JP2753288B2 - Ｐｗｍインバータの制御方法およびその制御装置ならびにｐｗｍインバータシステム - Google Patents
Ｐｗｍインバータの制御方法およびその制御装置ならびにｐｗｍインバータシステムInfo
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- H03K—PULSE TECHNIQUE
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は交流電動機を可変速駆動するPWMインバータ
のゲート信号を発生する方法および、そのシステムに関
する。
のゲート信号を発生する方法および、そのシステムに関
する。
PWMインバータのゲート信号を発生する方法の１つと
して、例えば特開昭50−25592号公報に開示されている
ような２つの電圧ベクトルと零ベクトルを用いて電圧ベ
クトルが磁束円上を沿うようにゲート信号を決定する方
法が知られている。この場合、零ベクトルの大きさ（時
間）は制御周期（サンプリングタイム）内で２つの電圧
ベクトルが保持される時間の余り時間として割当てられ
る。この方法ではPWMインバータのスイツチング周波数
はサンプリングタイム中の電圧ベクトル，零ベクトルの
組合がいくつあるかによつて決められる。即ち、サンプ
リングタイム内での電圧ベクトルと零ベクトルの組合が
多くなればなる程、PWMインバータのスイツチング周波
数は増加する。
して、例えば特開昭50−25592号公報に開示されている
ような２つの電圧ベクトルと零ベクトルを用いて電圧ベ
クトルが磁束円上を沿うようにゲート信号を決定する方
法が知られている。この場合、零ベクトルの大きさ（時
間）は制御周期（サンプリングタイム）内で２つの電圧
ベクトルが保持される時間の余り時間として割当てられ
る。この方法ではPWMインバータのスイツチング周波数
はサンプリングタイム中の電圧ベクトル，零ベクトルの
組合がいくつあるかによつて決められる。即ち、サンプ
リングタイム内での電圧ベクトルと零ベクトルの組合が
多くなればなる程、PWMインバータのスイツチング周波
数は増加する。
上記従来技術ではサンプリングタイム内で電圧ベクト
ル及び零ベクトルの大きさが磁束の角速度で変わること
によつてこれらのベクトルを出力する何れかの継続時間
の大きさが零となるため、PWMインバータのスイツチン
グ周波数が低減する。この結果、電圧波形の歪が多くな
り、電動機の騒音も増加するという問題があつた。
ル及び零ベクトルの大きさが磁束の角速度で変わること
によつてこれらのベクトルを出力する何れかの継続時間
の大きさが零となるため、PWMインバータのスイツチン
グ周波数が低減する。この結果、電圧波形の歪が多くな
り、電動機の騒音も増加するという問題があつた。
本発明の目的は空間ベクトル方式のPWM制御におい
て、PWMインバータのスイツチング周波数を固定化する
方法を提案することにある。また、本発明の他の目的は
従来PWMインバータのスイツチング周波数が低減する領
域で、電圧利用率を向上させしかも電圧波形歪の少ない
制御方法を提案するにある。
て、PWMインバータのスイツチング周波数を固定化する
方法を提案することにある。また、本発明の他の目的は
従来PWMインバータのスイツチング周波数が低減する領
域で、電圧利用率を向上させしかも電圧波形歪の少ない
制御方法を提案するにある。
上記目的を達成するため、（ｎ−１）時点で得られた
磁束ベクトル とｎ時点で得られる磁束ベクトル との差ベクトル（以下偏差ベクトル）（ｎ）を複数の
単位電圧ベクトルを用いて合成する際、必ず所定の大き
さ（継続時間）を持つ零ベクトル或は電圧ベクトルが含
まれるように合成ベクトルを生成し、このベクトルを使
つてPWMインバータのスイツチング素子のゲート信号を
発生するようにしたものである。
磁束ベクトル とｎ時点で得られる磁束ベクトル との差ベクトル（以下偏差ベクトル）（ｎ）を複数の
単位電圧ベクトルを用いて合成する際、必ず所定の大き
さ（継続時間）を持つ零ベクトル或は電圧ベクトルが含
まれるように合成ベクトルを生成し、このベクトルを使
つてPWMインバータのスイツチング素子のゲート信号を
発生するようにしたものである。
一定の大きさを持つ磁束円上を電圧ベクトルと零ベク
トルの合成電圧ベクトル（大きさ一定）が動く場合、磁
束の回転位相によつて電圧ベクトル及び零ベクトルの大
きさは変動する。回転位相によつて電圧ベクトル或は零
ベクトルの大きさは零になる場合がある。即ち、磁束の
角速度が大きくなる程、一定の大きさを持つ磁束円上を
合成電圧ベクトルが動くようにするには電圧ベクトルの
大きさを大きくしなければならない。このため、磁束の
角速度が増加する程、合成電圧ベクトル中の零ベクトル
の占める割合は減少して、電圧ベクトルが占める割合は
増加する。従つて、インバータ周波数が高い領域では零
ベクトルの大きさが零になる場合が多くなる。零ベクト
ルの大きさが零になると、合成電圧ベクトルの持続時間
をサンプリングタイムTsに一致させると、Ts時間の全て
を電圧ベクトルが占めることになり、PWMインバータの
スイツチング周波数は減少する。
トルの合成電圧ベクトル（大きさ一定）が動く場合、磁
束の回転位相によつて電圧ベクトル及び零ベクトルの大
きさは変動する。回転位相によつて電圧ベクトル或は零
ベクトルの大きさは零になる場合がある。即ち、磁束の
