JP2002084790A - 回転電機の制御装置 - Google Patents

回転電機の制御装置

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JP2002084790A JP2000266899A JP2000266899A JP2002084790A JP 2002084790 A JP2002084790 A JP 2002084790A JP 2000266899 A JP2000266899 A JP 2000266899A JP 2000266899 A JP2000266899 A JP 2000266899A JP 2002084790 A JP2002084790 A JP 2002084790A
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 発電用回転電機（１１）と走行用回転電機
（２１）により生じるリップル電流を低減することがで
きる回転電機の制御回路を提供する。 【解決手段】 主に電動機として使用される第１回転電
機（１１）へ制御電流を供給する第１インバータ（１
０）と、主に発電機として使用される第２回転電機（２
１）へ制御電流を供給する第２インバータ（２０）と、
第１キャリア信号に基づき第１インバータのスイッチン
グ素子を駆動するパルス幅変調信号を生成する第１イン
バータ駆動手段（１４）と、第１キャリア信号と同じ周
期を有する第２キャリア信号に基づき第２インバータの
スイッチング素子を駆動するパルス幅変調信号を生成す
る第２インバータ駆動手段（２４）とを備え、第１イン
バータと第２インバータとが同期して動作し、第１イン
バータの電流と第２インバータの電流とが逆向きに生じ
るように制御する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明が属する技術分野】本発明は、電動車両（ハイブ
リッド自動車）に用いる回転電機（モータジェネレー
タ）の制御装置に関し、リップル電流を低減できる回転
電機の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、ハイブリッド自動車では、通常２
台のモータジェネレータを搭載し、一方を走行用、もう
一方を発電用として使用している。そして、共通の直流
電源を用い、モータジェネレータ毎にパルス幅変調（Ｐ
ＷＭ）信号を生成して、この交流電源により走行用モー
タジェネレータを回転・駆動している。また、原動機に
より発電用モータジェネレータを回転させ発電し、生成
された電流はインバータ装置のスイッチング素子によ
り、直流電流に変換されバッテリに蓄えていた。
【０００３】この具体例として、図７に直流電源を使用
した交流モータ駆動回路と１相分の電流が変化する様子
を示す。モータ電流ｉｕの極性とスイッチング素子のオ
ン／オフ状態に応じて、電流はａ〜ｄの経路を流れる。
すなわち、スイッチング素子ｓｗ１１がオン状態でスイ
ッチング素子ｓｗ１２がオフ状態のとき、電流はａの経
路を流れ、直流母線上には正の電流が流れる。また、ス
イッチング素子ｓｗ１２がオン状態でスイッチング素子
ｓｗ１１がオフ状態のとき、ダイオードを経由して電流
はｂの経路を流れ、直流母線上には負（逆向き）の電流
が流れる。一方、走行用モータジェネレータから流れ出
す電流は、スイッチング素子ｓｗ１１がオン状態でスイ
ッチング素子ｓｗ１２がオフ状態のとき、ダイオードを
経由して電流はｃの経路を流れ、直流母線上には負（逆
向き）の電流が流れる。また、スイッチング素子ｓｗ１
２がオン状態でスイッチング素子ｓｗ１１がオフ状態の
とき、電流はｄの経路を流れ、直流母線上には正の電流
が流れる。
【０００４】これらの瞬時電流の大きさは瞬時モータ電
流と同じである。従って、１位相分についてのみ考えれ
ばインバータの直流母線にはモータの極性とスイッチン
グ素子のオン／オフに応じたパルス状の電流が流れる。
このパルス状の電流を３相分合計したものがインバータ
の直流母線を流れる電流になる。図８に３相分を合計し
た直流母線上の電流波形を示す。そして、この電流の変
動がリップル電流である。また、図９にその電流波形の
