CN100527586C - 电力变换器的控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明的电力变换器的控制装置具备：根据对电力变换器的电压指令值(Vu、Vv、Vw)，决定电力变换器在PWM控制的一个控制周期内输出的电压向量、输出该电压向量的时间的电压向量控制部件(11)；调整从电压向量控制部件(11)输入的电压向量的输出时间的电压向量调整部件(12)；根据由电压向量调整部件调整后的电压向量的输出时间，产生使构成上述电力变换器的半导体开关元件开、关的信号的起辉脉冲产生部件(13)，电压向量调整部件(12)不改变零电压以外的电压向量的输出时间的相对比例，而进行调整使得零电压向量的输出时间确保为大于等于一定值。由此，抑制超过直流母线电压的2倍的高电压。能够对三相统一地进行控制。

Description

电力变换器的控制装置

技术领域

本发明涉及通过PWM(脉冲宽度调制)控制被驱动的电力变换器的控制装置，特别涉及在电力变换器和负载的连接电缆长的情况下抑制在负载的电缆连接端产生的异常高电压(以后称为冲击电压(surge voltage))的控制装置。

背景技术

图1是说明作为通过PWM控制被驱动的电力变换器的变换器(inverter)和电动机的连接电缆的图。在图1中，作为电力变换器的变换器1经由连接电缆3与电动机2连接。变换器1通过未图示的控制装置的PWM控制来控制半导体开关元件(例如IGBT元件)的开关动作，从电压Vdc的直流电源生成变化为阶梯状三相电压(uvw)，并经由连接电缆3输出到电动机2。

但是，如果该变换器1和电动机2的连接电缆3变长，则有在电动机2的电缆连接端产生超过直流母线电压Vdc的2倍的冲击电压的情况。即，对于连接电缆3，可以考虑为由布线电感和杂散电容构成的共振电路，但如果连接电缆3变长，则由于布线电感和杂散电容同时变大，所以该共振电路的共振频率降低。其结果是在由于变换器1产生的阶梯状的电压变化而在共振电路中激励的共振不衰减的期间循环施加后面的阶梯状电压变化，因此共振增大，在电动机2的电缆连接端产生通常以上的高电压的冲击电压。

参照图2和图3，说明在电动机2的电缆连接端产生的冲击电压的内容。另外，图2和图3是展示图1所示的连接电缆3的两端的线间电压波形的图。

在图2中，展示了变换器端线间电压Vuv_inv变化为Vdc→0→Vdc和阶梯状的情况。这时，如果电压变化的脉冲宽度与共振周期的1/2一致，则如图2所示，电动机端线间电压Vuv_motor最大成为直流母线电压Vdc的3倍的高电压。

另外，在图3(1)中，展示了变换器端线间电压Vuv_inv变化为0→Vdc→-Vdc→0的情况。这时，如图3(2)所示，电动机端线间电压Vuv_motor最大成为直流母线电压Vdc的4倍的高电压。

根据基于图2和图3的说明可知，如果电压变化的脉冲宽度充分宽，则在由于阶梯状的电压变化而产生的共振衰减后施加下一个阶梯状的电压变化，因此不产生超过直流母线电压Vdc的2倍的冲击电压。

为了解决该冲击电压的问题，例如在专利文献1、2中，揭示了以下的技术：监视成为变换器的线间电压脉冲宽度的基础的各IGBT元件的起辉脉冲(firing pulse)宽度，将起辉脉冲宽度的最大值限制为一定值以下，并将起辉脉冲宽度的最小值限制为一定值以上。专利文献1：美国专利第5671130号公报，专利文献2：美国专利第5990658号公报。

另外，例如在专利文献3、4中，揭示了以下的技术：监视输入到生成了各IGBT元件的起辉脉冲的PWM控制器的各相电压指令值，将各相电压指令值的最大值限制为一定值以下，将各相电压指令值的最小值限制为一定值以上。专利文献3：美国专利第5912813号公报，专利文献4：美国专利第6014497号公报。

但是，起辉脉冲宽度或电压指令值在各相是不同的，因此必须对各相分别地进行起辉脉冲宽度或电压指令值的限制。即，如果为了适用上述专利文献所揭示的技术，抑制超过直流母线电压Vdc的2倍的冲击电压，而限制各IGBT元件的起辉脉冲宽度或各相电压直流值的最大值和最小值，则必须具有分别限制各相的最大值和最小值的多个控制装置。

所以，在该结构中，在限制某一相的起辉脉冲宽度或电压指令值的情况下，有无法考虑到对其他相的影响的问题。另外，与该问题相关联地，有无法对所有相统一地进行最优限制的问题。

发明内容

本发明就是鉴于上述问题而提出的，其目的在于提供一种能够对所有相统一进行处理，能够最优地抑制超过直流母线电压的2倍的冲击电压的电力变换器的控制装置。

在本发明中，是一种通过脉冲宽度调制控制来控制输出电压的电力变换器的控制装置，其特征在于包括：根据对上述电力变换器的电压指令值，决定上述电力变换器在上述脉冲宽度调制控制的一个控制周期内输出的电压向量、输出该电压向量的时间的电压向量控制装置；作为调整从上述电压向量控制装置输入的电压向量的输出时间的电压向量调整装置，调整各电压向量的输出时间使得零电压向量的输出时间不小于等于除了0以外的一定值的电压向量调整装置；根据由上述电压向量调整装置调整后的电压向量的输出时间，产生使构成上述电力变换器的半导体开关元件开、关的信号的起辉脉冲产生装置。

根据该发明，能够有效地抑制超过直流母线电压的2倍的高电压的冲击电压。

另一个发明是在上述发明中，上述电压向量调整装置进行调整使得将零电压向量的输出时间确保为大于等于一定值。

根据该发明，由于始终将零电压向量输出时间确保为大于等于一定值，所以能够在零电压向量的输出中使半导体开关元件的开关所伴随的共振现象衰减，能够有效地抑制超过直流母线电压的2倍的高电压的冲击电压。

另一个发明是在上述发明中，上述电压向量调整装置在零电压向量的输出时间比规定值长的情况下，进行调整使得将零电压向量的输出时间确保为大于等于一定值，在短的情况下，将零电压向量的输出时间调整为0。

根据该发明，通过以四舍五入的考虑方法，选择设置为大于等于一定值的电压向量输出时间、或将零电压向量输出时间设置为0，从而能够抑制超过直流母线电压的2倍的高电压的冲击电压。

另一个发明是在上述发明中，上述电压向量调整装置在以上述脉冲宽度调制控制的2个或2个以上的多个控制周期内的电压向量为单位从上述电压向量控制装置进行输入的情况下，在上述2个或2个以上的多个控制周期内的所有零电压向量的输出时间的合计比一定值短的情况下，进行调整使得存在于相邻的2个周期的中间的零电压向量的输出时间为0，并将该时间分配到存在于上述2个周期的两端的零电压向量的输出时间中。

根据本发明，在将脉冲宽度调制控制的2个或2个以上的多个控制周期作为一个单位的控制对象的情况下，通过消除存在于相邻的2个周期的中间的零电压向量，而能够使剩下的零电压向量的输出时间成为2倍。其结果是，如果用一个控制周期进行考虑，则到零电压向量的输出时间的合计小于规定值为止，不需要改变零电压向量以外的非零电压向量的输出时间的合计，因此能够减小误差。根据该方法，设置为大于等于一定值的零电压向量输出时间、或者将零电压向量输出时间设置为0，因此与上述发明同样地，能够抑制超过直流母线电压的2倍的高电压的冲击电压。

另一个发明是在上述发明中，上述电压向量调整装置在以上述脉冲宽度调制控制的2个或2个以上的多个控制周期内的电压向量为单位从上述电压向量控制装置进行输入的情况下，在上述2个或2个以上的多个控制周期内的所有零电压向量的输出时间的合计比一定值短的情况下，进行调整使得上述2个或2个以上的多个控制周期内的相同的电压向量的输出时间合并为1个。

根据该发明，在将脉冲宽度调制控制的2个或2个以上的多个控制周期作为一个单位的控制对象的情况下，通过将2个或2个以上的多个控制周期内的相同的电压向量的输出时间合并为1个，而能够使包含零电压向量的各电压向量的输出时间成为2倍。其结果是，如果用一个控制周期进行考虑，则到零电压向量的输出时间的合计小于规定值为止，不需要改变零电压向量以外的非零电压向量的输出时间的合计，因此能够减小误差。根据该方法，始终确保大于等于一定值的零电压向量输出时间，因此与上述发明同样地，能够抑制超过直流母线电压的2倍的高电压的冲击电压。

另一个发明是在上述发明中，具备使上述电压向量调整装置输出的电压向量延迟上述一个控制周期，并输出到上述电压向量调整装置的延迟装置，上述电压向量调整装置在零电压向量的输出时间比一定值短的情况卞，从上述延迟装置接收在一个控制周期前的调整时使用了的电压向量，进行调整使得与在前一个周期的最后输出的向量是否是零电压向量对应地，使本周期中的两个零电压向量的一个的输出时间成为0，并将该时间分配到另一个的输出时间中。

根据本发明，由于调整电压向量使得存在于脉冲宽度调整控制周期的最初和最后的零电压向量结合为一个，所以能够使零电压向量的输出时间成为2倍。其结果是，到零电压向量的输出时间的合计小于规定值为止，不需要改变零电压向量以外的非零电压向量的输出时间的合计，因此能够减小误差。根据该方法，由于设置为大于等于一定值的零电压向量输出时间、或者将零电压向量输出时间设置为0，所以与上述发明同样地，能够抑制超过直流母线电压的2倍的高电压的冲击电压。

另一个发明是在上述发明中，具备使上述电压向量调整装置输出的电压向量及其调整后的输出时间延迟上述一个控制周期，并输出到上述电压向量调整装置的延迟装置，上述电压向量调整装置从上述延迟装置接收在一个控制周期前的调整时使用了的电压向量及其输出时间，进行调整使得在前一个周期的最后调整输出的零电压向量的输出时间和本周期中从上述电压向量控制装置最初输入的零电压向量的输出时间的合计比一定值短的情况下，使在本周期中最初输出的零电压向量的输出时间成为从上述一定值减去了在前一个周期的最后调整输出了的零电压向量的输出时间的时间。