角速度が大きくなる程、一定の大きさを持つ磁束円上を
合成電圧ベクトルが動くようにするには電圧ベクトルの
大きさを大きくしなければならない。このため、磁束の
角速度が増加する程、合成電圧ベクトル中の零ベクトル
の占める割合は減少して、電圧ベクトルが占める割合は
増加する。従つて、インバータ周波数が高い領域では零
ベクトルの大きさが零になる場合が多くなる。零ベクト
ルの大きさが零になると、合成電圧ベクトルの持続時間
をサンプリングタイムTsに一致させると、Ts時間の全て
を電圧ベクトルが占めることになり、PWMインバータの
スイツチング周波数は減少する。
一方、磁束の角速度が小さくなると、逆の現象即ち、
電圧ベクトルが零になる場合が増加サンプリングタイム
Tsの時間の全てを零ベクトルが占めるようになり、やは
りPWMインバータのスイツチング周波数は減少する。
電圧ベクトルが零になる場合が増加サンプリングタイム
Tsの時間の全てを零ベクトルが占めるようになり、やは
りPWMインバータのスイツチング周波数は減少する。
本発明では予め最小時間ΔＴだけ電圧ベクトル及び零
ベクトルの大きさを常に確保するように合成電圧ベクト
ル決めている。このため、磁束の回転角速度が変化して
電圧ベクトル或は零ベクトルの何れが零になつても、予
め最小時間ΔＴを持つ電圧ベクトル、或は零ベクトルが
合成電圧ベクトルに残る。このため、PWMインバータの
スイツチング周波数は磁束の位相、或は角速度が変化し
ても合成電圧ベクトルで決まる周波数に固定化される。
ベクトルの大きさを常に確保するように合成電圧ベクト
ル決めている。このため、磁束の回転角速度が変化して
電圧ベクトル或は零ベクトルの何れが零になつても、予
め最小時間ΔＴを持つ電圧ベクトル、或は零ベクトルが
合成電圧ベクトルに残る。このため、PWMインバータの
スイツチング周波数は磁束の位相、或は角速度が変化し
ても合成電圧ベクトルで決まる周波数に固定化される。
以下、本発明の一実施例を第１図により説明する。第
１図は本発明の構成を示したものである。３相の交流電
源10はコンバータ20に接続され、コンバータ20の出力端
子は平滑コンデンサ30を介して複数のスイツチング素子
等で構成されたPWMインバータ40の入力端子に接続され
る。ここでコンバータ20及びPWMインバータ40の回路構
成は公知の回路構成を用いれば良いため、その詳細は省
略する。
１図は本発明の構成を示したものである。３相の交流電
源10はコンバータ20に接続され、コンバータ20の出力端
子は平滑コンデンサ30を介して複数のスイツチング素子
等で構成されたPWMインバータ40の入力端子に接続され
る。ここでコンバータ20及びPWMインバータ40の回路構
成は公知の回路構成を用いれば良いため、その詳細は省
略する。
PWMインバータ40の出力端子U,V,Wの各端子は交流電動
機50のU,V,Wの各端子に接続される。
機50のU,V,Wの各端子に接続される。
次に、PWMインバータ40のゲートを制御する制御回路
の構成を述べる。
の構成を述べる。
インバータ角周波数指令ωＲ、磁束指令φＲはそれぞ
れポテンシヨメータ60,61により設定されるように構成
される。ポテンシヨメータ60,61の出力端子はワンチツ
プマイクロコンピユータ70のA/D変換器（図示省略）の
入力端子に接続される。ワンチツプマイクロコンピユー
タ70にはこの他メモリRAM,EPROMタイマ等が内蔵されて
いるがこれも省略する。ワンチツプマイクロコンピユー
タ70のデータバスはタイマモジユール80,81のデータバ
スラインに接続され、70のI/OポートＧは、80,81のゲー
ト端子G0,G1,G2,G3,G4,G5に接続される。この他、ワン
チツプマイクロコンピユータ70がタイマモジユール80,8
1にデータを書き込めるようにするにはアドレスバスも
必要であるが、第１図ではこれは省略しており、基本構
成のみを示している。
れポテンシヨメータ60,61により設定されるように構成
される。ポテンシヨメータ60,61の出力端子はワンチツ
プマイクロコンピユータ70のA/D変換器（図示省略）の
入力端子に接続される。ワンチツプマイクロコンピユー
タ70にはこの他メモリRAM,EPROMタイマ等が内蔵されて
いるがこれも省略する。ワンチツプマイクロコンピユー
タ70のデータバスはタイマモジユール80,81のデータバ
スラインに接続され、70のI/OポートＧは、80,81のゲー
ト端子G0,G1,G2,G3,G4,G5に接続される。この他、ワン
チツプマイクロコンピユータ70がタイマモジユール80,8
1にデータを書き込めるようにするにはアドレスバスも
必要であるが、第１図ではこれは省略しており、基本構
成のみを示している。
タイマモジユール80,81にはそれぞれタイマが３個内
蔵されており、これらの出力端子C0,C1は排他論理和回
路90の入力端子、出力端子C2,C3は排他論理和回路91の
入力端子、出力端子C4,C5は排他論理和回路92の入力端
子にそれぞれ接続される。排他論理和回路90,91,92の出
力端子はゲート駆動回路100の入力端子に接続される。
蔵されており、これらの出力端子C0,C1は排他論理和回
路90の入力端子、出力端子C2,C3は排他論理和回路91の
入力端子、出力端子C4,C5は排他論理和回路92の入力端
子にそれぞれ接続される。排他論理和回路90,91,92の出
力端子はゲート駆動回路100の入力端子に接続される。
