JP3412017B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 【０００１】 【発明が属する技術分野】本発明は、電源電圧を３相の
出力電圧に変換する電力変換装置に係り、特に、出力電
圧の電圧利用率を向上させる電力変換装置に関する。 【０００２】 【従来の技術】従来、３相の出力電圧を発生させる電力
変換装置において、電圧利用率を向上させる方法として
は、必要な３相出力電圧指令に電圧利用率向上のための
同じ電圧値を各相にそれぞれ加算してＰＷＭ信号を得る
方法と、電力変換装置のスイッチング状態から発生する
空間ベクトルを算出してＰＷＭ信号を得る方法がよく知
られている。なお、電圧利用率を向上させる方法とは、
発生する相電圧は低くても線間電圧が相対的に大きな正
弦波を得ることができる方法である。前者の方法として
は、例えば、特開平３−１０７３７３号公報、ＵＳＰ
４，３２１，６６３号明細書、特開平２−２８５９６７
号公報などに記載されている。第１の公知例の方法は、
３相の出力電圧指令のうち、大きさが中間の電圧を見つ
け、その１／２倍した電圧を各相に加算することで電圧
利用率を向上させる方法である。第２、第３の公知例の
方法についても、同様の考え方でＰＷＭ信号を得るもの
である。また、後者の空間ベクトルを用いてＰＷＭ信号
を発生する方法の代表的な公知例として、ＵＳＰ４，４
８０，３０１号明細書に記載の方法がある。これは３相
の電力変換装置のスイッチング状態が８つ（空間的な電
圧ベクトルとしては、７種類）であることを考慮して、
所望の電圧ベクトル指令を得るために、８つのスイッチ
ング状態を時間的に組み合わせる方法である。この方法
によっても電圧利用率を向上させることができる。 【０００３】 【発明が解決しようとする課題】一般的に、交流３相モ
ータを高応答でトルク制御する方法として、ベクトル制
御と呼ばれる制御方法が知られている。回転座標系にお
ける電圧指令ベクトルを演算するベクトル制御方法は、
電力変換装置の出力周波数が高周波になった場合に特に
有利になる。また、電力変換装置の出力周波数が高いと
きには、モータの速度も高く、印加しなければならない
電圧も大きくなるので、電圧利用率の向上が必要になっ
てくる。このような場合、前者の方法では、ベクトル制
御で得られた回転座標系の電圧指令ベクトルを用いて３
相の相電圧指令をそれぞれ演算した後、これらの相電圧
指令から各相に加算すべき追加電圧を算出しなければな
らない。この結果を用いて追加電圧を各相に加算し、Ｐ
ＷＭ信号発生の処理を行う必要がある。この場合、電圧
利用率を向上するために演算を行うため、通常のマイク
ロプロセッサを用いたとき、処理時間が長くなってしま
うという欠点がある。また、後者の方法は、ＰＷＭ信号
の１周期ごと（例えば、１０ｋＨｚのスイッチング周波
数であれば、１００μｓごと）にスイッチング状態の選
択とその継続時間を演算して出力する必要がある。この
方法は、直接的にＰＷＭ信号を発生することができる特
徴があるものの、演算の処理周期が短い点と、条件の判
断や継続時間の演算に処理時間が長い点とに短所があ
り、高性能のマイクロプロセッサが必要不可欠である。 【０００４】本発明の課題は、安価な制御演算装置（あ
るいは、マイクロプロセッサ）を用いながら、出力電圧
の電圧利用率を向上させるに好適な電力変換装置を提供
することにある。 【０００５】 【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、与えられた電圧指令ベクトルを用いて３相電圧指令
値を演算し、ＰＷＭ信号を発生する制御装置と、該ＰＷ
Ｍ信号により電源電圧を３相の出力電圧に変換する複数
のスイッチング素子群を備えた電力変換装置において、
電圧指令ベクトルを静止座標系の直交するα軸とβ軸の
電圧指令値に変換する座標変換手段と、該α軸とβ軸の
電圧指令値のそれぞれの大きさと符号から前記電圧指令
ベクトルが静止座標系上に位置する区間の判定を行う判
定手段と、該区間判定の結果に基づいて演算内容を切替
え、かつ、前記α軸とβ軸の電圧指令値を用いて３相電