根据本发明，由于利用在前一个脉冲宽度调整控制周期的最后输出的零电压向量的调整后输出时间，来决定在本周期中输出的零电压向量的输出时间，所以即使在零电压向量跨越了脉冲宽度调制控制周期的情况下，也能够可靠地将零电压向量的输出时间确保为大于等于一定值。因此，与上述发明同样地，能够抑制超过直流母线电压的2倍的高电压的冲击电压。

另一个发明是在上述发明中，具备使上述电压向量调整装置输出的上述电压向量的输出时间调整所伴随的误差延迟上述一个控制周期，并输出到上述电压向量调整装置的延迟装置，上述电压向量调整输出时间成为2倍。其结果是，到零电压向量的输出时间的合计小于规定值为止，不需要改变零电压向量以外的非零电压向量的输出时间的合计，因此能够减小误差。根据该方法，由于设置为大于等于一定值的零电压向量输出时间、或者将零电压向量输出时间设置为0，所以与上述发明同样地，能够抑制超过直流母线电压的2倍的高电压的冲击电压。

另一个发明是在上述发明中，具备使上述电压向量调整装置输出的电压向量及其调整后的输出时间延迟上述一个控制周期，并输出到上述电压向量调整装置的延迟装置，上述电压向量调整装置从上述延迟装置接收在一个控制周期前的调整时使用了的电压向量及其输出时间，进行调整使得在前一个周期的最后调整输出的零电压向量的输出时间和本周期中从上述电压向量控制装置最初输入的零电压向量的输出时间的合计比一定值短的情况下，使在本周期中最初输出的零电压向量的输出时间成为从上述一定值减去了在前一个周期的最后调整输出了的零电压向量的输出时间的时间。

根据本发明，由于利用在前一个脉冲宽度调整控制周期的最后输出的零电压向量的调整后输出时间，来决定在本周期中输出的零电压向量的输出时间，所以即使在零电压向量跨越了脉冲宽度调制控制周期的情况下，也能够可靠地将零电压向量的输出时间确保为大于等于一定值。因此，与上述发明同样地，能够抑制超过直流母线电压的2倍的高电压的冲击电压。

另一个发明是在上述发明中，具备使上述电压向量调整装置输出的上述电压向量的输出时间调整所伴随的误差延迟上述一个控制周期，并输出到上述电压向量调整装置的延迟装置，上述电压向量调整置在将零电压向量的输出时间调整为0的情况下，在前一个周期的最后输出的电压向量和在本周期中最初输出的电压向量不同的情况下，将在本周期中最初输出的电压向量变更为在前一个周期的最后输出的电压向量。

根据本发明，在将零电压向量的输出时间调整为0的情况下，有可能由于零电压向量以外的非零电压向量的输出时间而产生冲击电压，但由于能够对该冲击电压进行限制，所以能够可靠地抑制超过直流母线电压的2倍的高电压的冲击电压。

进而，根据上述各发明，电压向量输出时间的调整的对象是根据三相电压指令生成的作为三相共通的参数的电压向量的输出时间，因此在一次调整中能够对于所有相得到冲击电压的抑制效果。

附图说明

图1是说明作为通过PWM控制被驱动的电力变换器的变换器和电动机的连接电缆的图。

图2是展示图1所示的连接电缆的两端的线间电压波形的图(其一)。

图3是展示图1所示的连接电缆的两端的线间电压波形的图(其二)。

图4是展示作为本发明的实施例1的电力变换器的控制装置的结构的框图。

图5是展示作为通过PWM控制被驱动的电力变换器而在本实施例中使用的三相电压型变换器的基本结构的电路图。

图6是说明图5所示的变换器的8个控制状态下的接通的IGBT元件和电压向量的关系的图。

图7是说明电压向量的图。

图8是说明相位和电压向量的关系的图。

图9是说明图4所示的电压向量调整部件的动作的流程图。

图10是说明调整了电压向量后的情况下的磁通向量的轨迹的图。

图11是说明图4所示的起辉脉冲产生部件的动作的时序图。

图12是说明电压向量的推移和线间电压的关系的图。

图13是展示着眼于脉冲极性、零电压向量输出时间、零电压向量以外的向量输出时间时抽出的线间电压图形的图。

图14是说明由于图13所示的线间电压而产生的冲击电压的图。

图15是说明本发明的实施例2的电力变换器的控制装置所具备的电压向量调整部件的动作的流程图。

图16是展示本发明的实施例3的电力变换器的控制装置的结构的框图。

图17是说明图16所示的电压向量调整部件的动作的流程图。

图18是说明本发明的实施例4的电力变换器的控制装置所具备的电压向量调整部件的动作的流程图。

图19是展示本发明的实施例5的电力变换器的控制装置的结构的框图。

图20是说明图19所示的电压向量调整部件的动作的流程图。

图21是说明本发明的实施例6的电力变换器的控制装置所具备的电压向量调整部件的动作的流程图。

图22是展示本发明的实施例7的电力变换器的控制装置的结构的框图。

图23是说明图22所示的电压向量调整部件的动作的流程图。

图24是说明图22所示的电压向量调整部件所进行的误差计算的动作的图。

图25是说明本发明的实施例8的电力变换器的控制装置所具备的电压向量调整部件的动作的流程图。

图26是说明本发明的实施例9的电力变换器的控制装置所具备的电压向量调整部件的动作的流程图。

具体实施方式

以下，参照附图详细说明本发明的电力变换器的控制装置的适合的实施例。

实施例1

图4是展示作为本发明的实施例1的电力变换器的控制装置的结构的框图。图4所示的控制装置具备电压向量控制部件11、电压向量调整部件12、起辉脉冲产生部件13。

电压向量控制部件11从电力变换器的各相的电压指令值Vu、Vv、Vw中选择出电力变换器在PWM控制的一个控制周期内输出的电压向量(在图示例子中为V0、V1、V2、V7)，并计算其输出时间(t0、t1、t2、t7)。

电压向量调整部件12将从电压向量控制部件11输入的电压向量(在图示的例子中，为V0、V1、V2、V7)原样地输出，同时调整并输出其电压向量的输出时间(t0、t1、t2、t7)，使得零电压向量输出时间大于等于一定值(t0’、t1’、t2’、t7’)。

起辉脉冲产生部件13根据从电压向量调整部件12输入的电压向量、由电压向量调整部件12调整后的电压向量的输出时间，生成构成电力变换器的各半导体开关元件的开、关信号(PQ1、PQ2、PQ3、PQ4、PQ5、PQ6、PQ7)。

以下，说明各模块的具体动作。首先，参照图5～图8说明电压向量控制部件11的动作。另外，图5是展示作为通过PWM控制被驱动的电力变换器而在本实施例中使用的三相电压型变换器的基本结构的电路图。图6是说明图5所示的变换器的8个控制状态下的接通的IGBT元件和电压向量的关系的图。图7是说明电压向量的图。图8是说明相位和电压向量的关系的图。

如图5所示，三相电压型变换器的结构是将串联连接的半导体开关元件(Q1、Q4)、(Q3、Q6)、(Q5、Q2)的三组与直流电源15并联连接。各半导体开关元件内置或安装了续流二极管。各半导体开关元件例如是IGBT元件，以下称为IGBT元件。在图示例子中，IGBT元件(Q1、Q4)是u相，IGBT元件(Q3、Q6)是v相，IGBT元件(Q5、Q2)是w相，从各个连接端取出三相电压uvw。

在此，IGBT元件的开关控制状态是：在各相中，与直流电源15的正极侧连接的上分路IGBT元件(Q1、Q3、Q5)接通(on)、或与负极侧连接的下分路IGBT元件(Q4、Q6、Q2)接通的2个状态，对于三相存在2×2×2＝8个状态。

图6是展示了该8个状态、IGBT元件的接通状态、三相电压变换器所输出的电压向量的关系。在图6中，电压向量V0是IGBT元件(Q4、Q6、Q2)接通时的向量。电压向量V1是IGBT元件(Q1、Q6、Q2)接通时的向量。电压向量V2是IGBT元件(Q1、Q3、Q2)接通时的向量。电压向量V3是IGBT元件(Q4、Q3、Q2)接通时的向量。电压向量V4是IGBT元件(Q4、Q3、Q5)接通时的向量。电压向量V5是IGBT元件(Q4、Q6、Q5)接通时的向量。电压向量V6是IGBT元件(Q1、Q6、Q5)接通时的向量。电压向量V7是IGBT元件(Q1、Q3、Q5)接通时的向量。

各相和电压向量V0～V7的关系如图7所示。在图7中，电压向量V1～V6是具有每π/3[rad]的相位差，其大小与直流电源15的电压Vdc相等的向量。电压向量V0、V7是大小为0的向量，被称为零电压向量。电压向量V1的相位与u相一致，电压向量V3的相位与v相一致，电压向量V5的相位与w相一致。

在三相电压型变换器中，通过改变在PWM控制周期T的期间输出的电压向量V0～V7的组合种类和输出时间，能够输出平均任意大小、相位的电压。电压向量控制部件11选择该电压向量V0～V7的组合种类并决定输出时间。

通过式(1)决定各相的电压指令Vu、Vv、Vw。

$\left.\begin{array}{c}\mathrm{Vu}=a\·\frac{\mathrm{Vdc}}{\sqrt{3}}\·\sin \mathrm{\θ}\\ \mathrm{Vv}=a\·\frac{\mathrm{Vdc}}{\sqrt{3}}\·\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ \mathrm{Vw}=a\·\frac{\mathrm{Vdc}}{\sqrt{3}}\·\sin (\mathrm{\θ}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right\}\·\·\·\left(1\right)$

