CN104767444A - 一种并网双馈风力发电机变流器空间矢量脉宽调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种并网双馈风力发电机变流器空间矢量脉宽调制方法，利用复平面中开关矢量与电压的关系来控制桥臂上电力电子器件的开关状态，包括以下步骤：对称电压三相正弦相电压的瞬时值在复平面进行分解，得到8个基本电压空间矢量，进而得到开关组态与电压的关系；将得到的8种基本电压空间矢量在复平面进行映射，得到6个扇区；判断电压空间矢量所在扇区；确定各扇区相邻非零矢量和零矢量的作用时间；确定各个扇区矢量的切换点；将三角波周期作为定时周期，与切换点比较，从而调制出SVPWM波。本发明简化了控制原理，优化了控制效果，提高了直流母线电压的利用率。

Description

一种并网双馈风力发电机变流器空间矢量脉宽调制方法

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，具体是一种并网双馈风力发电机变流器空间矢量脉宽调制方法。

背景技术

风力发电得到了迅速发展。采用双馈风力发电机(Double-fed WindGenerator，DFIG)的交流励磁变速恒频(Variable Speed Constant Frequency，VSCF)风力发电技术以其独特的优越性逐渐成为风力发电的主流形式。DFIG采用两个背靠背、通过直流环节连接的两电平电压型变流器进行控制，以此实现变速恒频运行。

空间矢量脉宽调制SVPWM(Space Vector Pulse Width Modulation)，是一种控制三相交流电机电压源逆变器的开关触发调制方法。实践证明，SVPWM与正弦脉宽调制(SPWM)相比，可以使得逆变器输出电压的谐波显著减小，同时提高电压利用率，更容易进行数字化实现。而传统的SPWM方法是基于等效原理来求取各矢量的作用时间，计算繁琐，导致系统效率下降，无法实现对大功率、兆瓦级并网风力发电机的调控。

发明内容

本发明提出一种并网双馈风力发电机变流器空间矢量脉宽调制方法，该方法简化了控制原理，优化了控制效果，可提高系统的运行效率。

本发明的技术方案是这样实现的：

一种并网双馈风力发电机变流器空间矢量脉宽调制方法，利用复平面中开关矢量与电压的关系来控制桥臂上电力电子器件的开关状态，包括以下步骤：

步骤一：将对称电压三相正弦相电压的瞬时值在复平面进行分解，获得合成的电压空间矢量由三相电压型逆变器的原理，得到8个基本电压空间矢量，进而得到开关组态与电压的关系，共8种开关组态(000、100、010、110、001、101、011、111)；

步骤二：将步骤一中得到的8种基本电压空间矢量在复平面进行映射，得到6个扇区；

步骤三：判断电压空间矢量所在扇区；

步骤四：确定各扇区相邻非零矢量和零矢量的作用时间；

步骤五：确定各个扇区矢量的切换点；

步骤六：将三角波周期T_PWM作为定时周期，与切换点比较，从而调制出SVPWM波。

进一步地，所述步骤六中进行SVPWM波调制时，取调制深度 $M=\sqrt{3}{U}_m/U_{\mathrm{dc}};$ 式中 $U_m=\left|{\stackrel{\→}{U}}_{\mathrm{out}}\right|,$ U_dc为直流母线电压；

使合成的电压空间矢量在线性区域内满足

进一步地，所述步骤三中判断电压空间矢量所在扇区，用U_α和U_β表示参考电压矢量U_out在α、β轴上的分量，定义U_ref1，U_ref2，U_ref3三个变量，令U_ref1＝u_β，再定义三个变量A、B、C，得：

如果U_ref1>0，则A＝1，否则A＝0；

如果U_ref2>0，则B＝1，否则B＝0；

如果U_ref3>0，则C＝1，否则C＝0；

令N＝4*C+2*B+A，得到N与扇区判别的对应关系。

进一步地，所述变流器为两电平三相桥式变流器，包括网侧变流器和转子侧变流器；网侧变流器与电网和双馈发电机定子相连，转子侧变流器与双馈发电机转子相连；网侧变流器与转子侧变流器之间通过直流环节相连接。