ゲート駆動回路100の出力端子はPWMインバータの各相
アームを構成する６個のスイツチング素子のゲートに接
続される。
アームを構成する６個のスイツチング素子のゲートに接
続される。
次に、PWM信号の制御方法とこの方法を用いた第１図
に示す回路動作について説明する。PWMインバータ40は
３相のインバータであるため、各相毎に点弧されるゲー
ト信号の組合せは23通り存在する。ここではスイツチン
グパターン即ち、ゲート信号の組合せを（U,V,W）と
し、各相のスイツチング素子が“ON"の状態を“1",“OF
F"の状態を“0"と表記する。例えば（1,0,0）はＵ相正
側アームのスイツチング素子が“ON",V相正側アームの
スイツチング素子が“OFF",W相正側アームのスイツチン
グ素子が“OFF"している状態を示す。なお、各相負側ア
ームのスイツチング素子は正側アームのスイツチング素
子に対して相補的に動作する。即ち、正側アームのスイ
ツチング素子が“ON"の時は負側アームのスイツチング
素子が“OFF"のように動作する。
に示す回路動作について説明する。PWMインバータ40は
３相のインバータであるため、各相毎に点弧されるゲー
ト信号の組合せは23通り存在する。ここではスイツチン
グパターン即ち、ゲート信号の組合せを（U,V,W）と
し、各相のスイツチング素子が“ON"の状態を“1",“OF
F"の状態を“0"と表記する。例えば（1,0,0）はＵ相正
側アームのスイツチング素子が“ON",V相正側アームの
スイツチング素子が“OFF",W相正側アームのスイツチン
グ素子が“OFF"している状態を示す。なお、各相負側ア
ームのスイツチング素子は正側アームのスイツチング素
子に対して相補的に動作する。即ち、正側アームのスイ
ツチング素子が“ON"の時は負側アームのスイツチング
素子が“OFF"のように動作する。
以上のようにスイツチングパターンを決めた場合（1,
0,0），（1,1,0），（0,1,0），（0,1,1），（0,0,
1），（1,0,1）の各状態は第２図のように表わされる。
ここで、上記の各成分を持つベクトルを単位電圧ベクト
ルと呼ぶことにする。上記の残りの成分を持つ（0,0,
0），（1,1,1）はPWMインバータの出力電圧を零にする
スイツチングパターンになる。そこで、これを単位零ベ
クトルと呼び、（0,0,0）を0,（1,1,1）を７で表わ
す。他の成分については第２図に示した表記法に従うも
のとする。
0,0），（1,1,0），（0,1,0），（0,1,1），（0,0,
1），（1,0,1）の各状態は第２図のように表わされる。
ここで、上記の各成分を持つベクトルを単位電圧ベクト
ルと呼ぶことにする。上記の残りの成分を持つ（0,0,
0），（1,1,1）はPWMインバータの出力電圧を零にする
スイツチングパターンになる。そこで、これを単位零ベ
クトルと呼び、（0,0,0）を0,（1,1,1）を７で表わ
す。他の成分については第２図に示した表記法に従うも
のとする。
磁束ベクトル と電動機に誘起される電圧ベクトル（ｔ）との間には
（１）式で示される関係がある。
（１）式で示される関係がある。
磁束ベクトルを と表わすと、この磁束ベクトル は半径φ０上の円軌跡を描き、電圧ベクトルＶ（ｔ）は
円軌跡の法線方向に沿つて動作する。ここで、（１）式
を差分形式で表わすと、（２）式で表わされる。
円軌跡の法線方向に沿つて動作する。ここで、（１）式
を差分形式で表わすと、（２）式で表わされる。
Ts:サンプリング周期 ここで、（２）式の左辺はｎ時点の磁束ベクトル と（ｎ−１）時点の磁束ベクトル との差ベクトルでこれを、偏差ベクトル（ｎ）で表わ
す。前記偏差ベクトル（ｎ）を単位電圧ベクトルv1〜
v6、単位零ベクトル0,７を用いて合成することを考
える。
す。前記偏差ベクトル（ｎ）を単位電圧ベクトルv1〜
v6、単位零ベクトル0,７を用いて合成することを考
える。
60゜位相差を持つ２つの単位電圧ベクトルi,ｊは
磁束ベクトルの位相によつて異なる。第２図に示す各区
間で、使用する単位電圧ベクトルを第３図に示す。
磁束ベクトルの位相によつて異なる。第２図に示す各区
間で、使用する単位電圧ベクトルを第３図に示す。
第４図は単位電圧ベクトルi,ｊ、単位零ベクトル
０（７）の各ベクトルを使つて偏差ベクトル
（ｎ）を合成する方法を図示したものである。（２）式
から偏差ベクトル（ｎ）の持続時間はサンプリングタ
イムTsに一致しなければならない。即ち、i,ｊを用
いて得られる電圧ベクトルi,ｊの大きさは単位電圧
ベクトルi,ｊとそれらの持続時間Ti,Tjの積であ
り、及び零ベクトル０の大きさは単位零ベクトル０
の大きさは単位零ベクトル０或は７と持続時間T0の
積で、次式を満足しなければならない。
０（７）の各ベクトルを使つて偏差ベクトル
（ｎ）を合成する方法を図示したものである。（２）式
から偏差ベクトル（ｎ）の持続時間はサンプリングタ
イムTsに一致しなければならない。即ち、i,ｊを用
いて得られる電圧ベクトルi,ｊの大きさは単位電圧
ベクトルi,ｊとそれらの持続時間Ti,Tjの積であ
り、及び零ベクトル０の大きさは単位零ベクトル０
の大きさは単位零ベクトル０或は７と持続時間T0の
積で、次式を満足しなければならない。
（ｎ）＝ｉ＋ｊ＋０ ＝Ti ｉ＋Tj ｊ＋T0 ０ …（３） Ts＝Ti＋Tj＋T0 …（４） 但し、持続時間Ti,Tjは（５），（６）式で表わされ