该式(1)中的相位θ随着时间的经过而增加，但在短的PWM控制周期T的期间中可以认为是一定。

如图8所示，与当前的PWM控制周期T中的相位θ的值对应地，选择电压向量V0～V7的组合种类。如图8所示，相位θ的范围是0≤θ<π/3、π/3≤θ<2π/3、2π/3≤θ<π、π≤θ<4π/3、4π/3≤θ<5π/3、5π/3≤θ<2π的6个。选择的电压向量的个数是8个中的4个，但其组合在相位θ的每个范围中都不同。其中，电压向量V0、V7包含在所有组合中。

在图8中，在当前的PWM控制周期T中的相位θ例如位于0≤θ<π/3的范围时，选择的电压向量的组合是V1、V2、V0、V7。通过下式(2)分别决定输出该选择出的电压向量V1、V2、V0、V7的时间t1、t2、t0、t7。

$\left.\begin{array}{c}{t}_1=a\&CenterDot;T\&CenterDot;\sin (\frac{\mathrm{\&pi;}}{3}-\mathrm{\&theta;})\\ t_2=a\&CenterDot;T\&CenterDot;\sin \mathrm{\&theta;}\\ t_0=\frac{T}{2}(1-a\&CenterDot;T\&CenterDot;\sin (\frac{\mathrm{\&pi;}}{3}+\mathrm{\&theta;}))\\ t_7=\frac{T}{2}(1-a\&CenterDot;T\&CenterDot;\sin (\frac{\mathrm{\&pi;}}{3}+\mathrm{\&theta;}))\end{array}\right\}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(2\right)$

即，图4所示的电压向量控制部件11的输出状态表示PWM控制周期T中的相位θ位于0≤θ<π/3的范围时的输出状态。以后，使用它进行说明。在PWM控制周期T中的相位θ为0≤θ<π/3以外的区域中，在式(2)中，通过代替θ而使用θ除以π/3的余数，来求出输出选择出的电压向量的时间。

接着，参照图9、图10说明电压向量调整部件12的动作。另外，图9是说明图4所示的电压向量调整部件的动作的流程图。图10是说明调整了电压向量后的情况下的磁通向量的轨迹的图。

在图9中，如果如上所述相位θ位于0≤θ<π/3的范围，则电压向量调整部件12读入电压向量控制部件11输出的电压向量的输出时间t1、t2、t0、t7(步骤ST10)，判断零电压向量的输出时间的合计t0+t7是否比最小零电压向量输出时间Tz长(步骤ST11)。

在其结果是零电压向量的输出时间的合计t0+t7比最小零电压向量输出时间Tz长的情况下(步骤ST11：Yes)，将读入的输出时间t1、t2、t0、t7原样地作为调整后的输出时间t1’、t2’、t0’、t7’(步骤ST12)。

另一方面，在零电压向量的输出时间的合计t0+t7比最小零电压向量输出时间Tz短的情况下(步骤ST11：No)，调整电压向量的输出时间使得t0’+t7’＝Tz。这时，通过式(3)～式(6)求出调整后的电压向量的输出时间t1’、t2’、t0’、t7’，并且不改变电压向量V1、V2的输出时间的相对比(步骤ST13)。

t1’＝(T-Tz)×t1/(t1+t2)       ......(3)

t2’＝(T-Tz)×t2/(t1+t2)       ......(4)

t0’＝Tz/2                     ......(5)

t7’＝Tz/2                     ......(6)

然后，将在步骤ST12或步骤ST13中调整了的电压向量V0、V1、V2、V7的输出时间t0’、t1’、t2’、t7’输出到起辉脉冲产生部件13(步骤ST14)。另外，原样地使用由电压向量控制部件11选择出的电压向量V0、V1、V2、V7并输出到起辉脉冲产生部件13。

如上所述，在调整了电压向量的情况下，如果描绘对电压进行积分得到的磁通向量轨迹，则得到图10。在图10(1)中，展示了电压向量调整前的PWM控制周期的一个周期的磁通向量的轨迹A。在图10(2)中，展示了电压向量的调整后的磁通向量的轨迹A’。确保了最小零电压向量输出时间的结果是，前次的磁通向量的轨迹A变成轨迹A’，并且轨迹变短。图10(3)是重叠地描绘图10的(1)和(2)的图。

在图10(1)、(2)中，磁通向量Φ0、Φ7分别是与零电压向量V0、V7对应的磁通向量。零电压向量V0、V7没有大小，因此磁通向量Φ0、Φ7即使时间经过也收敛为1点。磁通向量Φ1是与电压向量V1对应的磁通向量。磁通向量Φ1的大小为电压向量V1的大小和输出时间的积。磁通向量Φ2是与电压向量V2对应的磁通向量。磁通向量Φ2的大小为电压向量V2的大小和输出时间的积。磁通向量Φ1、Φ2与电压向量V1、V2一样，具有π/3[rad]的相位差。

在以V0→V1→V2→V7的顺序输出电压向量的情况下，磁通向量的轨迹A、A’成为Φ0→Φ1→Φ2→Φ7的顺序。在负载是感应电动机的情况下，磁通向量相当于定子磁通，因此选择电压向量的种类和输出时间，使得由电压向量调整部件12调整电压向量前的磁通向量的轨迹A沿着圆弧平滑地推移，则能够求出在由电压向量调整部件12调整了电压向量后，磁通向量的轨迹A’也沿着圆弧平滑地推移。

即，在增加零电压向量V0、V7的输出时间，使得不改变电压向量V1、V2的输出时间的相对比的情况下，调整前的磁通向量的轨迹A(图10(1))在调整后变化为轨迹A’(图10(2))，但如图10(3)所示，连接轨迹A’的PWM控制周期T中的开始点和终点的三角形与连接轨迹A的开始点和终点的三角形相似。因此，在周期T充分短而将圆弧看作是直线的状态下，轨迹A’的终点与轨迹A同样地存在于圆弧上。因此，如果调整电压向量使得不改变电压向量V1、V2的输出时间的相对比，则能够使调整后的磁通向量的轨迹A’也沿着圆弧平滑地推移。

接着，参照图6和图11，说明起辉脉冲产生部件13的动作。另外，图11是说明图4所示的起辉脉冲产生部件的动作的时序图。起辉脉冲产生部件13根据电压向量调整部件12输出的电压向量V1、V2、V0、V7、调整后的电压向量的输出时间t1’、t2’、t0’、t7’，生成各IGBT元件的开关信号PQ1～PQ6。即，图6展示了电压向量和接通的IGBT元件的关系。如图11所示，通过用定时器等设置电压向量V1、V2、V0、V7的输出时间t1’、t2’、t0’、t7’，能够生成IGBT元件Q1～Q6的开关信号PQ1～PQ6。

接着，参照图12～图13，说明将零电压向量的输出时间保持为大于等于最小零电压向量输出时间Tz的冲击电压抑制效果。另外，图12是说明电压向量的推移和线间电压的关系的图。图13是展示着眼于脉冲极性、零电压向量输出时间、零电压向量以外的向量输出时间时抽出的线间电压图形的图。

在此，考虑PWM控制周期T的2个周期中的电压向量的推移。如果根据向量的对称性，只考虑相位θ为0≤θ<π/3的范围，则如以下(1)、(2)所示，表示电压向量的推移。

(1)V0→V1→V2→V7→V2→V1→V0

(2)V7→V2→V1→V0→V1→V2→V7

所以，在相位θ从0≤θ<π/3的范围转移到π/3≤θ<2π/3的范围时，产生与上述(1)、(2)不同的以下(3)、(4)所代表的电压向量的推移。

(3)V0→V1→V2→V7→V2→V3→V0

(4)V7→V2→V1→V0→V3→V2→V7

图12同时展示了以上(1)～(4)所示的4种电压向量的推移和线间电压波形。根据图12，可以理解为线间电压的脉冲有以下的情况：夹着零电压向量在同极性上变化的情况；夹着零电压向量在不同极性上变化的情况。图13展示了着眼于脉冲极性、零电压向量的输出时间、零电压向量以外的电压向量输出时间时从该图12抽出的线间电压图形。在图13中，展示了针对零电压向量的输出时间的长短和零电压向量以外的电压向量的输出时间的长短的组合，夹着零电压向量在同极性上变化的线间电压图形1、夹着零电压向量在不同极性上变化的线间电压图形2。图12所示的所有线间电压变化被分类为图13所示的8种。

另外，图14展示了在图13所示的线间电压变化的各个情况下产生的冲击电压的大小。如图14所示那样，对于零电压向量输出时间长的情况的(1-3)、(1-4)、(2-3)、(2-4)，不产生超过直流母线电压Vdc的2倍的冲击电压。与此相对，对于零电压向量输出时间短的情况的(1-1)、(1-2)、(2-1)、(2-2)，产生了超过直流母线电压Vdc的2倍的冲击电压。因此可以知道，如果适当地选择零电压向量的输出时间，则能够抑制超过直流母线电压Vdc的2倍的冲击电压的产生。

如上所述，在本实施例1中，在2个零电压向量输出时间的合计比最小零电压向量输出时间短的情况下，不改变零电压向量以外的2个电压向量的输出时间的相对比例地，调整4个电压向量输出时间，使得2个零电压向量输出时间的合计与最小零电压向量输出时间相等。

因此，根据本实施例1，能够得到始终大于等于一定值的零电压向量输出时间，因此能够在零电压向量输出过程中使IGBT元件的开关所伴随的共振现象衰减，能够有效地抑制超过直流母线电压Vdc的2倍的冲击电压。

另外，电压向量输出时间的调整以作为根据三相电压指令生成的三相共通的参数的电压向量的输出时间为对象，因此能够得到通过一次的调整就在所有相中抑制冲击电压的效果。进而，通过电压向量调整的处理，还能够使抑制冲击电压所伴随的磁通向量轨迹的偏离收敛为最小限。

实施例2

图15是说明本发明的实施例2的电力变换器的控制装置所具备的电压向量调整部件的动作的流程图。在本实施例2的电力变换器的控制装置中，在实施例1(图4)所示的结构中，向电压向量调整部件12追加了若干的功能。即，本实施例2的电压向量调整部件12通过图15所示的步骤，调整电压向量控制部件11输出的电压向量的输出时间，而进行确保大于等于一定值的零电压向量输出时间的情况和设置为0的情况双方下的调整动作。以下，参照图15说明本实施例2的电压向量调整部件12的动作。另外，在图15中，向与图9所示的处理步骤一样的处理步骤附加相同的符号。在此，以与本实施例2有关的部分为中心进行说明。