进一步地，所述直流环节为并联电容。

进一步地，所述两电平三相桥式变流器由分压电路和三相逆变桥构成；所述三相逆变桥由6个绝缘栅双极型晶体管构成；每路逆变桥由两个绝缘栅双极型晶体管构成。

本发明的有益效果为：

本发明简化了控制原理，优化了控制效果，提高了直流母线电压的利用率。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明的一个实施流程图；

图2为三相电压型逆变器原理图；

图3为电压空间矢量示意图；

图4为电压空间矢量合成示意图；

图5为扇区I内三相PWM调制方式；

图6(a)-图6(e)为本发明应用于并网双馈风机的控制的仿真结果；

图6(a)为N区判断仿真波形；

图6(b)为T1、T2计算仿真波形图；

图6(c)为电压开关时间切换点T_cm1、T_cm2、T_cm3切换仿真波形图；

图6(d)为A相线电压仿真波形；

图6(e)为A相相电压仿真波形；

图7为调制后、双馈风机变换器直流母线电流、电压波形。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

如图1所示，本实施例的一种并网双馈风力发电机变流器空间矢量脉宽调制方法，利用复平面中开关矢量与电压的关系来控制桥臂上电力电子器件的开关状态，包括以下步骤：

步骤一：将对称电压三相正弦相电压的瞬时值在复平面进行分解，获得合成的电压空间矢量由三相电压型逆变器的原理，得到8个基本电压空间矢量，进而得到开关组态与电压的关系，共8种开关组态(000、100、010、110、001、101、011、111)。

由三相电压型逆变器原理可知有8种不同的开关组合，可以得到8个基本电压空间矢量，各矢量为：

${\stackrel{\→}{U}}_{\mathrm{out}}=\frac{{2U}_{\mathrm{dc}}}{3}(a+{\mathrm{be}}^{j\frac{2}{3}\mathrm{\π}}+{\mathrm{ce}}^{-j\frac{2}{3}\mathrm{\π}})$

其相电压V_an、V_bn、V_cn，线电压V_ab、V_bc、V_ca及的值如表1所示(其中U_dc为直流母线电压)。

表1开关组态与电压关系表

步骤二：将步骤一中得到的8种基本电压空间矢量在复平面进行映射，得到6个扇区。如图3所示。

根据SVPWM平均值等效原理，以扇区I为例，可得： $T_{\mathrm{PWM}}{\stackrel{\→}{U}}_{\mathrm{out}}=T_1{\stackrel{\→}{U}}_0+T_2{\stackrel{\→}{U}}_{60}+T_0$ (或)、T₁+T₂+T₀＝T_PWM、 $\left\{\begin{array}{c}{\stackrel{\→}{U}}_1=\frac{T_1}{T_{\mathrm{PWM}}}{\stackrel{\→}{U}}_o\\ {\stackrel{\→}{U}}_2=\frac{T_2}{T_{\mathrm{PWM}}}{\stackrel{\→}{U}}_{60}\end{array}\right.,$ 式中，T_PWM为一个开关周期，T₁、T₂、T₀分别为和零矢量的作用时间，θ为合成矢量与主矢量的夹角。电压空间矢量合成示意图如图4所示。由图4得：将 $\left\{\begin{array}{c}{\stackrel{\→}{U}}_1=\frac{T_1}{T_{\mathrm{PWM}}}{\stackrel{\→}{U}}_o\\ {\stackrel{\→}{U}}_2=\frac{T_2}{T_{\mathrm{PWM}}}{\stackrel{\→}{U}}_{60}\end{array}\right.,\left|{\stackrel{\→}{U}}_0\right|=\left|{\stackrel{\→}{U}}_{60}\right|=2U_{\mathrm{dc}}/3$ 和带入，

得： $\left\{\begin{array}{c}{T}_1=\sqrt{3}\frac{U_m}{U_{\mathrm{dc}}}{T}_{\mathrm{PWM}}\sin (\frac{\mathrm{\π}}{3}-\mathrm{\θ})\\ T_2=\sqrt{3}\frac{U_m}{U_{\mathrm{dc}}}{T}_{\mathrm{PWM}}\sin \mathrm{\θ}\\ T_o=T_{\mathrm{PWM}}(1-\sqrt{3}\frac{U_m}{U_{\mathrm{dc}}}\cos (\frac{\mathrm{\π}}{6}-\mathrm{\θ}))\end{array}\right..$