圧指令値を演算する３相電圧演算手段を設ける。 【０００６】本発明は、制御装置において、与えられた
電圧指令ベクトルを用いて座標変換を行い、静止座標系
の直交するα軸とβ軸の電圧指令値を演算する。このα
軸とβ軸の電圧指令値を２相／３相変換しただけでは従
来の方法と同じになってしまうが、ここで、α軸とβ軸
の電圧指令値を用いて演算内容を切替える区間判定を行
う。この点が重要な本発明のポイントである。特に、こ
のとき、静止座標系の一方の軸（ここではα軸とする）
を３相の軸の１つに一致させるとともに、β軸の電圧指
令値を１／√３倍したβ軸変換指令値と上記α軸の電圧
指令値を比較する。このとき、その両者の符号の関係と
絶対値の大きさの比較により、３つのモードを区間判定
する。この判定された区間ごとに予め決められた２相の
出力電圧の絶対値が一致するように、上記β軸変換指令
値と上記α軸の電圧指令値と用いて上記３相出力電圧指
令値を演算する。本発明では、このような演算を行うこ
とにより、直接、電圧利用率を向上させる電圧指令値を
得ることができ、しかも、これらの演算は簡単な加減
算、シフト演算で得られるので、比較的処理能力の低い
マイクロプロセッサを用いることができ、したがって、
制御装置を安価にできる利点を有する。 【０００７】 【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面を
用いて説明する。図１は、本発明の第１の実施形態を示
す電力変換装置である。この電力変換装置は、電源１、
３相の電力変換回路２、負荷である３相交流モータ３、
回転座標系電圧指令回路４、制御装置として機能する電
圧演算回路５からなり、３相交流モータ３に電源１のエ
ネルギーを３相の電力変換回路２を介して供給し、駆動
するシステムである。ここでは、電源１は、バッテリー
を実施形態として示しているが、商用電源から整流した
整流回路であってもよい。また、回転座標系電圧指令回
路４は、３相交流モータ３をよく知られたベクトル制御
方法により制御する電圧指令回路であり、３相交流モー
タ３のモータ速度、モータ電流のフィードバック制御演
算を行い、回転座標系のｄ軸、及び、ｑ軸電圧指令
Ｖ_d、Ｖ_qを出力する。また、静止座標系から見た回転座
標系の回転角度θも出力している。なお、ｄ軸を交流モ
ータの回転磁束と一致した軸とし、それに直交する軸を
ｑ軸とする。これらの出力は電圧演算回路５に入力さ
れ、３相の交流電圧を発生するためのＰＷＭ信号を演算
し、電力変換回路２を制御している。これにより、３相
交流モータ３が所望の駆動力で駆動される。 【０００８】次に、電圧演算回路５の処理方法について
説明する。この電圧演算回路５は、回転座標変換部６、
モード判定部７、３相電圧発生部８、搬送波発生部９、
及びＰＷＭ発生部１０、１１、１２から構成する。３相
電圧発生部８で出力される各相の電圧指令Ｖ_u、Ｖ_v、Ｖ
_wの演算方法については後述するが、それぞれの電圧指
令Ｖ_u、Ｖ_v、Ｖ_wに対して、搬送波発生部９から出力さ
れる搬送波ｆ_cをＰＷＭ発生部１０、１１、１２におい
て比較し、その大きさの大小によりＰＷＭ信号を発生す
る。これらのＰＷＭ信号は電力変換回路２に出力する。
搬送波発生部９、ＰＷＭ発生部１０、１１、１２は一般
的に行われている方法である。 【０００９】電圧演算回路５において、本発明の特徴で
ある処理内容を以下説明する。回転座標変換部６では、
ｄ軸、ｑ軸電圧指令Ｖ_d、Ｖ_q、回転角度θを入力して、
静止座標系のα軸電圧指令Ｖ_α、β軸電圧指令Ｖ_βを算
出する。これらの電圧指令の関係を図２に示す。回転座
標系のｄ軸は静止座標系のα軸から回転角度θだけ回転
しており、交流モータの回転磁束の回転とともに回転角
度θで回転していく。このベクトル和である電圧指令ベ
クトルＶ_Rを静止座標系に投影したものがα軸電圧指令
Ｖ_α、β軸電圧指令Ｖ_βである。図３に、回転座標変換
部６の具体的な処理をフローチャートで示す。ステップ
１０１、１０２はα軸電圧指令Ｖ_α、β軸電圧指令Ｖ_β
をそれぞれ演算するもので、図２のベクトル図から容易
にこれらの演算式を得ることができる。次に、ステップ