在图15中，在零电压向量的输出时间的合计t0+t7比最小零电压向量输出时间Tz短的情况下(步骤ST11：No)，在本实施例2中，还判断零电压向量的输出时间的合计t0+t7是否比最小零电压向量输出时间Tz的1/2长(步骤ST20)。

然后，在零电压向量的输出时间的合计t0+t7比最小零电压向量输出时间Tz的1/2长的情况下(步骤ST20：Yes)，与实施例1一样进行步骤ST13的处理，但在零电压向量的输出时间的合计t0+t7比最小零电压向量输出时间Tz的1/2短的情况下(步骤ST20：No)，调整电压向量的输出时间使得t0’＝t7’＝0(步骤ST21)。这时，还依照式(3)进行调整使得不改变电压向量V1、V2的输出时间的相对比。

其结果是，在步骤ST14中，向起辉脉冲产生部件13输出在步骤ST12、步骤ST13、步骤ST21的任意一个中调整了的电压向量V0、V1、V2、V7的输出时间t0’、t1’、t2’、t7’。另外，电压向量控制部件11所选择的电压向量V0、V1、V2、V7与实施例1一样，原样使用并输出到起辉脉冲产生部件13。

如上所述，根据实施例2，在零电压向量的输出时间的合计t0+t7比最小零电压向量输出时间Tz短的情况下，以t0+t7＝Tz/2为分界，将零电压向量的输出时间的合计值设置为最小零电压向量输出时间Tz，或者设置为0。因此，在实施例2中，能够适用四舍五入的考虑方法，调整电压向量还能够减小零电压向量输出时间的平均误差。

接着，参照在实施例1中使用的图13和图14，说明将零电压向量的输出时间设置为0而产生的冲击电压抑制效果。在图13和图14的(1-1)、(1-2)中，输出短零电压向量的情况成为产生超过直流母线电压Vdc的2倍的冲击电压的原因。在图14的(1-1)、(1-2)中，在没有零电压向量的情况下，(1-1)、(1-2)分别成为一个短脉冲和一个长脉冲，并与(1-3)、(1-4)的半周期中的波形等价。

因此，虽然能够适用的情况是被限定的，但可以知道通过将零电压向量的输出时间设置为0，能够抑制超过直流母线电压Vdc的2倍的冲击电压的产生。

如上所述，根据本实施例2，通过以四舍五入的考虑方法，选择设置为大于等于一定值的零电压向量输出时间、或者将零电压向量输出时间设置为0，能够抑制超过直流母线电压Vdc的2倍的冲击电压。另外，电压向量输出时间的调整以作为根据三相电压指令生成的三相共通的参数的电压向量的输出时间为对象，因此能够得到通过一次的调整就在所有相中抑制冲击电压的效果。进而，通过电压向量调整的处理，还能够使抑制冲击电压所伴随的磁通向量轨迹的偏离收敛为最小限。

另外，在以上的说明中，将零电压向量的输出时间的合计t0+t7作为最小零电压向量输出时间Tz、或者将是否为0的边界设置为Tz/2，但边界并不只限于Tz/2，当然可以在0～Tz的范围内自由地进行设置。另外，根据本实施例2中的说明，在实施例1中，可以考虑以下的例子：将边界设置在0处，将零电压向量的输出时间的合计值提升到最小零电压向量输出时间Tz。相反，也可以将边界设置在最小零电压向量输出时间Tz处，并使零电压向量的输出时间的合计值下降为0。

实施例3

图16是展示本发明的实施例3的电力变换器的控制装置的结构的框图。在本实施例3中，构成要素与实施例1一样，但展示了将PWM控制周期的例如2个控制周期作为一个单位进行控制的情况下的结构例子。另外，各周期中的控制相位θ的考虑方法与实施例1一样，在此考虑0≤θ<π/3的范围。

在图16中，电压向量控制部件21用在实施例1中说明了的方法，从电力变换器的各相的电压指令值Vu、Vv、Vw中，选择电力变换器在PWM控制的2个控制周期中输出的电压向量(在图示的例子中，为(V0_1、V1_1、V2_1、V7_1)(V0_2、V1_2、V2_2、V7_2))，并计算其输出时间(to_1、t1_1、t2_1、t7_1)(t0_2、t1_2、t2_2、t7_2)。

电压向量调整部件22用后述的方法(图17)，将从电压向量控制部件21输入的电压向量(在图示的例子中为(V0_1、V1_1、V2_1、V7_1)(V0_2、V1_2、V2_2、V7_2))原样地输出，同时调整并输出该电压向量的输出时间(t0_1、t1_1、t2_1、t7_1)(t0_2、t1_2、t2_2、t7_2)，使得零电压向量输出时间大于等于一定值(t0_1’、t1_1’、t2_1’、t7_1’)(t0_2’、t1_2’、t2_2’、t7_2’)。

起辉脉冲产生部件23用在实施例1中说明了的方法，根据从电压向量调整部件22输入的电压向量和由电压向量调整部件22调整后的电压向量的输出时间，生成构成电力变换器的各半导体开关元件的开关信号(PQ1、PQ2、PQ3、PQ4、PQ5、PQ6、PQ7)。

电压向量控制部件21、起辉脉冲产生部件23分别只是将实施例1(图4)中的电压向量控制部件11、起辉脉冲产生部件13扩展到PWM控制周期的2个周期中，因此省略详细的说明。在此，以下参照图17，说明电压向量调整部件22的动作。另外，图17是说明图16所示的电压向量调整部件22的动作的流程图。

在图17中，如果控制相位θ位于0≤θ<π/3的范围内，则电压向量调整部件22读入电压向量控制部件21输出的电压向量的输出时间(t0_1、t1_1、t2_1、t7_1)(t0_2、t1_2、t2_2、t7_2)(步骤ST31)，判断各周期中的零电压向量的输出时间的合计(t0_1+t7_1)(t0_2+t7_2)的一个或双方是否比最小零电压向量输出时间Tz长(步骤ST32)。

其结果是在各周期中的零电压向量的输出时间的合计(t0_1+t7_1)(t0_2+t7_2)都比最小零电压向量输出时间Tz长的情况下(步骤ST32：Yes)，将读入的输出时间t1_1、t2_1、t0_1、t7_1、t1_2、t2_2、t0_2、t7_2原样地作为调整后的输出时间t1_1’、t2_1’、t0_1’、t7_1’、t1_2’、t2_2’、t0_2’、t7_2’(步骤ST33)。

另一方面，在各周期中的零电压向量的输出时间的合计(t0_1+t7_1)(t0_2+t7_2)的一个或双方比最小零电压向量输出时间Tz短的情况下(步骤ST32：No)，判断跨过2个周期的零电压向量的输出时间的合计(t0_1+t7_1+t0_2+t7_2)是否比最小零电压向量输出时间Tz长(步骤ST34)。

在其结果是跨过2个周期的零电压向量的输出时间的合计(t0_1+t7_1+t0_2+t7_2)比最小零电压向量输出时间Tz长的情况下(步骤ST34：Yes)，在步骤ST35中，将存在于2个周期的中间的零电压向量的输出时间设置为0(t7_1’＝t7_2’＝0)，并将该时间分配到存在于2个周期的两端的零电压向量的输出时间中(t0_1’＝t0_2’＝(t0_1+t7_1+t0_2+t7_2)/2)。另外，零电压向量以外的非零电压向量的输出时间原样地作为调整后的非零电压向量的输出时间(t1_1’＝t1_1，t2_1’＝t2_1，t1_2’＝t1_2，t2_2’＝t2_2)。

另一方面，在跨过2个周期的零电压向量的输出时间的合计(t0_1+t7_1+t0_2+t7_2)比最小零电压向量输出时间Tz短的情况下(步骤ST34：No)，在步骤ST36中，将存在于2个周期的中间的零电压向量的输出时间设置为0(t7_1’＝t7_2’＝0)，并调整电压向量的输出时间，使得存在于2个周期的两端的零电压向量的输出时间t0_1’、t0_2’成为最小零电压向量输出时间Tz的一半(t0_1’＝t0_2’＝Tz/2)。

这时，依照式(3)进行调整，使得电压向量V1_1、V2_1、V1_2、V2_2的输出时间的相对比不变。即，调整为t1_1’＝(T-Tz/2){t1_1/(t1_1+t2_1)}，t2_1’＝(T-Tz/2){t2_1/(t1_1+t2_1)}，t1_2’＝(T-Tz/2){t1_2/(t1_2+t2_2)}，t2_2’＝(T-Tz/2){t2_2/(t1_2+t2_2)}。

然后，将在步骤ST33、步骤ST35、步骤ST36的任意一个中调整了的2个周期的电压向量V0_1、V1_1、V2_1、V7_1、V0_2、V1_2、V22、V7_2的输出时间t0_1’、t1_1’、t2_1’、t7_1’、t0_2’、t1_2’、t2_2’、t7_2’输出到起辉脉冲产生部件23(步骤ST37)。另外，将由电压向量控制部件21选择出的2个周期的电压向量V0_1、V1_1、V2_1、V7_1、V0_2、V1_2、V22、V7_2原样地输出到起辉脉冲产生部件23。

如上所述，根据本实施例3，将PWM控制周期的2个周期作为一个单位来调整电压向量，因此通过将存在于各周期的终端的零电压向量的输出时间设置为0，能够使剩下的零电压向量的输出时间成为2倍。其结果是，如果观察PWM控制周期的一个周期，则到零电压向量的输出时间的合计小于最小零电压向量输出时间Tz的1/2为止，不需要改变非零电压向量的输出时间的合计，因此能够减小误差。根据该方法，由于将零电压向量的输出时间确保为大于等于最小零电压向量输出时间的一定值、或者为0，所以能够抑制超过直流母线电压Vdc的2倍的冲击电压。