步骤三：判断电压空间矢量所在扇区。用U_α和U_β表示参考电压矢量U_out在α、β轴上的分量，定义U_ref1，U_ref2，U_ref3三个变量，令U_ref1＝u_β， $U_{\mathrm{ref}2}=\sqrt{3}{u}_{\mathrm{\α}}-u_{\mathrm{\β}},U_{\mathrm{ref}3}=-\sqrt{3}{u}_{\mathrm{\α}}-u_{\mathrm{\β}},$ 再定义三个变量A、B、C，分析得：

如果U_ref1>0，则A＝1，否则A＝0；

如果U_ref2>0，则B＝1，否则B＝0；

如果U_ref3>0，则C＝1，否则C＝0；

令N＝4*C+2*B+A，得到N与扇区判别的对应关系。N区判断仿真波形如图6(a)，N与扇区判别的对应关系见表2。

表2N与扇区的对应关系

步骤四：确定各扇区相邻非零矢量和零矢量的作用时间。

由图4得： $\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}=\frac{T_1}{T_{\mathrm{PWM}}}\left|U_0\right|+\frac{T_2}{T_{\mathrm{PWM}}}\left|U_{60}\right|\cos \frac{\mathrm{\π}}{3}\\ u_{\mathrm{\β}}=\frac{T_2}{T_{\mathrm{PWM}}}\left|U_{60}\right|\sin \frac{\mathrm{\π}}{3}\end{array}\right.$

由上式得： $\left\{\begin{array}{c}{T}_1=\frac{\sqrt{3}{T}_{\mathrm{PWM}}}{{2U}_{\mathrm{dc}}}(\sqrt{3}{u}_{\mathrm{\α}}-u_{\mathrm{\β}})\\ T_2=\frac{\sqrt{3}{T}_{\mathrm{PWM}}}{U_{\mathrm{dc}}}{u}_{\mathrm{\β}}\end{array}\right.$

T₁、T₂计算仿真波形如图6(b)；

同理得各个矢量作用时间。令： $Y=\frac{\sqrt{3}{T}_{\mathrm{PWM}}{u}_{\mathrm{\β}}}{U_{\mathrm{dc}}},$ $Y=\frac{\sqrt{3}{T}_{\mathrm{PWM}}}{U_{\mathrm{dc}}}(\frac{\sqrt{3}}{2}{u}_{\mathrm{\α}}+u_{\mathrm{\β}}),Z=\frac{\sqrt{3}{T}_{\mathrm{PWM}}}{U_{\mathrm{dc}}}(-\frac{\sqrt{3}}{2}{u}_{\mathrm{\α}}+u_{\mathrm{\β}}),$ 能够得到各个扇区T₁、T₂、T₀的作用时间，其中T_PWM为一个开关周期，U_dc为直流母线电压。各扇区T₁、T₂、T₀作用的时间如表3所示。

表3各扇区T₁、T₂、T₀作用的时间

步骤五：确定各个扇区矢量的切换点。

定义T_a＝(T_PWM-T₁-T₂)/4，T_b＝T_a+T₁/2，T_c＝T_b+T₂/2，得到电压开关切换时间切换点T_cmp1、T_cmp2、T_cmp3与各扇区的关系；合理选择零矢量，使变流器开关状态每次只变化一次。电压开关时间切换点T_cmp1、T_cmp2、T_cmp3仿真波形如图6(c)；电压开关切换时间切换点T_cmp1、T_cmp2、T_cmp3与各扇区的关系如表4所示。

表4各扇区时间切换点T_cmp1、T_cmp2、T_cmp3

步骤六：将三角波周期T_PWM作为定时周期，与切换点T_cmp1、T_cmp2、T_cmp3比较，从而调制出SVPWM波。

为了限制开关频率，减少开关损耗，必须合理选择零矢量，使变流器开关状态每次只变化一次。假设零矢量000和零矢量111在一个开关周期中作用时间相同，生成的是对称PWM波形，再把每个基本空间电压矢量作用时间一分为二。如图5所示的扇区I，逆变器开关状态编码序列为000，100，110，111，110，100，000，将三角波周期T_PWM作为定时周期，与切换点T_cmp1、T_cmp2、T_cmp3比较，从而调制出SVPWM波，其输出波形如图5所示。同理，可以得到其它扇区的波形图。