１０３では、β軸電圧指令Ｖ_βを１／√３倍してβ軸電
圧比較値Ｖ_β3を演算している。これはモード判定部
７、３相電圧発生部８の演算をより簡単化するために行
っているものであり、図１に示すように、β軸電圧比較
値Ｖ_β3（β軸電圧指令Ｖ_βではなく）を出力してい
る。 【００１０】モード判定部７では、図２の電圧指令ベク
トルＶ_Rが図４に示す３つの区間のいずれにあるかを判
定する処理を行っている。図４において、α軸から６０
°までと１８０°から２４０°までの範囲を区間１、６
０°から１２０°までと２４０°から３００°までの範
囲を区間２、１２０°から１８０°までと３００°から
３６０°までの範囲を区間３としている。なお、α軸は
Ｕ相軸と一致した方向としている。Ｖ相軸、Ｗ相軸はそ
れぞれα軸に対して１２０°、２４０°の方向になる。
この処理内容を図５のフローチャートに示す。ステップ
１０４では、α軸電圧指令Ｖ_αの絶対値とβ軸電圧比較
値Ｖ_β3の絶対値との比較を行う。β軸電圧比較値Ｖ_β3
の絶対値がα軸電圧指令Ｖ_αの絶対値より大きい場合に
は、区間２であると判定して、ステップ１０５において
モード信号ＭＤを２にしている。この理由は、図４のＶ
相軸、Ｗ相軸はそれぞれ 【数１】Ｖ_β＝（√３）Ｖ_α 【数２】Ｖ_β＝−（√３）Ｖ_α で表せるので、区間２は次式となる。 【数３】｜Ｖ_β｜＞（√３）｜Ｖ_α｜ したがって、β軸電圧指令Ｖ_βの代わりにβ軸電圧比較
値Ｖ_β3を用いれば、大きさの比較だけでステップ１０
４の判定により区間２か否かを判断できる。β軸電圧比
較値Ｖ_β3の絶対値がα軸電圧指令Ｖ_αの絶対値以下の
ときには、ステップ１０６にジャンプする（｜Ｖ_α｜＝
｜Ｖ_β3｜の場合には、接するいずれの区間にしてもよ
い。）。ステップ１０６では、区間１か、区間３かの判
定を行っている。図４から分かるように、区間１は第
１、第３象限に存在するのに対して、区間３は第２、第
４象限に存在するので、α軸電圧指令Ｖ_αとβ軸電圧比
較値Ｖ_β3の符号により判定することができる。つま
り、ステップ１０６において、α軸電圧指令Ｖ_αとβ軸
電圧比較値Ｖ_β3が同符号であれば、区間１であるの
で、ステップ１０７でモード信号ＭＤを１にセットす
る。また、異符号であれば、ステップ１０８にジャンプ
してモード信号ＭＤを３に設定する。 【００１１】３相電圧発生部８では、回転座標変換部６
で演算されたα軸電圧指令Ｖ_αとβ軸電圧比較値
Ｖ_β3、モード判定部７で得られたモード信号ＭＤを入
力し、電圧利用率を向上させるための各相の電圧指令Ｖ
_u、Ｖ_v、Ｖ_wを演算する。この演算内容を図６に示す。
また、ここで行う演算の意味を図７のベクトル図で示
す。ステップ１０９において、モード信号ＭＤが１の場
合（つまり、区間１の場合）には、ステップ１１０に示
す演算を行う。すなわち、 【数４】Ｖ_v＝（−Ｖ_α＋３Ｖ_β3）／２ 【数５】Ｖ_u＝（Ｖ_α＋Ｖ_β3）／２ 【数６】Ｖ_w＝−Ｖ_u この演算は、電圧指令ベクトルＶ_Rを図７（ａ）に示す
ように、各相の電圧指令Ｖ_u、Ｖ_v、Ｖ_wに分配したもの
である。つまり、図７（ａ）において、電圧指令ベクト
ルＶ_RをまずＶ相電圧指令Ｖ_vとそれに直交する電圧指令
Ｖ_uwにベクトル分割する。次に、電圧指令Ｖ_uwをＵ相電
圧指令Ｖ_uとＷ相電圧指令Ｖ_wに分割する。このようにし
て、各相の電圧指令を求めればよい。これをα軸電圧指
令Ｖ_αとβ軸電圧比較値Ｖ_β3から求める演算がステッ
プ１１０である。この演算式は、図７（ａ）のベクトル
図から得られる。ここでも、β軸電圧指令Ｖ_βの代わり
にβ軸電圧比較値Ｖ_β3を用いることにより、加減算、
シフトの容易な命令で算出できる（３倍は３回の加算、
１／２はシフト命令で処理できる。）ので、マイクロプ
ロセッサを用いた場合にも演算時間を最小限に抑えるこ
とができるメリットがある。ここで、本実施形態では、
このベクトルの分け方が重要であり、次のような意味を
持っている。すなわち、電圧利用率を向上させるという
ことは、同じ電圧指令ベクトルＶ_Rに対して、３相の電
圧指令のうち、その最大値、あるいは、最小値の絶対値