另外，电压向量输出时间的调整以作为根据三相电压指令生成的三相共通的参数的电压向量的输出时间为对象，因此能够得到通过一次的调整就在所有相中抑制冲击电压的效果。进而，通过电压向量调整的处理，还能够使抑制冲击电压所伴随的磁通向量轨迹的偏离收敛为最小限。

另外，在实施例3中，为了容易理解而说明了将PWM控制周期的2个周期作为对象调整电压向量的输出时间的情况，但作为对象的周期并不特别限于2个周期，当然可以在2个或2个以上周期的范围内自由进行设置。

实施例4

图18是说明本发明的实施例4的电力变换器的控制装置所具备的电压向量调整部件的动作的流程图。在本实施例4的电力变换器的控制装置中，在实施例3(图16)所示的结构中，向电压向量调整部件22追加了若干的功能。即，本实施例4的电压向量调整部件22通过图18所示的步骤，对电压向量控制部件21在PWM控制的2个控制周期中输出的电压向量的输出时间进行调整，进行调整动作使得在一定的情况下使在2个周期内相同的电压向量的输出时间合并等。以下，参照图18说明本实施例4的电压向量调整部件22的动作。另外，在图18中，向与图17所示的处理步骤相同的处理步骤附加相同的符号。在此，以与本实施例4有关的部分为中心进行说明。

在图18中，在步骤ST34的判断处理中，在跨过2个周期的零电压向量的输出时间的合计(t0_1+t7_1+t0_2+t7_2)比最小零电压向量输出时间Tz长的情况下(步骤ST34：Yes)，在步骤ST41中，将在2个周期内输出相同的电压向量的时间合并为一个。即，调整为t1_1’＝t1_1+t1_2，t2_1’＝t2_1+t2_2，t0_1’＝t7_1’＝(t0_1+t7_1+t0_2+t7_2)/2。另外，将第2个周期的各电压向量的输出时间设置为0。即，t1_2’＝t2_2’＝t0_2’＝t7_2’＝0。

另一方面，在跨过2个周期的零电压向量的输出时间的合计(t0_1+t7_1+t0_2+t7_2)比最小零电压向量输出时间Tz短的情况下(步骤ST34：No)，在步骤ST42中，在将在2个周期内输出相同的电压向量的时间合并为一个的同时，调整电压向量的输出时间使得合并后的零电压向量的输出时间t0_1’、t7_1’成为最小零电压向量输出时间Tz的一半(t0_1’＝t7_1’＝Tz/2)

这时，依照式(3)，使电压向量V1_1、V2_1、V1_2、V2_2的输出时间的相对比不变。即，调整为t1_1’＝(2T-Tz){(t1_1+t1_2)/(t1_1+t2_1+t1_2+t2_2)}，t2_1’＝(2T-Tz){(t2_1+t2_2)/(t1_1+t2_1+t1_2+t2_2)}。另外，将第2个周期的各电压向量的输出时间设置为0。即，t1_2’＝t2_2’＝t0_2’＝t7_2’＝0。

然后，将在步骤ST33、步骤ST41、步骤ST42的任意一个中调整了的2个周期的电压向量V0_1、V1_1、V2_1、V7_1、V0_2、V1_2、V2_2、V7_2的输出时间t0_1’、t1_1’、t2_1’、t7_1’、t0_2’、t1_2’、t2_2’、t7_2’输出到起辉脉冲产生部件23(步骤ST37)。另外，将由电压向量控制部件21选择出的2个周期的电压向量V0_1、V1_1、V2_1、V7_1、V0_2、V1_2、V2_2、V7_2原样地输出到起辉脉冲产生部件23。

如上所述，根据本实施例4，在将PWM控制周期的2个周期作为一个单位来调整电压向量时，通过将在2个周期内输出相同的电压向量的时间合并为一个，能够使包含零电压向量在内的各电压向量的输出时间成为2倍。其结果是，如果观察PWM控制周期的一个周期，则到零电压向量的输出时间的合计小于最小零电压向量输出时间Tz的1/2为止，不需要改变非零电压向量的输出时间的合计，因此能够减小误差。根据该方法，由于始终确保最小零电压向量时间，所以能够抑制超过直流母线电压Vdc的2倍的冲击电压。

另外，电压向量输出时间的调整以作为根据三相电压指令生成的三相共通的参数的电压向量的输出时间为对象，因此能够得到通过一次的调整就在所有相中抑制冲击电压的效果。进而，通过电压向量调整的处理，还能够使抑制冲击电压所伴随的磁通向量轨迹的偏离收敛为最小限。

另外，在实施例4中，为了容易理解而说明了将PWM控制周期的2个周期作为对象调整电压向量的输出时间的情况，但与实施例3一样，作为对象的周期并不特别限于2个周期，当然可以在2个或2个以上周期的范围内自由进行设置。

实施例5

图19是展示本发明的实施例5的电力变换器的控制装置的结构的框图。另外，在图19中，向与图4所示的结构相同或同等的构成要素附加相同的符号。在此，以与本实施例5有关的部分为中心进行说明。

如图19所示，在本实施例5中，在图4所示的结构中，代替电压向量调整部件12而设置电压向量调整部件31，并追加延迟部件32。

延迟部件32使由电压向量调整部件31调整输出的各电压向量及其输出时间延迟一个周期，并提供给电压向量调整部件31。在图示的例子中，延迟部件32将延迟了一个周期的电压向量V0_p、V1_p、V2_p、V7_p、延迟了一个周期的输出时间t0_p、t1_p、t2_p、t7_p提供给电压向量调整部件31。

电压向量调整部件31如实施例1所说明的那样，对电压向量控制部件11输出的电压向量的输出时间进行调整并输出，使得零电压向量输出时间成为大于等于一定值，但在此时，也使用经由延迟部件32得到的PWM控制周期的一个周期前的调整时间进行调整。

接着，参照图20，说明本实施例5的电力变换器的控制装置所具备的电压向量调整部件31的动作。另外，图20是说明图19所示的电压向量调整部件31的动作的流程图。在图20中，向与图9所示的处理步骤相同或同等的处理步骤附加相同的符号。

在图20中，电压向量调整部件31读入从电压向量控制部件11输入的电压向量的输出时间t1、t2、t0、t7、从延迟部件32输入的PWM控制周期的一个周期前调整输出的电压向量V1_p、V2_p、V0_p、V7_p、其输出时间t1_p、t2_p、t0_p、t7_p(步骤ST51)，由于零电压向量的输出时间有可能为0，所以判断在前次(PWM控制周期的一个周期前)最后输出的向量是否是零电压向量(步骤ST52)。

如果其结果是前次最后输出的向量是零电压向量(步骤ST52：Yes)，则本次分支到从零电压向量开始的情况，判断零电压向量的输出时间的合计t0+t7是否比最小零电压向量输出时间Tz长(步骤ST11)。

然后，在零电压向量的输出时间的合计t0+t7比最小零电压向量输出时间Tz长的情况下(步骤ST11：Yes)，将本次的输出时间t1、t2、t0、t7原样地作为输出时间t1’、t2’、t0’、t7’(步骤ST12)。

另一方面，在步骤ST11中零电压向量的输出时间的合计t0+t7比最小零电压向量输出时间Tz短的情况下(步骤ST11：No)，判断零电压向量的输出时间的合计t0+t7是否比最小零电压向量输出时间Tz的1/2长(步骤ST53)。在其结果是零电压向量的输出时间的合计t0+t7比最小零电压向量输出时间Tz的1/2长的情况下(步骤ST53：Yes)，将周期的最初输出的零电压向量V0的输出时间t0’调整为零电压向量的输出时间的合计t0+t7(t0’＝t0+t7)，并将周期的最后输出的零电压向量V7的输出时间设置为0(t7’＝0)。另外，非零电压向量的输出时间t1、t2原样地作为调整后的输出时间t1’、t2’(步骤ST54)。

另外，在步骤ST53中零电压向量的输出时间的合计t0+t7比最小零电压向量输出时间Tz的1/2短的情况下(步骤ST53：No)，在步骤ST55中，将周期的最初输出零电压向量V0的输出时间调整为最小零电压向量输出时间Tz的1/2，并将周期的最后输出的零电压向量V7的输出时间设置为0(t7’＝0)。另外，依照式(3)调整非零电压向量V1、V2的输出时间t1、t2，使得不改变电压向量V1、V2的输出时间的相对比。即，调整为t1’＝(T-Tz/2){t1/(t1+t2)}，t2’＝(T-Tz/2){t2/(t1+t2)}。

另外，如果前次最后输出的向量不是零向量(步骤ST52：No)，则本次分支到从非零电压向量开始的情况，在步骤ST56中零电压向量的输出时间的合计t0+t7比最小零电压向量输出时间Tz的1/2长的情况下(步骤ST56：Yes)，将周期最初输出的零电压向量V0的输出时间设置为0(t0’＝0)，将周期的最后输出的零电压向量V7的输出时间调整为零电压向量的输出时间的合计t0+t7(t7’＝t0+t7)。另外，非零电压向量V1、V2的输出时间原样地作为调整了本次的输出时间t1、t2的输出时间t1’、t2’(步骤ST57)。

另外，在步骤ST56中零电压向量的输出时间的合计t0+t7比最小零电压向量输出时间Tz的1/2短的情况下(步骤ST56：No)，在步骤ST58中，将周期的最初输出的零电压向量V0的输出时间设置为0(t0’＝0)，将周期的最后输出的零电压向量V7的输出时间调整为最小零电压向量输出时间Tz的1/2(t7’＝Tz/2)。这时，依照式(3)调整非零电压向量V1、V2的输出时间，使得不改变电压向量V1、V2的输出时间的相对比。即，调整为t1’＝(T-Tz/2){t1/(t1+t2)}，t2’＝(T-Tz/2){t2/(t1+t2)}。