る。
る。
但し、ｌはＡ点からＢ点まで偏差ベクトル（ｎ）が
進んだ距離、すなわちサンプリングタイムTs内に進んだ
距離を表わし、次式で与えられる。
進んだ距離、すなわちサンプリングタイムTs内に進んだ
距離を表わし、次式で与えられる。
ｌ＝Δθ（ｎ）・φ０ …（７） Δθ（ｎ）＝ω1Ts …（８） ここで、Δｔは時間換算係数で、ω１は磁束ベクトル の回転角速度で、第１図のインバータ角周波数指令ωＲ
に一致する。（７）式は一定として求められるものであ
る。
に一致する。（７）式は一定として求められるものであ
る。
また、（５），（６）式の位相角αは使用する単位電
圧ベクトルによつて第５図のように与えられる。第５図
でθＲ ＊は磁束ベクトル の瞬時回転位相で、（９）式で与えられる。
圧ベクトルによつて第５図のように与えられる。第５図
でθＲ ＊は磁束ベクトル の瞬時回転位相で、（９）式で与えられる。
今、磁束ベクトル が角速度ω１で回転し、一定のサンプリングタイムTs毎
に動作しているものとする。（５），（６）式で与えら
れるi,ｊの合成ベクトルの持続時間Ti＋Tjは位相角
αが30゜で最大となる。角速度ω１が増加すると、Ts時
間内に偏差ベクトルの進む距離ｌが増加するため、（Ti
＋Tj）の大きさがサンプリングタイムTsを越る場合が出
現する。このような状態は最初位相角αが30゜時点で発
生し、ω１が増加するにつれて、その領域は30゜の位相
を中心に次第に拡大していく。
に動作しているものとする。（５），（６）式で与えら
れるi,ｊの合成ベクトルの持続時間Ti＋Tjは位相角
αが30゜で最大となる。角速度ω１が増加すると、Ts時
間内に偏差ベクトルの進む距離ｌが増加するため、（Ti
＋Tj）の大きさがサンプリングタイムTsを越る場合が出
現する。このような状態は最初位相角αが30゜時点で発
生し、ω１が増加するにつれて、その領域は30゜の位相
を中心に次第に拡大していく。
第６図はこのような状態を示したものである。第６図
（ｂ）は位相角αがＣからＤの区間にある場合零ベクト
ル０の持続時間T0が零になつている。即ち、この区間
で偏差ベクトル（ｎ）は零ベクトル０が消滅し、電
圧ベクトルi,ｊの和になる。従つて、このような区
間ではPWMインバータの出力電圧を零にするスイツチン
グパターンが無くなりPWMインバータのスイツチング周
波数が減少することになる。そこで、このようなスイツ
チング周波数の減少を次の方法で抑制する。電圧ベクト
ルi,ｊの合成電圧ベクトルの持続時間が（Ts−Δ
Ｔ）を以上にならないように、偏差ベクトル（ｎ）の
進む距離ｌに上限を設ける。その値は次式で制御され
る。
（ｂ）は位相角αがＣからＤの区間にある場合零ベクト
ル０の持続時間T0が零になつている。即ち、この区間
で偏差ベクトル（ｎ）は零ベクトル０が消滅し、電
圧ベクトルi,ｊの和になる。従つて、このような区
間ではPWMインバータの出力電圧を零にするスイツチン
グパターンが無くなりPWMインバータのスイツチング周
波数が減少することになる。そこで、このようなスイツ
チング周波数の減少を次の方法で抑制する。電圧ベクト
ルi,ｊの合成電圧ベクトルの持続時間が（Ts−Δ
Ｔ）を以上にならないように、偏差ベクトル（ｎ）の
進む距離ｌに上限を設ける。その値は次式で制御され
る。
即ち、（５），（６）式で用いる偏差ベクトルの持続
時間ｌΔｔは常に（10）式で与えられる（lmaxΔｔ）を
越えないようにする。
時間ｌΔｔは常に（10）式で与えられる（lmaxΔｔ）を
越えないようにする。
第７図はTi＋TjがTsを越えないような領域でこの制御
方法を使用した場合の零ベクトル０の持続時間（ａ）
と偏差ベクトル（ｎ）の大きさ（ｂ）（持続時間）の
位相角αに対する変化を示したものである。零ベクトル
０はΔＴの時間内で常に確保されるため、零ベクトル
０の消滅はこの方法で抑制され、スイツチング周波数
の減少を抑制することができる。
方法を使用した場合の零ベクトル０の持続時間（ａ）
と偏差ベクトル（ｎ）の大きさ（ｂ）（持続時間）の
位相角αに対する変化を示したものである。零ベクトル
０はΔＴの時間内で常に確保されるため、零ベクトル
０の消滅はこの方法で抑制され、スイツチング周波数
の減少を抑制することができる。
次に、磁束ベクトル の角速度ω１が減少すると、偏差ベクトル（ｎ）の大
きさは（７），（８）式に従つて減少して行く。この時
間がシステム上から決定されると最小時間ΔＴ（例えば
マイクロコンピユータ70のマシンサイクルなどに関する
時間）以下になると、零になる。この時、電圧ベクトル
i,ｊは消滅して、合成電圧ベクトルは零ベクトル
０のみになる。従つて、このような状態になつてもPWM
インバータのスイツチング周波数は減少する。そこで、
偏差ベクトル（ｎ）の持続時間ｌΔｔが下限値lminΔ
ｔ以下にならないようにする。すなわち、電圧ベクトル
i,ｊの持続時間が下限値Tmin以下にならないように
するためには（11）式を満足するようにする。
きさは（７），（８）式に従つて減少して行く。この時
間がシステム上から決定されると最小時間ΔＴ（例えば
マイクロコンピユータ70のマシンサイクルなどに関する
時間）以下になると、零になる。この時、電圧ベクトル
i,ｊは消滅して、合成電圧ベクトルは零ベクトル
０のみになる。従つて、このような状態になつてもPWM
インバータのスイツチング周波数は減少する。そこで、