一部を拡大した波形図とキャリア信号との関係の一例を
示す。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従来、交流モータを駆
動させるためのインバータはスイッチング素子を１０〜
２０ｋＨｚの高周波でスイッチングするので、直流母線
上に発生するパルス状のリップル電流の急峻な変動によ
る電気的な高周波ノイズが発生していた。
【０００６】そして、この高周波ノイズは、近接する電
装品に障害を与えるため、その防止策が必要となる。こ
のため、図１０に示すように、インバータの直流入力回
路にはノイズフィルタとしてのノイズ低減用リアクトル
や、リップル耐量の大きい平滑用電解コンデンサが挿入
されている。しかし、この方法では大きなリアクトル及
び電解コンデンサを使用する必要があり、これらの素子
の容積が大きくなることから、インバータのケースが大
きくなり、重量も重くなるという問題点があった。
【０００７】そして、ハイブリッド自動車では、前述の
ように、二つ以上のインバータを搭載しているため、そ
の問題はさらに大きなものとなっていた。
【０００８】また、特願平１０−２４５３８３号（特開
２０００−７８８５０号公報）にはスイッチング素子の
ＯＮ・ＯＦＦタイミングをずらすことにより、リップル
電流を抑制することが提案されている。しかし、このよ
うな方法では、走行用モータジェネレータで発生したパ
ルスと発電用モータジェネレータで発生した逆向きのパ
ルスとが交互に直流母線を流れることになり、電気的高
周波ノイズの原因となるリップル電流を低減することは
できない。
【０００９】本発明は、発電用モータジェネレータの制
御電流の基本周波数と走行用モータジェネレータの制御
電流の基本周波数とを同じにすることにより、リップル
電流を低減するモータジェネレータの制御回路を提供す
ることを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】第１の発明は、直流電源
（１）に接続され、主に電動機として使用される第１回
転電機（１１）へ制御電流を供給する第１インバータ
（１０）と、前記直流電源に接続され、主に発電機とし
て使用される第２回転電機（２１）へ制御電流を供給す
る第２インバータ（２０）と、前記第１インバータの動
作周波数を規定する第１キャリア信号と、前記第１回転
電機へ所望の制御電流を供給するための第１電圧指令値
とを比較して、前記第１インバータのスイッチング素子
（ｓｗ１１〜ｓｗ１６）を駆動するパルス幅変調信号を
生成する第１インバータ駆動手段（ＩＧＢＴドライブ回
路１４等）と、前記第１キャリア信号と同じ周期を有
し、前記第２インバータの動作周波数を規定する第２キ
ャリア信号と、前記第２回転電機へ所望の制御電流を供
給するための第２電圧指令値とを比較して、前記第２イ
ンバータのスイッチング素子（ｓｗ２１〜ｓｗ２６）を
駆動するパルス幅変調信号を生成する第２インバータ駆
動手段（ＩＧＢＴドライブ回路２４等）とを備え、前記
第１インバータ駆動手段と前記第２インバータ駆動手段
とは、前記第１インバータと前記第２インバータとが同
期して動作し、前記第１インバータの電流と前記第２イ
ンバータの電流とが逆向きに生じるように制御する。
【００１１】第２の発明は、第１の発明において、前記
第１インバータのスイッチング素子と、前記第２インバ
ータのスイッチング素子とが同時期に動作することによ
り、前記第１インバータの電流と前記第２インバータの
電流とが、同時に逆向きに生じるように制御することを
特徴とする。
【００１２】第３の発明は、第１又は第２の発明におい
て、前記第１キャリア信号と前記第２キャリア信号と
は、周期及び位相が等しいことを特徴とする。
【００１３】第４の発明は、第１〜第３の発明におい
て、前記第１回転電機の最高回転数と極数の積と前記第
２回転電機の最高回転数と極数の積とがほぼ等しいこと
を特徴とする。
【００１４】第５の発明は、第１〜第４の発明におい
て、通常の運転条件のときに、発電電力の目標（例え
ば、第１回転電機で消費される電力）に応じて前記第２
回転電機の回転数を制御する一方、特定の運転条件のと