然后，将在步骤ST12、步骤ST54、步骤ST55、步骤ST57、步骤ST58的任意一个中调整了的电压向量V0、V1、V2、V7的输出时间t0’、t1’、t2’、t7’输出到起辉脉冲产生部件13(步骤ST14)。另外，原样地使用电压向量控制部件11所选择出的电压向量V0、V1、V2、V7并输出地到起辉脉冲产生部件13。

如上所述，根据本实施例5，通过调整电压向量的输出时间使得存在于PWM控制周期的最初和最后的零电压向量结合为一个，而能够使零电压向量的输出时间成为2倍。其结果是，到零电压向量的输出时间的合计小于最小零电压向量输出时间Tz的1/2为止，不需要改变非零电压向量的输出时间的合计，因此能够减小误差。根据该方法，由于将零电压向量的输出时间确保为大于等于最小零电压向量输出时间的一定值、或者为0，所以能够抑制超过直流母线电压Vdc的2倍的冲击电压。

另外，电压向量输出时间的调整以作为根据三相电压指令生成的三相共通的参数的电压向量的输出时间为对象，因此能够得到通过一次的调整就在所有相中抑制冲击电压的效果。进而，通过电压向量调整的处理，还能够使抑制冲击电压所伴随的磁通向量轨迹的偏离收敛为最小限。

实施例6

图21是说明本发明的实施例6的电力变换器的控制装置所具备的电压向量调整部件的动作的流程图。在本实施例6的电力变换器的控制装置中，在实施例5(图19)所示的结构中，向电压调整部件31追加了若干的功能。即，本实施例6的电压向量调整部件31利用前次的PWM控制周期的最后输出的零电压向量的输出时间进行调整动作，而决定本次的PWM控制周期的最初输出的零电压向量的输出时间。以下，参照图21，说明本实施例6的电压向量调整部件31的动作。另外，在图21中，向与图20所示的处理步骤相同的处理步骤附加相同的符号。在此，以与本实施例6有关的部分为中心进行说明。

在图21中，电压向量调整部件31如果读入了从电压向量控制部件11输入的电压向量的输出时间t1、t2、t0、t7、从延迟部件32输入的PWM控制周期的一个周期前调整输出的电压向量V1_p、V2_p、V0_p、V7_p、其输出时间t1_p、t2_p、t0_p、t7_p(步骤ST51)，则判断在前次(PWM控制周期的一个周期前)最后输出的零电压向量的输出时间t0_p和本次最初输出的零电压向量的输出时间t0的合计时间是否比最小零电压向量输出时间Tz长(步骤ST61)。

在其结果是零电压向量的输出时间的合计t0_p+t0比最小零电压向量输出时间Tz长的情况下(步骤ST61：Yes)，将本次的输出时间t1、t2、t0、t7原样地作为调整后的输出时间t1’、t2’、t0’、t7’(步骤ST12)。另一方面，在零电压向量的输出时间的合计t0_p+t0比最小零电压向量输出时间Tz短的情况下(步骤ST61：No)，进而判断零电压向量的输出时间的合计t0_p+t0+t7是否比最小零电压向量输出时间Tz长(步骤ST62)。

然后，在零电压向量的输出时间的合计t0_p+t0+t7比最小零电压向量输出时间Tz长的情况下(步骤ST62：Yes)，对周期最初输出的零电压向量V0的输出时间t0’进行调整，使得零电压向量的输出时间的合计t0_p+t0与最小零电压向量输出时间Tz相等(t0’＝Tz-t0_p)，并将周期最后输出的零电压向量V7的输出时间t7’调整为剩下的时间t0+t7-t0’(t7’＝t0+t7-t0’)。另外，非零电压向量的输出时间t1、t2原样地作为调整后的输出时间t1’、t2’(步骤ST63)。

另一方面，在零电压向量的输出时间的合计t0_p+t0+t7比最小零电压向量输出时间Tz短的情况下(步骤ST62：No)，对周期最初输出的零电压向量V0的输出时间t0’进行调整，使得零电压向量的输出时间的合计t0_p+t0与最小零电压向量输出时间Tz相等(t0’＝Tz-t0_p)，并且将周期最后输出的零电压向量V7的输出时间设置为0(t7’＝0)。另外，依照式(3)调整非零电压向量的输出时间t1、t2，使得不改变电压向量V1、V2的输出时间的相对比。即，调整为t1’＝(T-Tz+t0_p){t1/(t1+t2)}，t2’＝(T-Tz+t0_p){t2/(t1+t2)}(步骤ST64)。

然后，将在步骤ST12、步骤ST63、步骤ST64的任意一个中调整了的电压向量V0、V1、V2、V7的输出时间t0’、t1’、t2’、t7’输出到起辉脉冲产生部件13(步骤ST14)。另外，原样地使用电压向量控制部件11所选择出的电压向量V0、V1、V2、V7并输出地到起辉脉冲产生部件13。

如上所述，根据本实施例6，通过利用前次的PWM控制周期的最后输出的零电压向量的输出时间，决定本次的PWM控制周期的最初输出的零电压向量的输出时间，而在零电压向量跨过了PWM控制周期的情况下，也能够可靠地确保最小零电压向量时间。因此，能够确实地抑制超过直流母线电压Vdc的2倍的冲击电压。

另外，电压向量输出时间的调整以作为根据三相电压指令生成的三相共通的参数的电压向量的输出时间为对象，因此能够得到通过一次的调整就在所有相中抑制冲击电压的效果。进而，通过电压向量调整的处理，还能够使抑制冲击电压所伴随的磁通向量轨迹的偏离收敛为最小限。

实施例7

图22是展示本发明的实施例7的电力变换器的控制装置的结构的框图。另外，在图22中，向与图4所示的结构相同或同等的构成要素附加相同的符号。在此，以与本实施例7有关的部分为中心进行说明。

如图22所示，在本实施例7中，在图4所示的结构中，代替电压向量调整部件12而设置电压向量调整部件41，并追加延迟部件42。

电压向量调整部件41如实施例1所说明的那样，调整电压向量控制部件11输出的电压向量的输出时间并输出，使得零电压向量输出时间大于等于一定值，但在本实施例7中，具有输出调整所伴随的误差Err的功能，将经由延迟部件42输入的PWM控制周期的一个周期前的误差Err用于一个周期后的电压向量调整中。

接着，参照图22～图24，说明本实施例7的电力变换器的控制装置中的电压向量调整部件41的动作。另外，图23是说明图22所示的电压向量调整部件41的动作的流程图。图24是说明图22所示的电压向量调整部件所进行的误差计算的动作的图。

首先，在图23中，电压向量调整部件41同时读入电压向量控制部件11输出的电压向量的输出时间t1、t2、t0、t7、前次(PWM控制周期的一个周期前)计算出的误差Err_p(步骤ST71)，修正电压向量的输出时间t1、t2、t0、t7从而修正前次的误差Err_p(步骤ST72)。

即，在步骤ST72中，将输出时间t1修正为t1(1+Err_p)。将输出时间t2修正为t2(1+Err_p)。然后，使用新的输出时间t1、t2，将输出时间t0、t7修正为(T-t1-t2)/2。接着，通过在实施例2(图15)中说明了的步骤，确保最小零电压向量输出时间Tz、或者删除零电压向量输出时间(步骤ST11～ST21)。

接着，计算所得到的调整后的电压向量V1、V2的输出时间t1’、t2’与之前在步骤ST72中修正了的电压向量V1、V2的输出时间t1、t2的误差Err。即进行Err＝(t1+t2—t1’—t2’)/(t1+t2)的计算(步骤ST73)。然后，输出所得到调整后的电压向量V1、V2、V0、V7的输出时间t1’、t2’、t0’、t7’和误差Err(步骤ST74)。另外，同样地，原样使用电压向量控制部件11选择出的电压向量V1、V2、V0、V7并输出到起辉脉冲产生部件13。

接着，参照图24，说明误差Err的计算方法。在图24(1)中，展示了电压向量调整前的PWM控制周期的2个周期的磁通向量的轨迹A、B。轨迹A是前次周期的轨迹，轨迹B是本次周期的轨迹。在图24(2)中，展示了电压向量调整后的磁通向量的轨迹A’、B’。确保了最小零电压向量输出时间的结果是，前次的磁通向量的轨迹A成为轨迹A’，并且轨迹变短了。图24(3)是重叠描绘了图24的(1)和(2)的图。

在此，在本次的PWM控制周期中，考虑通过描绘由轨迹B’所示那样的轨迹，从而使调整前和调整后的磁通向量轨迹的终点一致。如在实施例1(图10)中所说明了的那样，在依照式(3)对电压向量进行调整，使得不改变零电压向量以外的电压向量的输出时间的相对比的情况下，轨迹A的三角形与轨迹A’的三角形是相似形状。同样地，轨迹B的三角形与轨迹B’的三角形也是相似形状。

在角度Δθa和角度Δθb充分小的情况下，由于可以将圆弧看作是直线，所以轨迹A、B和轨迹A’、B’的不同可以只看作是对作为圆弧的直线进行2分割时的分割比例的不同。由于调整前的轨迹A和轨迹B的分割比例是1∶1，所以在用轨迹A中变短的部分补足轨迹B’而使合计的值相等的情况下，只要知道轨迹A和轨迹A’的比就可以。因此，使用通过以下式(7)～式(9)的任意一个得到的误差Err。

Err＝(t1-t1’)/t1                    ......(7)

Err＝(t2-t2’)/t2                    ......(8)

Err＝{t1+t2-(t1’+t2’)}/(t1+t2)     ......(9)

如果导入该误差Err，则通过使用前次的误差Err_p，使电压向量的输出时间t1、t2成为(1+Err_p)倍，能够排除前次调整的影响地使本次的磁通向量轨迹的终点与希望的点一致。

这样，根据本实施例7，在设置大于等于一定值的零电压向量输出时间、或者将零电压向量输出时间设置为0而进行调整的情况下，能够修正调整误差，因此能够可靠地抑制超过直流母线电压Vdc的2倍的冲击电压，能够使抑制冲击电压所伴随的磁通向量轨迹的偏离收敛为最小限。另外，电压向量输出时间的调整以作为根据三相电压指令生成的三相共通的参数的电压向量的输出时间为对象，因此能够得到通过一次的调整就在所有相中抑制冲击电压的效果。