偏差ベクトル（ｎ）の持続時間ｌΔｔが下限値lminΔ
ｔ以下にならないようにする。すなわち、電圧ベクトル
i,ｊの持続時間が下限値Tmin以下にならないように
するためには（11）式を満足するようにする。
以上から磁束ベクトル の角速度ω１が変化しても零ベクトル０及び電圧ベク
トルi,ｊが消滅（各ベクトルの持続時間が零）しな
いようにするには偏差ベクトル（ｎ）の持続時間ｌΔ
ｔが（12）式を満足するように制御すれば良い。
トルi,ｊが消滅（各ベクトルの持続時間が零）しな
いようにするには偏差ベクトル（ｎ）の持続時間ｌΔ
ｔが（12）式を満足するように制御すれば良い。
lminΔｔｌΔｔlmax・Δｔ …（12） （５），（６）式から求められた電圧ベクトルの持続
時間Ti,Tjが下限値Tmin以下及び上限値（Ts−ΔＴ）以
上にならないように電圧ベクトルの持続時間Ti,Tjの大
きさに上下限リミツタを付加しても、（12）式と等価な
関係は得られる。但し、この場合、電圧ベクトルの持続
時間Ti,Tjの各々の大きさがTminから（Ts−ΔＴ）以内
にあるかをチエツクする必要があり、ワンチツプマイク
ロコンピユータ70の処理時間は増える。
時間Ti,Tjが下限値Tmin以下及び上限値（Ts−ΔＴ）以
上にならないように電圧ベクトルの持続時間Ti,Tjの大
きさに上下限リミツタを付加しても、（12）式と等価な
関係は得られる。但し、この場合、電圧ベクトルの持続
時間Ti,Tjの各々の大きさがTminから（Ts−ΔＴ）以内
にあるかをチエツクする必要があり、ワンチツプマイク
ロコンピユータ70の処理時間は増える。
以上、述べた原理を使つてPWMインバータのゲート信
号を得るまでの動作について説明する。先ず、第８図の
フローチヤートを使つて、ワンチツプマイクロコンピユ
ータ70でカウンタC0,C1,C2,C3,C4,C5にセツトするデー
タを得るまでの演算過程を説明する。
号を得るまでの動作について説明する。先ず、第８図の
フローチヤートを使つて、ワンチツプマイクロコンピユ
ータ70でカウンタC0,C1,C2,C3,C4,C5にセツトするデー
タを得るまでの演算過程を説明する。
（ｉ）処理200A 第８図は割込み処理ルーチンを示している。割込みが
発生すると、先ず、200Aの処理が実行される。処理200A
はワンチツプマイクロコンピユータ70に内蔵されている
タイマにＴ＋Ts（T:現在のタイマの値）をセツトする。
タイマはTs時間経過すると割込み信号を発生する。この
処理は割込み信号が発生する度に行われるため、Tsなる
周期を持割込み信号が継続して発生する。
発生すると、先ず、200Aの処理が実行される。処理200A
はワンチツプマイクロコンピユータ70に内蔵されている
タイマにＴ＋Ts（T:現在のタイマの値）をセツトする。
タイマはTs時間経過すると割込み信号を発生する。この
処理は割込み信号が発生する度に行われるため、Tsなる
周期を持割込み信号が継続して発生する。
（ii）処理200B インバータ角周波数指令ωＲ即ち、磁束ベクトル の角速度ω１をA/D変換器を介して取込み、これとサン
プリングタイムTsとの積からサンプリングタイムTs内に
進む磁束ベクトル の偏差角Δθ（ｎ）を求める。
プリングタイムTsとの積からサンプリングタイムTs内に
進む磁束ベクトル の偏差角Δθ（ｎ）を求める。
（iii）処理200C 処理200Bで得られた偏差角Δθ（ｎ）を逐次加算し、
磁束ベクトル の瞬時位相θＲ ＊を求める。この処理ではθＲ ＊の値２
π（１周期）に相当する。θ０ ＊値との大小関係を比較
し、θＲ ＊がθ０ ＊を越えたらθＲ ＊の値を零にリセツ
トとする処理も行われる。この処理によつてθＲ ＊は周
期２πを持つ位相になる。
磁束ベクトル の瞬時位相θＲ ＊を求める。この処理ではθＲ ＊の値２
π（１周期）に相当する。θ０ ＊値との大小関係を比較
し、θＲ ＊がθ０ ＊を越えたらθＲ ＊の値を零にリセツ
トとする処理も行われる。この処理によつてθＲ ＊は周
期２πを持つ位相になる。
（iv）処理200D 処理200Cで得られた磁束ベクトルの瞬時位相θＲ ＊を
基に、θＲ ＊が第３図に示されるどの区間にあるかを判
定し、使用する単位電圧ベクトルi,ｊを決定する。
次にi,ｊに応じた位相角αを第５図に従つて演算す
る。
基に、θＲ ＊が第３図に示されるどの区間にあるかを判
定し、使用する単位電圧ベクトルi,ｊを決定する。
次にi,ｊに応じた位相角αを第５図に従つて演算す
る。
（ｖ）処理200E 磁束指令φＲをワンチツプマイクロコンピユータ70内
のA/D変換器を介して取込み、これと、処理200Bで得ら
れた偏差角Δθ（ｎ）との積を求め、これに時間換算係
数Δｔが乗じ、偏差ベクトル（ｎ）の持続時間ｌΔｔ
を求める。更に、リミツタ処理を行い、ｌΔｔが（12）
式を満足するように処理する。
のA/D変換器を介して取込み、これと、処理200Bで得ら
れた偏差角Δθ（ｎ）との積を求め、これに時間換算係
数Δｔが乗じ、偏差ベクトル（ｎ）の持続時間ｌΔｔ
を求める。更に、リミツタ処理を行い、ｌΔｔが（12）
式を満足するように処理する。
（vi）処理200F 位相角α、偏差ベクトルの持続時間ｌΔｔを使つて
（５），（６）式から電圧ベクトルi,ｊの持続時間
Ti,Tjを演算する。零ベクトル０の大きさT0はTs−（T
i＋Tj）から求める。この結果、偏差ベクトル（ｎ）