きに（例えば、直流母線上のリップル電流が一定の大き
さを超えるような運転時）、前記第２回転電機の制御電
流の基本波の周期が前記第１回転電機の制御電流の基本
波の周期に近づくように前記第２回転電機の回転数を制
御することを特徴とする。
【００１５】第６の発明は、第１〜第５の発明におい
て、前記第１インバータのスイッチング素子及び前記第
２インバータのスイッチング素子は、共通の平滑コンデ
ンサ（４）を介して前記直流電源に接続されると共に、
前記平滑コンデンサと前記第１インバータのスイッチン
グ素子間の経路（例えば、電源ケーブル２等）のインダ
クタンスと、前記平滑コンデンサと前記第２インバータ
のスイッチング素子間の経路（例えば、電源ケーブル２
等）のインダクタンスとがほぼ等しいことを特徴とす
る。
【００１６】なお、上述した括弧内の符号等は、実施の
形態に対応して例示的に付したものである。
【００１７】
【発明の作用および効果】第１〜第３の発明では、第１
キャリア信号の周期と第２キャリア信号の周期とを等し
くすることにより、直流母線上に発生する走行側パルス
の周期と発電側のパルスの周期とを等しくし、両パルス
の発生時期をほぼ一致させることができ、直流母線上の
リップル電流を低減して電気的高周波ノイズの発生を抑
制することができる。
【００１８】第４の発明では、第１回転電機の最高回転
数と極数の積と、第２回転電機の最高回転数と極数の積
とをほぼ等しくしたので、二つの回転電機の回転数がそ
れぞれ別個に制御されても二つの回転電機の制御電流の
基本波の周期が大きく乖離することがない。
【００１９】第５の発明では、通常は発電電力の目標
（例えば、第１回転電機で消費される電力）に応じて前
記第２回転電機の回転数を制御し、特定の運転条件（例
えば、直流母線上のリップル電流が一定の大きさを超え
るような運転時）には、前記第２回転電機の制御電流の
基本波の周期が前記第１回転電機の制御電流の基本波の
周期に近づくように前記第２回転電機の回転数を制御す
るので、通常運転時は必要な発電電力が確保されると共
に、リップル電流が特に大きくなる特定運転時には大き
なリップル電流低減効果が確保される。
【００２０】第６の発明は、前記第１インバータのスイ
ッチング素子回路及び前記第２インバータのスイッチン
グ素子回路は、共通の平滑コンデンサを介して前記直流
電源に接続されると共に、前記平滑コンデンサと前記第
１インバータのスイッチング素子との間、及び、前記平
滑コンデンサと前記第２インバータのスイッチング素子
との間のインダクタンスがほぼ等しいので、電源ケーブ
ルのインダクタンスにより生じるサージ電圧を低減する
ことができ、スイッチング素子や平滑コンデンサを破損
することがなく、平滑コンデンサを小型にすることがで
きる。
【００２１】
【発明の実施の形態】次に、本発明の第１の実施の形態
について図面を参照して説明する。
【００２２】図１は、本発明の第１の実施の形態のモー
タジェネレータの駆動回路の回路図である。
【００２３】バッテリ１から得られた直流電源は電源ケ
ーブル２を介して走行用インバータ装置１０に供給され
る。後述するが、この電源ケーブル２はリアクタンス成
分を有し、スイッチング素子のオン／オフに伴う突入電
流の大きさが、インバータから発生するリップル電流の
大きさに影響する。
【００２４】この走行用インバータ装置１０は、ノイズ
を除去するためのノイズフィルタ３、平滑化のための電
解コンデンサ４、６個のスイッチング素子（例えば、Ｉ
ＧＢＴ）ｓｗ１１〜ｓｗ１６により構成されている。走
行用インバータ装置１０に接続されている走行用モータ
ジェネレータはＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３個のステータコイ
ル（Ｃ１ｕ、Ｃ１ｖ、Ｃ１ｗ）を有し、このステータコ
イルの内側にロータ（図示省略）を有している。
【００２５】走行用インバータ装置１０のスイッチング
素子は２個ずつ対になっており、ｓｗ１２のコレクタが
バッテリ１の正極に、ｓｗ１２のエミッタがバッテリ１
の負極に接続されており、ｓｗ１１のエミッタとｓｗ１
２のコレクタとが互いに接続されている。このｓｗ１１
のエミッタ（ｓｗ１２のコレクタ）には走行用モータジ