实施例8

图25是说明本发明的实施例8的电力变换器的控制装置所具备的电压向量调整部件的动作的流程图。另外，在图25中，向与图9(实施例1)所示的处理步骤相同或同等的步骤附加相同的符号。在此，以与本实施例8有关的部分为中心进行说明。

在本实施例8中，展示了在实施例1(图4)所示的电力变换器的控制装置中，在将在实施例2(图15)中说明了的零电压向量的输出时间调整为0的情况下作为例外没有考虑的事项(不适合点)的对策例子(步骤ST81～ST85)。

即，如果着眼于图12(1)，则在除去了零电压向量V7的情况下，对于线间电压Vvw、Vwu没有问题，但线间电压Vuv成为夹着电压向量V2而存在2个电压向量V1的脉冲的形式。如果将电压向量V2置换为零电压向量，则成为图14的(1-2)的情况。即，在将零电压向量的输出时间调整为0的情况下，由于非零电压向量的输出时间，有可能产生冲击电压。在本实施例8中，在这样的情况下，适用确保最小零电压向量输出时间的考虑方法。以下，参照图25进行说明。

在图25中，在将零电压向量的输出时间调整为0的情况下(步骤ST21)，判断电压向量V1的调整后的输出时间t1’是否比最小零电压向量输出时间Tz的1/2短(步骤ST81)。在其结果是电压向量V1的调整后的输出时间t1’比最小零电压向量输出时间Tz的1/2短的情况下(步骤ST81的Yes)，进行再调整使得输出时间t1’成为t1’＝Tz/2。另外，将电压向量V2的调整后的输出时间t2’再调整为t2’＝T-Tz/2(步骤ST82)。

另一方面，在电压向量V1的调整后的输出时间t1’比最小零电压向量输出时间Tz的1/2长的情况下(步骤ST81的No)，判断零电压向量V2的调整后的输出时间t2’是否比最小零电压向量输出时间Tz的1/2短(步骤ST83)。

在其结果是电压向量V2的调整后的输出时间t2’比最小零电压向量输出时间Tz的1/2短的情况下(步骤ST83的：Yes)，将调整后的输出时间t2’再调整为t2’＝Tz/2。这时，将电压向量V1的调整后的输出时间t1’再调整为t1’＝T-Tz/2(步骤ST84)。

另外，在电压向量V2的调整后的输出时间t2’比最小零电压向量输出时间Tz的1/2长的情况下(步骤ST83的：No)，不对在步骤ST11～ST21中调整了的输出时间t1’、t2’、t0’、t7’进行再调整(步骤ST85)。

另外，在以上说明中，在零电压向量以外的电压向量的输出时间小于最小零电压向量输出时间Tz的1/2的情况下，提升为Tz/2，但也可以如实施例2所说明了的那样，进行四舍五入或下降。

这样，根据本实施例8，能够对在将零电压向量的输出时间调整为0的情况下可能产生的与零电压向量以外的电压向量输出时间有关的冲击电压进行限制，能够确实地抑制超过直流母线电压Vdc的2倍的冲击电压。另外，能够得到只对作为三相共通的参数的电压向量输出时间进行调整就在所有相中抑制冲击电压的效果。进而，通过电压向量调整的处理，还能够使抑制冲击电压所伴随的磁通向量轨迹的偏离收敛为最小限。

实施例9

图26是说明本发明的实施例9的电力变换器的控制装置所具备的电压向量调整部件的动作的流程图。另外，在图25中，向与图20(实施例5)所示的处理步骤相同或同等的步骤附加相同的符号。在此，以与本实施例9有关的部分为中心进行说明。

在本实施例9中，展示了在实施例5(图19)所示的电力变换器的控制装置中，在图20中说明了的在将零电压向量的输出时间调整为0的情况下作为例外没有考虑的事项(不适合点)的对策例子(步骤ST90～ST93)。

即，在冲击电压的产生图形为图14的(2-1)、(2-2)的情况下，即使除去了零电压向量，也会造成没有抑制电动机端线间电压的冲击电压的情况。因此，如果着眼于图12的(3)、(4)，则可以知道在图12的(4)中会产生图14的(2-1)、(2-2)的现象，但在图12的(3)中不会产生。以下再次说明相位θ从0≤θ<π/3的范围转移到π/3≤θ<2π/3的范围时的电压向量的推移。

(3)V0→V1→V2→V7→V2→V3→V0

(4)V7→V2→V1→V0→V3→V2→V7

在此，在除去了零电压向量的情况下，成为下式。

(3)’V0→V1→V2→(V7)→V2→V3→V0

(4)’V7→V2→V1→(V0)→V3→V2→V7

比较(3)’、(4)’可以知道，如果使除去零电压向量前后的电压向量相同，则不会出现图14的(2-1)、(2-2)的现象，能够抑制冲击电压。

另外，在图26中，在代替了图20所示的最初的步骤ST51的步骤ST90中，读入从电压向量控制部件11输入的电压向量V1、V2、V0、V7、其输出时间t1、t2、t0、t7、从延迟部件32输入的PWM控制周期的一个周期前调整输出的电压向量V1_p、V2_p、V0_p、V7_p、其输出时间t1_p、t2_p、t0_p、t7_p。然后，在步骤ST57或步骤ST58中将零电压向量的输出时间调整为0的情况下，判断前次最后输出的电压向量是否与本次最初输出的电压向量相同(步骤ST91)。

在其结果是前次最后输出的电压向量与本次最初输出的电压向量相同的情况下(步骤ST91：Yes)，由于是上述(3)，的情况，所以什么也不做前进到步骤ST93。另一方面，在前次最后输出的电压向量与本次最初输出的电压向量不同的情况下(步骤ST91：No)，由于是上述(4)’的情况，所以将本次最初输出的电压向量变更为前次最后输出的电压向量(步骤ST92)，前进到步骤ST93。在步骤ST93中，输出调整后的电压向量的输出时间t1’、t2’、t0’、t7’、电压向量V1’、V2’、V0’、V7’。另外，在从步骤ST12、ST54、ST55前进到步骤ST93的情况下，将由电压向量控制部件11选择出的电压向量V0、V1、V2、V7原样地作为V0’、V1’、V2’、V7’，并输出到起辉脉冲产生部件13。

这样，根据实施例9，能够避免在将零电压向量的输出时间设置为0的情况下产生的图14的(2-1)、(2-2)的情况，能够可靠地抑制超过直流母线电压Vdc的2倍的冲击电压。另外，在冲击电压的抑制中，能够得到只对作为三相共通的参数的电压向量的输出时间进行调整就在所有相中抑制冲击电压的效果。在此，在实施例1～9的说明中，说明了抑制超过直流母线电压Vdc的2倍的冲击电压的产生的个别方法，但也可以组合使用实施例1～9的2个或2个以上。省略对该情况下的结构的说明，但在组合了的情况下，也至少能够将零电压向量的输出时间确保为大于等于一定值、或者通过设置为0而抑制超过直流母线电压Vdc的2倍的冲击电压。另外，电压向量输出时间的调整以作为根据三相电压指令生成的三相共通的参数的电压向量的输出时间为对象，因此能够得到通过一次的调整就在所有相中抑制冲击电压的效果。进而，通过电压向量调整的处理，还能够使抑制冲击电压所伴随的磁通向量轨迹的偏离收敛为最小限。

另外，在实施例1～9的说明中，为了使抑制冲击电压所伴随的磁通向量轨迹的偏离收敛为最小限，而进行调整使得零电压向量以外的电压向量的输出时间的相对比例不变化，但如果只是以抑制冲击电压为目的，则也可以改变相对比例。这根据与冲击电压的抑制有关的实施例1的说明可以知道。

在该情况下，通过将零电压向量的输出时间确保为大于等于一定值、或者设置为0，能够抑制超过直流母线电压Vdc的2倍的冲击电压。另外，电压向量输出时间的调整以作为根据三相电压指令生成的三相共通的参数的电压向量的输出时间为对象，因此能够得到通过一次的调整就在所有相中抑制冲击电压的效果。

本发明适合于在电力变换器和负载的连接电缆长的情况下作为电力变换器的控制装置使用。

Claims (10)

1.一种通过脉冲宽度调制控制来控制输出电压的电力变换器的控制装置，其特征在于包括：

根据上述电力变换器的电压指令值，决定上述电力变换器在上述脉冲宽度调制控制的一个控制周期内输出的电压向量、输出该电压向量的时间的电压向量控制装置；

原样地输出从上述电压向量控制装置输入的电压向量，并且调整该电压向量的输出时间的电压向量调整装置；

根据由上述电压向量调整装置原样输出了的电压向量和由上述电压向量调整装置调整后的电压向量的输出时间，产生使构成上述电力变换器的半导体开关元件开、关的信号的起辉脉冲产生装置，其中

上述电压向量调整装置判断零电压向量的输出时间的合计是否比最小零电压向量输出时间长，在长的情况下，将上述电压向量的输出时间作为调整后的输出时间原样地输出，在短的情况下，调整上述电压向量的输出时间使得上述零电压向量的输出时间的合计成为上述最小零电压向量输出时间。

2.一种通过脉冲宽度调制控制来控制输出电压的电力变换器的控制装置，其特征在于包括：

根据上述电力变换器的电压指令值，决定上述电力变换器在上述脉冲宽度调制控制的一个控制周期内输出的电压向量、输出该电压向量的时间的电压向量控制装置；

原样地输出从上述电压向量控制装置输入的电压向量，并且调整该电压向量的输出时间的电压向量调整装置；

根据由上述电压向量调整装置原样输出了的电压向量和由上述电压向量调整装置调整后的电压向量的输出时间，产生使构成上述电力变换器的半导体开关元件开、关的信号的起辉脉冲产生装置，其中

上述电压向量调整装置判断零电压向量的输出时间的合计是否比最小零电压向量输出时间长，在长的情况下，将上述电压向量的输出时间作为调整后的输出时间原样地输出，在短的情况下，判断该零电压向量的输出时间的合计是否比最小零电压向量输出时间的1/2长，在长的情况下，将零电压向量输出时间的合计调整为上述最小零电压向量输出时间，在短的情况下，将上述零电压向量输出时间调整为0。