の合成電圧ベクトルTi ｉ＋Tj ｊ＋T0 ０が得られ
る。ここでは電圧ベクトルi,ｊ、零ベクトル０を
細分化して、スイツチング周波数を向上させる。例えば
２分割した場合を第９図，第10図に示す。この場合、偏
差ベクトル（ｎ）は次のように表わされる。
（５），（６）式から電圧ベクトルi,ｊの持続時間
Ti,Tjを演算する。零ベクトル０の大きさT0はTs−（T
i＋Tj）から求める。この結果、偏差ベクトル（ｎ）
の合成電圧ベクトルTi ｉ＋Tj ｊ＋T0 ０が得られ
る。ここでは電圧ベクトルi,ｊ、零ベクトル０を
細分化して、スイツチング周波数を向上させる。例えば
２分割した場合を第９図，第10図に示す。この場合、偏
差ベクトル（ｎ）は次のように表わされる。
ｅ（ｎ）＝T0′７＋Ti′ｉ＋Tj′ｊ ＋T0″０＋Tj″ｊ＋Ti″ｉ …（13） ここで、Ti＝Ti′＋Tj″;Tj＝Ti′＋Tj″;T0＝T0′＋
T0″である。単位零ベクトル０は１相のみスイツチン
グモードが変化するように挿入する。例えば、区間Ｉで
は（1,1,1）→（1,1,0）→（0,1,0）→（0,0,0）→（0,
1,0）→（1,1,0）のようになる。即ち、区間によつて
i,ｊの成分は変わるが、順序は（13）式に従つて電圧
ベクトルi,ｊ、零ベクトル０が合成される。
T0″である。単位零ベクトル０は１相のみスイツチン
グモードが変化するように挿入する。例えば、区間Ｉで
は（1,1,1）→（1,1,0）→（0,1,0）→（0,0,0）→（0,
1,0）→（1,1,0）のようになる。即ち、区間によつて
i,ｊの成分は変わるが、順序は（13）式に従つて電圧
ベクトルi,ｊ、零ベクトル０が合成される。
（vii）処理200G 処理200Fでは（13）式の順序で電圧ベクトルi,ｊ
及び零ベクトル０が合成されるように、カウンタC0〜
C5にセツトするデータを求める処理が行われる。例えば
区間Ｉでは、カウンタC0に（T0′＋Ti′）、カウンタC1
に（T0＋Ti′＋Tj′）がそれぞれセツトする。カウンタ
C0に（T0′＋Ti′）のデータがセツトされると、カウン
タC0の出力は“Low"レベルから“High"レベルに立上
り、（T0′＋Ti′）時間後、カウンタC0の出力は“Hig
h"レベルから“Low"レベルに下がる。カウンタC1に（T0
＋Ti′＋Tj）のデータがセツトされると、カウンタC1の
出力は“High"レベルから“Low"レベルに立下り、（T0
＋Ti′＋Tj）後カウンタC1の出力は“Low"レベルから
“High"レベルに立上る。
及び零ベクトル０が合成されるように、カウンタC0〜
C5にセツトするデータを求める処理が行われる。例えば
区間Ｉでは、カウンタC0に（T0′＋Ti′）、カウンタC1
に（T0＋Ti′＋Tj′）がそれぞれセツトする。カウンタ
C0に（T0′＋Ti′）のデータがセツトされると、カウン
タC0の出力は“Low"レベルから“High"レベルに立上
り、（T0′＋Ti′）時間後、カウンタC0の出力は“Hig
h"レベルから“Low"レベルに下がる。カウンタC1に（T0
＋Ti′＋Tj）のデータがセツトされると、カウンタC1の
出力は“High"レベルから“Low"レベルに立下り、（T0
＋Ti′＋Tj）後カウンタC1の出力は“Low"レベルから
“High"レベルに立上る。
同様な動作がC2,C3及びC4,C5の各カウンタで行われ
る。
る。
200Aから200Gの処理が割込み信号が発生する度に行わ
れると、カウンタ80,81の出力信号は第11図のタイムチ
ヤートに示すように変化する。カウンタ80,81の出力端
子には排他論理和回路90,91,92が接続されているため、
C0C1,C2C3,C4C5の排他論理和演算が行われ、第11
図に示すような３相のPWM信号Eu,Ev,Ewが得られる。
れると、カウンタ80,81の出力信号は第11図のタイムチ
ヤートに示すように変化する。カウンタ80,81の出力端
子には排他論理和回路90,91,92が接続されているため、
C0C1,C2C3,C4C5の排他論理和演算が行われ、第11
図に示すような３相のPWM信号Eu,Ev,Ewが得られる。
Eu,Ev,Ewの各信号がゲート駆動回路100に入力される
と各相アームを構成するゲートに印加するための、ゲー
ト信号UP〜WNが得られる。ゲート信号は公知の方法で発
生すれば良く、この詳細は省略する。
と各相アームを構成するゲートに印加するための、ゲー
ト信号UP〜WNが得られる。ゲート信号は公知の方法で発
生すれば良く、この詳細は省略する。
本発明によれば、インバータの角周波数が変つても、
スイツチング周波数の減少を抑制できるので、電流リプ
ルは減少すると同時に電動機の騒音を低減することがで
きる。
スイツチング周波数の減少を抑制できるので、電流リプ
ルは減少すると同時に電動機の騒音を低減することがで
きる。
また、零ベクトルの大きさを最小限にしてスイツチン
グ周波数を抑制しているので、高速域での電圧利用率が
良くなり、高出力のトルクを発生できる効果もある。
グ周波数を抑制しているので、高速域での電圧利用率が
良くなり、高出力のトルクを発生できる効果もある。
第１図は本発明の一実施例の構成図、第２図は単位電圧
ベクトルの状態を表わす図、第３図は磁束ベクトルの位
相の区間とその区間で選択すべき単位電圧ベクトルを示
す図、第４図は磁束ベクトルと電圧ベクトルの関係を表
わす図、第５図は単位電圧ベクトルと位相角αの関係を