を小さくすることを意味している。これを行うために
は、３相の電圧指令のうち、最大値と最小値の絶対値を
一致させるように各相の電圧指令を求める必要がある。
これを直接的に行う方法が図７に示すような方法により
電圧ベクトルを分割することである。モード信号ＭＤ＝
１、つまり、区間１の場合に各相の電圧指令を通常の正
弦波電圧とすると、３相の電圧指令のうち、最大値と最
小値はＵ相電圧指令Ｖ_uとＷ相電圧指令Ｖ_wのいずれかで
あり、Ｖ相電圧指令Ｖ_vになることはない。したがっ
て、Ｕ相電圧指令Ｖ_uとＷ相電圧指令Ｖ_wの絶対値が一致
するようにベクトルを分解することが重要な点であり、
これを直接演算できるようにした点が本実施形態の特徴
である。それはＶ軸とそれに直交する軸とにベクトルを
分割したことである。このようにすると、Ｖ軸に直交す
る軸はＵ軸とＷ軸をそれぞれ３０°ずつに２分割する直
線となるので、この軸に分割された電圧指令Ｖ_uwをＵ軸
とＷ軸に分割すると、Ｕ相電圧指令Ｖ_uとＷ相電圧指令
Ｖ_wの絶対値が常に一致するようになる。このような演
算は、ステップ１１０の演算を行うことにより、自動的
に処理していることになる。図６のステップ１０９でモ
ード信号ＭＤが２の場合（つまり、区間２の場合）に
は、ステップ１１１において、各相の電圧指令は更に容
易に求まる。 【数７】Ｖ_u＝Ｖ_α 【数８】Ｖ_v＝Ｖ_β3 【数９】Ｖ_w＝−Ｖ_v このときの電圧指令ベクトルＶ_Rの分割方法を図７
（ｂ）に示す。Ｕ相電圧指令ｖ_uはα軸電圧指令Ｖ
_αに、Ｖ相電圧指令Ｖ_vはβ軸電圧比較値Ｖ_β3に、Ｗ相
電圧指令Ｖ_wは符号を反転したβ軸電圧比較値Ｖ_β3に、
それぞれなることが図７（ｂ）から分かる。この区間２
では、Ｖ相電圧指令Ｖ_vとＷ相電圧指令Ｖ_wの絶対値を一
致させる演算を行うことにより、電圧利用率を向上させ
ることができる。モード信号ＭＤ＝３の場合（つまり、
区間３の場合）は、ステップ１１２の処理により各相の
電圧指令を求められる。 【数１０】Ｖ_w＝（−Ｖ_α−３Ｖ_β3）／２ 【数１１】Ｖ_u＝（Ｖ_α−Ｖ_β3）／２ 【数１２】Ｖ_v＝−Ｖ_u これについても同様にして演算式を得ることができる。
以上の処理を行うことにより、各相の電圧指令の波形は
図８に示すような波形になり、各相の電圧の最大値を減
少することができる。これを搬送波ｆｃと比較してＰＷ
Ｍ信号を発生することを述べたが、図８の各相の電圧指
令と搬送波ｆｃの比較によりこれを達成できる。 【００１２】従って、本実施形態によれば、簡単な処理
演算により電圧利用率を向上させる電圧をインバータか
ら発生できるので、より大きな正弦波の線間電圧を得る
ことができる。そのため、安価なコントローラを用いて
広い範囲で歪の少ない３相交流電流を流すことができる
有利性を持つ。特に、電源電圧が大幅に変動するような
場合、例えば、バッテリーを電源としたときなど、電源
電圧が低下しても、所定の正弦波電圧を出力して性能を
確保することができ、有効である。 【００１３】図９から図１２は、本発明の第２の実施形
態を示す。本実施形態は、第１の実施形態と構成が同じ
であるが、電圧演算回路の処理方法すなわち電圧演算回
路５のモード判定部７、３相電圧発生部８の演算方法が
異なる。本実施形態では、３相の電力変換回路のスイッ
チング素子のうち、１相だけを上アームあるいは下アー
ムのいずれかを常にオンさせることを容易な処理演算で
行うことに特徴がある。以下、電圧演算回路５のモード
判定部７、３相電圧発生部８の演算方法ついて説明す
る。図９は、モード判定部７の区間の分け方を示したベ
クトル空間であり、図４の区間分けと異なっている。区
間Ｕ、区間Ｖ、区間Ｗはそれぞれの相軸を中心とした±
３０°（６０°）以内の領域になっている。 【００１４】図１０は、モード判定部７において図９の
区間分けをするためのフローチャートである。ステップ
１１３では、α軸電圧指令Ｖ_αの絶対値とβ軸電圧比較
値Ｖ_β3の絶対値の３倍、つまり、β軸電圧指令Ｖ_βの
√３倍の値とを比較して、区間Ｕであるか否かを判断す
る。これは図４の説明で述べた区間２の判定方法と同じ
ような考え方である。α軸電圧指令Ｖ_αの絶対値が大き