SVPWM调制时，取调制深度使合成电压矢量在线性区域内，需满足 $\left|{\stackrel{\→}{U}}_{\mathrm{out}}\right|=U_m\≤{2U}_{\mathrm{dc}}/3,$ 即 $M_{\max }=2/\sqrt{3}=1.1547>1.$

A相线电压仿真波形如图6(d)，A相相电压仿真波形参见图6(e)，调制后、双馈风机变换器直流母线电流、电压波形参见图7。

本实施例中的变流器为两电平三相桥式变流器，包括网侧变流器和转子侧变流器；网侧变流器与电网和双馈发电机定子相连，转子侧变流器与双馈发电机转子相连；网侧变流器与转子侧变流器之间呈“背靠背”的形式通过直流环节(并联大电容)相连接；直流环节称为直流母线。

两电平三相桥式变流器由分压电路和三相逆变桥构成；三相逆变桥由6个绝缘栅双极型晶体管(IGBT)构成，如图2所示；每路逆变桥由两个绝缘栅双极型晶体管(IGBT)构成。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种并网双馈风力发电机变流器空间矢量脉宽调制方法，其特征在于，利用复平面中开关矢量与电压的关系来控制桥臂上电力电子器件的开关状态，包括以下步骤：

步骤一：将对称电压三相正弦相电压的瞬时值在复平面进行分解，获得合成的电压空间矢量由三相电压型逆变器的原理，得到8个基本电压空间矢量，进而得到开关组态与电压的关系，共8种开关组态(000、100、010、110、001、101、011、111)；

步骤二：将步骤一中得到的8种基本电压空间矢量在复平面进行映射，得到6个扇区；

步骤三：判断电压空间矢量所在扇区；

步骤四：确定各扇区相邻非零矢量和零矢量的作用时间；

步骤五：确定各个扇区矢量的切换点；

步骤六：将三角波周期T_PWM作为定时周期，与切换点比较，从而调制出SVPWM波。

2.如权利要求1所述的一种并网双馈风力发电机变流器空间矢量脉宽调制方法，其特征在于，所述步骤六中进行SVPWM波调制时，取调制深度 $M=\sqrt{3}{U}_m/U_{\mathrm{dc}};$ 式中 $U_m=\left|{\stackrel{\→}{U}}_{\mathrm{out}}\right|,$ U_dc为直流母线电压；

使合成的电压空间矢量在线性区域内满足

3.如权利要求1所述的一种并网双馈风力发电机变流器空间矢量脉宽调制方法，其特征在于，所述步骤三中判断电压空间矢量所在扇区，用U_α和U_β表示参考电压矢量U_out在α、β轴上的分量，定义U_ref1，U_ref2，U_ref3三个变量，令U_ref1＝u_β， 再定义三个变量A、B、C，得：

如果U_ref1>0，则A＝1，否则A＝0；

如果U_ref2>0，则B＝1，否则B＝0；

如果U_ref3>0，则C＝1，否则C＝0；

令N＝4*C+2*B+A，得到N与扇区判别的对应关系。

4.如权利要求1所述的一种并网双馈风力发电机变流器空间矢量脉宽调制方法，其特征在于，所述变流器为两电平三相桥式变流器，包括网侧变流器和转子侧变流器；网侧变流器与电网和双馈发电机定子相连，转子侧变流器与双馈发电机转子相连；网侧变流器与转子侧变流器之间通过直流环节相连接。

5.如权利要求4所述的一种并网双馈风力发电机变流器空间矢量脉宽调制方法，其特征在于，所述直流环节为并联电容。

6.如权利要求4所述的一种并网双馈风力发电机变流器空间矢量脉宽调制方法，其特征在于，所述两电平三相桥式变流器由分压电路和三相逆变桥构成；所述三相逆变桥由6个绝缘栅双极型晶体管构成；每路逆变桥由两个绝缘栅双极型晶体管构成。