示す図、第６図は従来の方法の偏差ベクトルの大きさ
と、零ベクトルの持続時間の関係を示す図、第７図は本
発明の偏差ベクトルと零ベクトルの動きを示す図、第８
図は本発明の制御を実行するためのフローチヤート図、
第９図，第10図は３相スイツチングパターンとカウンタ
出力信号の関係を現わす図、第11図はカウンタ出力信号
からPWM信号が得られる過程を示す図である。 20……コンバータ、40……PWMインバータ、50……交流
電動機、70……ワンチツプマイクロコンピユータ、80,8
1……タイマモジユール、90,91,92……排他論理和回
路。
ベクトルの状態を表わす図、第３図は磁束ベクトルの位
相の区間とその区間で選択すべき単位電圧ベクトルを示
す図、第４図は磁束ベクトルと電圧ベクトルの関係を表
わす図、第５図は単位電圧ベクトルと位相角αの関係を
示す図、第６図は従来の方法の偏差ベクトルの大きさ
と、零ベクトルの持続時間の関係を示す図、第７図は本
発明の偏差ベクトルと零ベクトルの動きを示す図、第８
図は本発明の制御を実行するためのフローチヤート図、
第９図，第10図は３相スイツチングパターンとカウンタ
出力信号の関係を現わす図、第11図はカウンタ出力信号
からPWM信号が得られる過程を示す図である。 20……コンバータ、40……PWMインバータ、50……交流
電動機、70……ワンチツプマイクロコンピユータ、80,8
1……タイマモジユール、90,91,92……排他論理和回
路。
フロントページの続き (72)発明者 南藤 謙二 千葉県習志野市東習志野７丁目１番１号 株式会社日立製作所習志野工場内 (56)参考文献 特開 昭62−260593（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−128771（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−32794（ＪＰ，Ａ)
Claims (8)
- 【請求項１】サンプリングタイムTs毎にサンプリングさ
れた電動機の角周波数指令および磁束指令から求められ
たｎ時の磁束ベクトル と、前記磁束ベクトル より前の該サンプリングで求められた（ｎ−１）時の磁
束ベクトル との差ベクトルである偏差ベクトル（ｎ）を、互いに
なす角度が60゜の２つの単位電圧ベクトルi,ｊ、零
ベクトル０、前記単位電圧ベクトルｉに対応する継
続時間Ti、前記単位電圧ベクトルｊに対応する継続時
間Tj、および、前記単位電圧ベクトル０に対応する継
続時間T0を用いて、 （ｎ）＝Ti ｉ＋Tj ｊ＋T0 ０ としたときに、 Ts＝Ti＋Tj＋T0、かつ、Ti,Tj,T0＞０ の条件のもとで求められた該継続時間Ti、TjおよびT0に
基づいて、PWMインバータのスイッチング素子のゲート
信号を生成するPWMインバータの制御方法において、 前記偏差ベクトル（ｎ）が前記サンプリングタイムTs
内に進む距離ｌと時間換算係数Δｔとの積である前記偏
差ベクトル（ｎ）の持続時間（ｌ・Δｔ）について、
予め定められた最小時間ΔＴ、および、選択された前記
２つの単位電圧ベクトルi,ｊに基づいて予め定めら
れた位相角αを用いて表される の条件のもとで求められた前記持続時間（ｌ・Δｔ）を
用い、 T0＝Ts−（Ti＋Tj） の関係に従って該継続時間Ti、TjおよびT0を求めること
を特徴とするPWMインバータの制御方法。 - 【請求項２】特許請求の範囲第１項のPWMインバータの
制御方法において、 前記持続時間（ｌ・Δｔ）について、該継続時間Ti及び
Tjの予め定められた下限値Tmin、および、選択された前
記２つの単位電圧ベクトルi,ｊに基づいて予め定め
られた位相角αを用いて表される の条件のもとで該継続時間Ti、TjおよびT0を求めること
を特徴とするPWMインバータの制御方法。 - 【請求項３】サンプリングタイムTs毎にサンプリングさ
れた電動機の角周波数指令および磁束指令から求められ
たｎ時の磁束ベクトル と、前記磁束ベクトル より前の該サンプリングで求められた（ｎ−１）時の磁
束ベクトル との差ベクトルである偏差ベクトル（ｎ）を、互いに
なす角度が60゜の２つの単位電圧ベクトルi,ｊ、零
ベクトル０、前記単位電圧ベクトルｉに対応する継
続時間Ti、前記単位電圧ベクトルｊに対応する継続時
間Tj、および、前記単位電圧ベクトル０に対応する継
続時間T0を用いて、 （ｎ）＝Ti ｉ＋Tj ｊ＋T0 ０ としたときに、 Ts＝Ti＋Tj＋T0、かつ、Ti,Tj,T0＞０ の条件のもとで求められた該継続時間Ti、TjおよびT0に
基づいて、PWMインバータのスイッチング素子のゲート
信号を生成するPWMインバータの制御方法において、 該継続時間Ti、Tjについて、前記サンプリングタイムTs
と予め定められた最小時間ΔＴとを用いて表される Ti＋Tj＜（Ts−ΔＴ） の条件のもとで、該継続時間TiおよびTjを求め、 T0＝Ts−（Ti＋Tj） の関係に従ってT0を求めることを特徴とするPWMインバ
ータの制御方法。 - 【請求項４】特許請求の範囲第３項のPWMインバータの
制御方法において、 該継続時間Ti及びTjの予め定められた下限値Tminを用い
て表される Tmin＜Ti、かつ、Tmin＜Tj の条件のもとで該継続時間Ti、TjおよびT0を求めること
を特徴とするPMWインバータの制御方法。 - 【請求項５】特許請求の範囲第１項または第３項のPWM