い場合には、区間Ｕであるので、ステップ１１４でモー
ド信号ＭＤをＵに設定する。α軸電圧指令Ｖ_α の絶対値
がβ軸電圧比較値Ｖ_β3の絶対値の３倍の値以下の場合
には、ステップ１１５においてα軸電圧指令Ｖ_αとβ軸
電圧比較値Ｖ_β3の符号により判定を行う。同符号のと
きは、図９から分かるように区間Ｗであるので、ステッ
プ１１６でモード信号ＭＤをＷに設定する。また、異符
号のときには区間Ｖであり、モード信号ＭＤをＶと設定
する。区間判定は、本実施形態の場合にも簡単にできる
特徴がある。 【００１５】次に、図１１に、本実施形態を行うときの
図１の３相電圧発生部８の処理をフローチャートに示
す。ステップ１１８において、モード信号ＭＤの値を調
べ、ＭＤ＝Ｕ、ＭＤ＝Ｖ、ＭＤ＝Ｗに対してそれぞれス
テップ１１９、１２０、１２１の処理を行う。ステップ
１１９の処理は、区間Ｕのときの各相の電圧指令を演算
するものであり、電力変換回路２のＵ相の上アームある
いは下アームを常にオンにしながら、所定の電圧指令ベ
クトルＶ_Rを発生させるようにしている。このときのベ
クトル図を図１２（ａ）に示す。この図において、電圧
指令ベクトルＶ_R は区間Ｕにあり、しかも、α軸電圧指
令Ｖ_αが正であるので、Ｕ相電圧指令ｖ_u を相電圧とし
て発生できる最大値Ｖ_maxに設定する。これがステップ
１１９におけるＵ相電圧指令Ｖ_uの処理の意味である。
これにより、Ｕ相は常に上アームがオン状態になる。図
１２（ａ）でＶ_u＝Ｖ_maxとしたまま、所定の電圧指令ベ
クトルＶ_Rを得るには、Ｖ_RからＶ_uを差し引いた電圧ベ
クトルＶ_VWをＶ相電圧指令Ｖ_V とＷ相電圧指令Ｖ_Wの和に
なるように、Ｖ_V、Ｖ_Wを決定しなければならない。図１
２（ａ）のベクトル図になるようなＶ相電圧指令Ｖ_Vと
Ｗ相電圧指令Ｖ_Wの演算が図１１のステップ１１９であ
る。すなわち、 【数１３】Ｖ_u＝±Ｖ_max （符号はＶ_αと同符号） 【数１４】Ｖ_V＝Ｖ_β3＋Ｖ_u−Ｖ_α 【数１５】Ｖ_W＝−Ｖ_β3＋Ｖ_u−Ｖ_α この式は図１２（ａ）のベクトル図から求めることがで
きる。ステップ１１９は、加減算だけの簡単な式であ
り、安価なマイクロプロセッサでも処理できる特徴があ
る。ステップ１２０、１２１は、それぞれ区間Ｖ、区間
Ｗのときの処理を示す。すなわち、 【数１６】Ｖ_V＝±Ｖ_max （符号はＶ_β3と同符号） 【数１７】Ｖ_u＝−Ｖ_β3＋Ｖ_V＋Ｖ_α 【数１８】Ｖ_W＝−２Ｖ_β3＋Ｖ_V 【数１９】Ｖ_W＝±Ｖ_max （符号はＶ_β3と異符号） 【数２０】Ｖ_u＝Ｖ_β3＋Ｖ_W＋Ｖ_α 【数２１】Ｖ_V＝２Ｖ_β3＋Ｖ_W この演算式は区間Ｕの場合と同様にして得られる。な
お、図１２（ｂ）は区間Ｗで、かつ、β軸電圧指令Ｖ_β
が正の場合である。このときは、Ｗ相電圧指令Ｖ_Wを相
電圧の最小値−Ｖ_maxにしている。つまり、電力変換回
路２のＷ相の下アームを常にオン状態にしている。他の
Ｕ相電圧指令Ｖ_u、Ｖ相電圧指令Ｖ_Vは、３相の電圧指令
のベクトル和が所定の電圧指令ベクトルＶ_Rになるよう
に、ステップ１２１の演算を行う。図１１の処理では、
いずれもβ軸電圧比較値Ｖ_β3を用いることにより、加
減算だけで処理できるという長所がある。 【００１６】このようにして処理して得られる３相の電
圧指令Ｖ_u、Ｖ_V、Ｖ_Wの波形は図１３のようになる。つ
まり、図１０、図１１に示す処理を行えば、３相のＰＷ
Ｍ信号のうち、いずれか１相は常に上アームあるいは下
アームをオン状態にするため、スイッチング回数を通常
の２／３にすることができる。したがって、本実施形態
を用いれば、スイッチングに伴う損失を低減できるの
で、電力変換回路２の効率を向上できる特徴がある。 【００１７】図１４は、本発明の第３の実施形態を示
す。本実施形態は、電力変換回路２の温度を温度センサ
１３により検出し、電圧演算回路５の温度信号処理部１
４に入力する構成が図１に示す第１の実施形態の構成と
異なり、温度センサ１３が検出した温度（ＴＥＮＰ）を
モード判定部７と３相電圧発生部８のそれぞれの演算に
用いることに特徴がある。図１５に、モード判定部７の