3.一种通过脉冲宽度调制控制来控制输出电压的电力变换器的控制装置，其特征在于包括：

根据上述电力变换器的电压指令值，决定上述电力变换器在上述脉冲宽度调制控制的2个控制周期内输出的电压向量、输出该电压向量的时间的电压向量控制装置；

原样地输出从上述电压向量控制装置输入的电压向量，并且调整该电压向量的输出时间的电压向量调整装置；

根据由上述电压向量调整装置原样输出了的电压向量和由上述电压向量调整装置调整后的电压向量的输出时间，产生使构成上述电力变换器的半导体开关元件开、关的信号的起辉脉冲产生装置，其中

上述电压向量调整装置判断各周期中的零电压向量的输出时间的合计的双方是否比最小零电压向量输出时间长，在长的情况下，将上述电压向量的输出时间作为调整后的输出时间原样地输出，在各周期中的零电压向量的输出时间的合计的一方或双方比最小零电压向量的输出时间短的情况下，判断2个控制周期内的全部零电压向量的输出时间的合计是否比最小零电压向量的输出时间长，在长的情况下，将存在于上述2个控制周期的中间的零电压向量的输出时间设定为0，并将其分配给存在于上述2个控制周期的两端的零电压向量的输出时间，在短的情况下，将存在于上述2个控制周期的中间的零电压向量的输出时间设定为0，并调整电压向量的输出时间，使得存在于上述2个控制周期的两端的零电压向量的输出时间为最小零电压向量输出时间的一半。

4.一种通过脉冲宽度调制控制来控制输出电压的电力变换器的控制装置，其特征在于包括：

根据上述电力变换器的电压指令值，决定上述电力变换器在上述脉冲宽度调制控制的2个控制周期内输出的电压向量、输出该电压向量的时间的电压向量控制装置；

原样地输出从上述电压向量控制装置输入的电压向量，并且调整该电压向量的输出时间的电压向量调整装置；

根据由上述电压向量调整装置原样输出了的电压向量和由上述电压向量调整装置调整后的电压向量的输出时间，产生使构成上述电力变换器的半导体开关元件开、关的信号的起辉脉冲产生装置，其中

上述电压向量调整装置判断各周期中的零电压向量的输出时间的合计的双方是否比最小零电压向量输出时间长，在长的情况下，将上述电压向量的输出时间作为调整后的输出时间原样地输出，在各周期中的零电压向量的输出时间的合计的一方或双方比最小零电压向量的输出时间短的情况下，判断上述2个控制周期内的全部零电压向量的输出时间的合计是否比最小零电压向量输出时间长，在长的情况下，将上述2个控制周期内相同的电压向量的输出时间合并为1个，将第2个控制周期中的各电压向量的输出时间设定为0，在短的情况下，将上述2个控制周期内相同的电压向量的输出时间合并为1个，并且进行调整使得合并后的零电压向量的输出时间为上述最小零电压向量输出时间的一半。

5.一种通过脉冲宽度调制控制来控制输出电压的电力变换器的控制装置，其特征在于包括：

根据上述电力变换器的电压指令值，决定上述电力变换器在上述脉冲宽度调制控制的各控制周期内输出的电压向量、输出该电压向量的时间的电压向量控制装置；

原样地输出从上述电压向量控制装置输入的电压向量，并且调整该电压向量的输出时间的电压向量调整装置；

根据由上述电压向量调整装置原样输出了的电压向量和由上述电压向量调整装置调整后的电压向量的输出时间，产生使构成上述电力变换器的半导体开关元件开、关的信号的起辉脉冲产生装置；

使上述电压向量调整装置输出的电压向量和上述调整后的电压向量的输出时间延迟一个控制周期的量，并输出到上述电压向量调整装置的延迟装置，其中

上述电压向量调整装置判断在第1控制周期的最后输出的向量是否是零电压向量，

在上述第1控制周期的最后输出的向量是零电压向量的情况下，判断在上述第1控制周期的下一个的第2控制周期中从上述电压向量控制装置输入的零电压向量的输出时间的合计是否比最小零电压向量输出时间长，在长的情况下，将在上述第2控制周期中从上述电压向量控制装置输入的电压向量的输出时间作为调整后的输出时间原样地输出，在短的情况下，判断在上述第2控制周期中从上述电压向量控制装置输入的零电压向量的输出时间的合计是否比最小零电压向量输出时间的1/2长，在长的情况下，将在上述第2控制周期的最初输出的零电压向量的输出时间调整为在上述第2控制周期中从上述电压向量控制装置输入的零电压向量的输出时间的合计，将最后输出的零电压向量的输出时间设定为0，在短的情况下，将在上述第2控制周期的最初输出的零电压向量的输出时间调整为最小零电压向量输出时间的1/2，将最后输出的零电压向量的输出时间设定为0，

在上述第1控制周期的最后输出的向量不是零电压向量的情况下，判断在上述第2控制周期中从上述电压向量控制装置输入的零电压向量的输出时间的合计是否比最小零电压向量输出时间的1/2长，在长的情况下，将在上述第2控制周期的最初输出的零电压向量的输出时间设定为0，将最后输出的零电压向量的输出时间调整为在上述第2控制周期中从上述电压向量控制装置输入的零电压向量的输出时间的合计，在短的情况下，将在上述第2控制周期的最初输出的零电压向量的输出时间设定为0，将最后输出的零电压向量的输出时间调整为最小零电压向量输出时间的1/2。

6.一种通过脉冲宽度调制控制来控制输出电压的电力变换器的控制装置，其特征在于包括：

根据上述电力变换器的电压指令值，决定上述电力变换器在上述脉冲宽度调制控制的各控制周期内输出的电压向量、输出该电压向量的时间的电压向量控制装置；

原样地输出从上述电压向量控制装置输入的电压向量，并且调整该电压向量的输出时间的电压向量调整装置；

根据由上述电压向量调整装置原样输出了的电压向量和由上述电压向量调整装置调整后的电压向量的输出时间，产生使构成上述电力变换器的半导体开关元件开、关的信号的起辉脉冲产生装置；

使上述电压向量调整装置输出的电压向量和上述调整后的电压向量的输出时间延迟一个控制周期的量，并输出到上述电压向量调整装置的延迟装置，其中

上述电压向量调整装置判断在第1控制周期的最后调整输出的零电压向量的输出时间和在上述第1控制周期的下一个的第2控制周期中从上述电压向量控制装置最初输入的零电压向量的输出时间的合计是否比最小零电压向量输出时间长，在长的情况下，将在上述第2控制周期中从上述电压向量控制装置输入的电压向量的输出时间作为调整后的输出时间原样地输出，在短的情况下，判断零电压向量的输出时间的合计是否比最小零电压向量输出时间长，在长的情况下，将在上述第2控制周期的最初输出的零电压向量的输出时间调整为从上述最小零电压向量输出时间减去了在上述第1控制周期的最后调整输出的零电压向量的输出时间的时间，将在上述第2控制周期的最后输出的零电压向量的输出时间调整为从在上述第2控制周期中从上述电压向量控制装置输入的零电压向量的合计减去了在上述第2控制周期的最初输出的零电压向量的输出时间的时间，在短的情况下，将在上述第2控制周期的最初输出的零电压向量的输出时间调整为从上述最小零电压向量输出时间减去了在上述第1控制周期的最后调整输出的零电压向量的输出时间的时间，将在上述第2控制周期的最后输出的零电压向量的输出时间设定为0。

7.一种通过脉冲宽度调制控制来控制输出电压的电力变换器的控制装置，其特征在于包括：

根据上述电力变换器的电压指令值，决定上述电力变换器在上述脉冲宽度调制控制的各控制周期内输出的电压向量、输出该电压向量的时间的电压向量控制装置；

原样地输出从上述电压向量控制装置输入的电压向量，并且调整该电压向量的输出时间的电压向量调整装置；

根据由上述电压向量调整装置原样输出了的电压向量和由上述电压向量调整装置调整后的电压向量的输出时间，产生使构成上述电力变换器的半导体开关元件开、关的信号的起辉脉冲产生装置；

使上述电压向量调整装置输出的上述电压向量的输出时间调整所伴随的误差延迟一个控制周期的量，并输出到上述电压向量调整装置的延迟装置，其中

上述电压向量调整装置具有计算出在第1控制周期中从上述电压向量控制装置输入的电压向量的输出时间被调整所伴随的误差的功能，针对在上述第1控制周期的下一个的第2控制周期中从上述电压向量控制装置输入的电压向量的输出时间进行了从上述延迟装置输入的上述误差的修正后的电压向量的输出时间，判断零电压向量的输出时间的合计是否比最小零电压向量输出时间长，在长的情况下，将修正后的电压向量的输出时间作为调整后的输出时间原样地输出，在短的情况下，判断该零电压向量的输出时间的合计是否比最小零电压向量输出时间的1/2长，在长的情况下，将零电压向量输出时间的合计调整为上述最小零电压向量输出时间，在短的情况下，将上述零电压向量输出时间调整为0。

8.根据权利要求1所述的电力变换器的控制装置，其特征在于：

上述电压向量调整装置不改变零电压向量以外的电压向量的输出时间的相对比例地对零电压向量的输出时间进行调整。

9.根据权利要求2所述的电力变换器的控制装置，其特征在于：

上述电压向量调整装置在将零电压向量的输出时间调整为0的情况下，进行调整使得零电压向量以外的电压向量的输出时间大于等于一定值。

10.根据权利要求5所述的电力变换器的控制装置，其特征在于：

上述电压向量调整装置在将零电压向量的输出时间调整为0的情况下，判断在上述第1控制周期的最后输出的电压向量和在上述第2周期中最初输出的电压向量是否不同，在不同的情况下，将在上述第2周期中最初输出的电压向量变更为在上述第1周期的最后输出的电压向量，在相同的情况下，不进行变更。

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