증가에 대재 보상하게 하는 값만큼 감소시키기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 3상 인버터의 제어 장치.
  8. 제7항에 있어서, 상기 다른 펄스폭 변조들의 지속 시간을 감소시키기 위한 상기 수단은 각각의 관계식들: (n-1) 보상 ul + 측정 ul = n ul, 및 (n-1) 보상 u2 + 측정 u2 = n u2에 희해 상기 대응되는 측정 간격(측정 ul, 측정 u2)에 관련된 보상 간격(보상 ul : 보상 u2)을 정의하는 수단을 포함하며. 여기서 n은 슬레이빙 사이클당 펄스폭 변조 주기들의 정수배임을 특징으로 하는 3상 인버터의 제어 장치.
  9. 제7항 또는 제8항에 있어서, 상기 펄스폭 변조 제어 신호들을 유도하기 위한 상기 수단은 상기 방법을 수행하기 위한 프로그램이 내장된 프로세서(5)를 포함하는 것을 특징으로 하는 3상 인버터의 제어 장치.
  10. 제9항에 있어서, 상기 프로세서(5)는 디지탈 신호 프로세서 DSP임을 특징으로 하는 3상 인버터의 제어 장치.
    ※ 참고사항 : 최초출원 내용에 의하여 공개하는 것임.
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