処理を示すフローチャートを示す。ステップ１２２で
は、温度信号ＴＥＭＰが第１の温度制限値Ｔ₁より高い
か低いかに分け、温度信号ＴＥＭＰが第１の温度制限値
Ｔ₁より低い場合にはステップ１２３に、Ｔ₁ 以上の場合
にはステップ１２４に飛ぶ。ステップ１２３では電力変
換回路２の温度が低いので、図５に示す電圧利用率を向
上するときの区間判定の処理（区間判定１と記す。）を
行う。また、電力変換回路２の温度が第１の温度制限値
Ｔ₁以上の場合に行うステップ１２４では、図１０に示
すスイッチング損失を低減するときの区間判定の処理
（区間判定２と記す。）を行う。次に、図１６に、３相
電圧発生部８で行う処理を示したフローチャートを示
す。ステップ１２５では、温度信号ＴＥＭＰの大きさに
より３つの処理に分ける。ここで、図１６に示す第２の
温度制限値Ｔ₂と第１の温度制限値Ｔ₁との関係は、Ｔ₁
＜Ｔ₂とする。温度信号ＴＥＭＰが第１の温度制限値Ｔ₁
より低いときには、ステップ１２６において図６に示し
た電圧演算（電圧演算１と記す。）を行う。前述したよ
うに低い相電圧指令範囲でより高い正弦波の線間電圧を
発生できる電圧利用率向上のための処理を行うことにな
る。また、温度信号ＴＥＭＰが第１の温度制限値Ｔ₁以
上で、かつ、第２の温度制限値Ｔ₂未満の場合には、ス
テップ１２７で３相のうち２相だけをスイッチングする
電圧演算（電圧演算２と記す。）を行う。これは、図１
１に示した処理方法であり、電力変換回路２の損失を低
減することができる。そのため、線間電圧を変えること
なく、電力変換回路２の温度上昇を抑制して第１の温度
制限値Ｔ₁以下にするように電圧演算回路５だけで制御
することができる有利な点を持っている。なお、温度信
号ＴＥＭＰが第２の温度制限値Ｔ₂以上のときには、温
度異常としてステップ１２８で各相の電圧指令Ｖ_u、
Ｖ_V、Ｖ_Wをすべて０にするとともに、電力変換回路２を
停止する処理を行う。本実施形態によれば、温度が低い
場合には、電圧利用率を第１の実施形態と同じように向
上できる。また、電力変換回路２の温度が上昇した場合
には、通常と同じ線間電圧を発生しながら、第２の実施
形態のように損失を低減することができるので、性能を
低下させないで信頼性を向上させることができる。な
お、図１４において、温度信号処理部１４に外部スイッ
チ２２を設け、スイッチ信号Ｓｗを入力して、外部スイ
ッチ２２により強制的に損失を低減する電圧指令に移行
することができる。つまり、スイッチ信号Ｓｗがオンの
とき、そのモードに移行し、オフのとき、上述したモー
ドにする。このようにすると、温度信号処理部１４で
は、スイッチ信号Ｓｗがオフのときには、温度センサ１
３で検出した値がそのまま温度信号ＴＥＭＰとして出力
される。それに対して、スイッチ信号Ｓｗがオンのとき
には、温度信号ＴＥＭＰについて次の操作を行う。つま
り、温度センサ１３で検出した値が第１の温度制限値Ｔ
₁より低い場合には、温度信号ＴＥＭＰをＴ₁にする。ま
た、検出値がＴ₁以上の場合にはそのままの値を温度信
号ＴＥＭＰとする。この処理により、電力変換回路２の
温度がＴ₁より低いときにだけ、スイッチ信号Ｓｗの操
作により相電圧の演算方法を手動により切替えるように
する。これにより、低温のときには、手動により損失低
減の電圧演算とするため、電流脈動、磁気音が問題にな
らないときには損失低減を優先することができる。 【００１８】図１７は、本発明の第４の実施形態を示
す。本実施形態は、モータの出力の大きさにより電圧指
令の発生方法を切替え、電圧利用率の向上と正弦波から
の歪を最小限に抑えることを特徴とする。図１７におい
て、３相交流モータ３のモータ速度ω_Mを検出する速度
センサ１５と電力変換回路２の２相の出力電流を検出す
る電流センサ１６、１７を制御装置１８に入力し、ま
た、制御装置１８には３相交流モータ３のトルクを指示
するトルク指令τ_Rも入力する。制御装置１８において
は、前述したように回転座標系電圧指令回路４で一般に
よく知られたベクトル制御演算が行われる。具体的に
は、トルク指令τ_Rとモータ速度ω_Mから、磁束を発生す
るための励磁電流指令ｉ_MR、トルクを発生するためのト