インバータの制御方法において、求められた該持続時間
Ti,Tj及びT0をｍ（ｍは整数）分割し、分割されて得ら
れた各持続時間に基づいて、PWMインバータのスイッチ
ング素子のゲート信号を生成するPWMインバータの制御
方法。 - 【請求項６】サンプリングタイムTs毎に割込み信号を発
生するタイマーと、前記タイマーで発生された前記割込
み信号に基づいてサンプリングされた電動機の角周波数
指令および磁束指令から求められたｎ時の磁束ベクトル より前の該サンプリングで求められた（ｎ−１）時の磁
束ベクトル との差ベクトルである偏差ベクトル（ｎ）を、互いに
なす角度が60゜の２つの単位電圧ベクトルi,ｊ、零
ベクトル０、前記単位電圧ベクトルｉに対応する継
続時間Ti、前記単位電圧ベクトルｊに対応する継続時
間Tj、および、前記単位電圧ベクトル０に対応する継
続時間T0を用いて、 （ｎ）＝Ti ｉ＋Tj ｊ＋T0 ０ としたときに、 Ts＝Ti＋Tj＋T0、かつ、Ti,Tj,T0＞０ の条件のもとで求められた該継続時間Ti、TjおよびT0に
基づいて、PWMインバータのスイッチング素子のゲート
信号を生成するゲート信号生成装置とを備えるPWMイン
バータの制御装置において、 前記ゲート信号生成装置は、前記偏差ベクトル（ｎ）
が前記サンプリングタイムTs内に進む距離ｌと時間換算
係数Δｔとの積である前記偏差ベクトル（ｎ）の持続
時間（ｌ・Δｔ）について、予め定められた最小時間Δ
Ｔ、および、選択された前記２つの単位電圧ベクトル
i,ｊに基づいて予め定められた位相角αを用いて表さ
れる の条件のもとで求められた前記持続時間（ｌ・Δｔ）を
用い、 T0＝Ts−（Ti＋Tj） の関係に従って該継続時間Ti、TjおよびT0を求めるもの
であることを特徴とするPWMインバータの制御装置。 - 【請求項７】サンプリングタイムTs毎に割込み信号を発
生するタイマーと、前記タイマーで発生された前記割込
み信号に基づいてサンプリングされた電動機の角周波数
指令および磁束指令から求められたｎ時の磁束ベクトル より前の該サンプリングで求められた（ｎ−１）時の磁
束ベクトル との差ベクトルである偏差ベクトル（ｎ）を、互いに
なす角度が60゜の２つの単位電圧ベクトルi,ｊ、零
ベクトル０、前記単位電圧ベクトルｉに対応する継
続時間Ti、前記単位電圧ベクトルｊに対応する継続時
間Tj、および、前記単位電圧ベクトル０に対応する継
続時間T0を用いて、 （ｎ）＝Ti ｉ＋Tj ｊ＋T0 ０ としたときに、 Ts＝Ti＋Tj＋T0、かつ、Ti,Tj,T0＞０ の条件のもとで求められた該継続時間Ti、TjおよびT0に
基づいて、PWMインバータのスイッチング素子のゲート
信号を生成するゲート信号生成装置とを備えるPWMイン
バータの制御装置において、 前記ゲート信号生成装置は、該継続時間Ti、Tjについ
て、前記サンプリングタイムTsと予め定められた最小時
間ΔＴとを用いて表される Ti＋Tj＜（Ts−ΔＴ） の条件のもとで、該継続時間TiおよびTjを求め、 T0＝Ts−（Ti＋Tj） の関係に従ってT0を求めるものであることを特徴とする
PWMインバータの制御装置。 - 【請求項８】交流電動機と、交流電源と、前記交流電源
が出力する交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ
と、前記コンバータが出力した直流電圧を可変周波数の
交流電圧に変換して前記交流電動機に供給する複数のス
イッチング素子と、サンプリングタイムTs毎に割込み信
号を発生するタイマーと、前記タイマーで発生された前
記割込み信号に基づいてサンプリングされた前記交流電
動機の角周波数指令および磁束指令から求められたｎ時
の磁束ベクトル より前の該サンプリングで求められた（ｎ−１）時の磁
束ベクトル との差ベクトルである偏差ベクトル（ｎ）を、互いに
なす角度が60゜の２つの単位電圧ベクトルi,ｊ、零
ベクトル０、前記単位電圧ベクトルｉに対応する継
続時間Ti、前記単位電圧ベクトルｊに対応する継続時
間Tj、および、前記単位電圧ベクトル０に対応する継
続時間T0を用いて、 （ｎ）＝Ti ｉ＋Tj ｊ＋T0 ０ としたときに、 Ts＝Ti＋Tj＋T0、かつ、Ti,Tj,T0＞０ の条件のもとで求められた該継続時間Ti、TjおよびT0に
基づいて、前記スイッチング素子のゲート信号を生成す
るゲート信号生成装置とを備えるPWMインバータシステ
ムにおいて、 前記ゲート信号生成装置は、該継続時間Ti、Tjについ
て、前記サンプリングタイムTsと予め定められた最小時
間ΔＴとを用いて表される Ti＋Tj＜（Ts−ΔＴ） の条件のもとで、該継続時間TiおよびTjを求め、 T0＝Ts−（Ti＋Tj） の関係に従ってT0を求めるものであることを特徴とする
PWMインバータシステム。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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| KR1019890016460A KR0137870B1 (ko) | 1988-11-30 | 1989-11-14 | Pwm 인버터의 제어방법 및 pwm 인버터 시스템 |
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