ルク電流指令ｉ_TR、及び、静止座標系から見た回転磁束
の回転座標系の回転角度θを演算する。次に、電力変換
回路２の２相の出力電流から３相交流モータ３の励磁電
流ｉ_Mとトルク電流ｉ_Tを求め、フィードバック制御によ
り電流制御を行う。この結果得られるものが回転座標系
のｄ軸、及び、ｑ軸電圧指令Ｖ_d、Ｖ_qである。これをも
とに演算を行う回転座標変換部６、モード判定部７、３
相電圧発生部８については、図１に示す第１の実施形態
と同じであり、これにより電圧利用率を向上した３相の
電圧指令Ｖ_u1、Ｖ_v1、Ｖ_w1を演算する。また、正弦波相
電圧発生部２０では、回転座標変換部６と同じ回転座標
変換により静止座標系のα軸電圧指令Ｖ_α、β軸電圧指
令Ｖ_βを演算した後、これを通常の２相／３相変換を行
う。これにより、３相の各相の電圧指令Ｖ_u2、Ｖ_v2、Ｖ
_w2を得る。このときの電圧指令Ｖ_u、Ｖ_v、Ｖ_wはいずれ
も正弦波であり、電圧利用率を向上しない通常の電圧波
形である。また、出力判定部１９では、トルク指令τ_R
とモータ速度ω_Mから出力モード切替信号Ｓｖを求め
る。出力モード切替信号Ｓｖは図１８に示す領域で判定
する。したがって、Ｓｖ＝０のときには低出力領域であ
り、３相交流モータ３に印加する各相の相電圧は比較的
低い値になっている。それに対して、Ｓｖ＝１のときに
は高出力領域であり、各相の相電圧は最大値付近の高い
値になっている。この出力モード切替信号Ｓｖは電圧切
替部２１に入力され、Ｓｖ＝０のときには、正弦波相電
圧発生部２０の電圧指令Ｖ_u2、Ｖ_v2、Ｖ_w2がＰＷＭ発生
部１０、１１、１２に出力される。また、Ｓｖ＝１のと
き、電圧切替部２１では３相電圧発生部８からの電圧指
令Ｖ_u1、Ｖ_v1、Ｖ_w1を出力するように電圧指令の切替え
を行う。以上の処理を行うことにより、電力変換回路２
は相電圧が高くない低出力領域では通常の正弦波状の相
電圧を出力し、高出力領域では電圧利用率を向上する相
電圧を出力することができる。電圧利用率を向上すると
きの各相の波形は、正弦波ではなく、線間電圧を正弦波
にするものであるため、各相の電圧指令に対して実際の
相電圧の遅れにバラツキがあると、線間電圧が正弦波に
ならないことがある。本実施形態を用いれば、低出力時
には相電圧の遅れがある場合にも線間電圧は正弦波とす
ることができ、しかも、高出力時の電圧の確保も可能と
なる。 【００１９】以上、本発明の実施形態について、ベクト
ル制御を行う場合を中心として述べたが、電圧指令によ
り交流モータ、負荷を駆動する場合についても、同じよ
うに簡単な制御処理により、電圧利用率を向上できる。
また、電圧利用率向上のための処理と損失低減のための
処理の切替方法を電力変換回路の温度だけでなく、電源
電圧の大きさや手動によっても切替られるようにしても
よい。 【００２０】 【発明の効果】本発明によれば、安価な制御演算装置を
用いながら、簡単な処理により電力変換回路の出力線間
電圧をより高い電圧まで正弦波にすることができるの
で、電圧利用率を向上させる高性能の電力変換装置を安
価に提供できる効果がある。また、回転座標系において
演算された電圧指令ベクトルを容易な制御演算で処理す
ることにより、電圧利用率の向上を図ることができる効
果がある。また、電源電圧の変動幅が大きいバッテリー
などを用いるシステムでは、広範囲で線間電圧を正弦波
にできるので、電力変換装置として性能が向上する効果
がある。

【図面の簡単な説明】 【図１】本発明の第１の実施形態を示す構成図である。 【図２】図１の回転座標変換部６の入出力の電圧の関係
を示すベクトル図である。 【図３】回転座標変換部６の処理方法を示すフローチャ
ートである。 【図４】電圧利用率を向上するときにモード判定部７で
判定する３つの区間を示すベクトル空間である。 【図５】電圧利用率を向上させるためのモード判定部７
の処理方法を示すフローチャートである。 【図６】電圧利用率を向上させるために３相電圧発生部
８で行われる電圧指令の演算方法を示したフローチャー
トである。 【図７】図６の処理により電圧利用率が向上することを
説明するための電圧ベクトル図である。 【図８】図６の処理により得られる３相の相電圧の波形
を示すタイムチャートである。 【図９】本発明の第２の実施形態である電力変換回路の
損失を低減するためにモード判定部７で判定する３つの
区間を示すベクトル空間である。 【図１０】電力変換回路の損失を低減するためのモード
判定部７の処理方法を示すフローチャートである。 【図１１】電力変換回路の損失を低減するために３相電
圧発生部８で行われる電圧指令の演算方法を示したフロ
ーチャートである。 【図１２】図１１の処理で行われる各相の電圧指令の関
係を示す電圧ベクトル図である。 【図１３】図１１の処理により得られる３相の相電圧の
波形を示すタイムチャートである。 【図１４】本発明の第３の実施形態を示す構成図であ
る。 【図１５】電力変換回路の温度により区間判定方法を切
替るモード判定部７の処理方法を示すフローチャートで
ある。 【図１６】電力変換回路の温度により区間判定方法を切
替るために３相電圧発生部８で行われる電圧指令の演算
方法を示すフローチャートである。 【図１７】本発明の第４の実施形態を示す構成図であ
る。 【図１８】図１７の出力判定部１９において演算される
出力モード切替信号Ｓｖの領域を示したトルクモータ速
度特性図である。 【符号の説明】 １…電源、２…電力変換回路、３…３相交流モータ、４
…回転座標系電圧指令回路、５…電圧演算回路、６…回
転座標変換部、７…モード判定部、８…３相電圧発生
部、９…搬送波発生部、１０、１１、１２…ＰＷＭ発生
部、１３…温度センサ、１４…温度信号処理部、１５…
速度センサ、１６、１７…電流センサ、１８…制御装
置、１９…出力判定部、２０…正弦波相電圧発生部、２
１…電圧切替部、２２…外部スイッチ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 高本 祐介 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株式会社日立製作所 日立研究所内 (72)発明者 石田 誠司 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株式会社日立製作所 日立研究所内 (72)発明者 小原 三四郎 茨城県ひたちなか市大字高場2520番地 株式会社日立製作所 自動車機器事業部 内 (56)参考文献 特開 平１−259761（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−39279（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−231683（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−214487（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−79791（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−74175（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/48 H02P 7/63

Claims (1)

1. (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】 与えられた電圧指令ベクトルを用いて３
   相電圧指令値を演算し、ＰＷＭ信号を発生する制御装置
   と、該ＰＷＭ信号により電源電圧を３相の出力電圧に変
   換する複数のスイッチング素子群を備えた電力変換装置
   において、 前記電圧指令ベクトルを静止座標系の直交するα軸とβ
   軸の電圧指令値に変換する座標変換手段と、該α軸とβ
   軸の電圧指令値のそれぞれの大きさと符号から前記電圧
   指令ベクトルが静止座標系上に位置する区間の判定を行
   う判定手段と、該区間判定の結果に基づいて演算内容を
   切替え、かつ、前記α軸とβ軸の電圧指令値を用いて前
   記３相電圧指令値を演算する３相電圧演算手段を設ける
   ことを特徴とする電力変換装置。