ェネレータ１１のＵ相のステータコイルＣ１ｕが接続さ
れている。これと同様に、ｓｗ１３とｓｗ１４とが対に
なり走行用モータジェネレータ１１のＶ相のステータコ
イルＣ１ｖに、ｓｗ１５とｓｗ１６とが対になり走行用
モータジェネレータ１１のＷ相のステータコイルＣ１ｗ
に接続されている。これらのスイッチング素子ｓｗ１１
〜ｓｗ１６は、走行用インバータ装置１０を制御する走
行用モータコントローラ１２からのＰＷＭ信号によりオ
ン／オフ動作をする。この走行用モータコントローラ１
２は走行用インバータ装置１０のスイッチング素子ｓｗ
１１〜ｓｗ１６のスイッチング周期を定めるキャリア信
号を発生する三角波生成回路１３と、三角波生成回路１
３が生成した三角波に基づきスイッチング素子ｓｗ１１
〜ｓｗ１６に対する制御信号（走行用キャリア信号）を
生成するＩＧＢＴドライブ回路１４から構成されてい
る。
【００２６】また、走行用インバータ装置１０と同じ構
成のスイッチング素子ｓｗ２１〜ｓｗ２６を有する発電
用インバータ装置２０と、走行用モータジェネレータ１
１と同じ構成の発電用モータジェネレータ２１が設けら
れている。なお、本実施の形態では、発電用モータジェ
ネレータ２１と走行用モータジェネレータ１１と極数、
巻数は同一としてあるが、後述するように、両モータジ
ェネレータ１１、２１は同一の極数、巻数でなくてもよ
い。
【００２７】この発電用インバータ装置２０は、走行用
インバータ装置１０の平滑用電解コンデンサ４とスイッ
チング素子ｓｗ１１〜ｓｗ１６との間の直流母線におい
て分岐され、走行用インバータ装置１０内に設けられて
いるノイズフィルタ３、平滑用電解コンデンサ４を介し
てバッテリ１に接続されている。また、発電用インバー
タ装置２０を制御する発電用モータコントローラ２２が
設けられており、この発電用モータコントローラ２２内
のＩＧＢＴドライブ回路２４によりスイッチング素子ｓ
ｗ２１〜ｓｗ２６に対するＰＷＭ制御信号を生成し、ス
イッチング素子ｓｗ２１〜ｓｗ２６をオン／オフ動作し
ている。この発電用モータコントローラ２２内のＩＧＢ
Ｔドライブ回路２４は走行用モータコントローラ１２内
の三角波生成回路１３からキャリア信号（三角波）が供
給されており、走行用インバータ装置１０と発電用イン
バータ装置２０とは同じキャリア信号によって、同じ周
期で同期をとって動作するように構成されている。
【００２８】バッテリ１から走行用インバータ装置１０
に供給された直流電源は、直流ノイズを低減するための
ノイズフィルタ３を通過しノイズ成分を除去した後、平
滑化のための電解コンデンサ４を介して、スイッチング
素子ｓｗ１１〜ｓｗ１６に供給される。ここで問題とな
るリップル電流は、平滑用電解コンデンサ４とバッテリ
１間では電解コンデンサ４の平滑化効果によりほとんど
発生していない。しかし、平滑用電解コンデンサ４とス
イッチング素子との間では、スイッチング素子ｓｗ１１
〜ｓｗ１６のオン／オフに応じて発生するパルス状電流
により走行用モータの極性分（３相分）合計したリップ
ル電流が発生する。
【００２９】本発明では走行用インバータ装置１０の平
滑用電解コンデンサ４とスイッチング素子ｓｗ１１〜ｓ
ｗ１６とを繋ぐ直流母線から、走行用インバータ装置１
０のスイッチング素子ｓｗ１１〜ｓｗ１６と並列に、発
電用インバータ装置２０のスイッチング素子ｓｗ２１〜
ｓｗ２６が接続されているため、この直流母線には走行
用と発電用とを合計した電流が流れる。ここで、走行用
インバータ装置１０は走行用モータコントローラ１２内
の三角波生成回路１３から生じたキャリア信号のタイミ
ングによりスイッチング素子のオン／オフ動作をしてお
り、発電用インバータ装置２０も走行用モータコントロ
ーラ１２内の三角波生成回路１３から生じたキャリア信
号のタイミングによりスイッチング素子のオン／オフ動
作をしているので、走行用インバータ装置１０と発電用
インバータ装置２０とは同じタイミングでスイッチング
動作をする。これにより走行用インバータ装置１０のス
イッチング素子がＯＮ動作し、走行用インバータ装置１
０にプラスの電流が流れるときは、発電用インバータ装
置２０のスイッチング素子もＯＮ動作して、発電用イン
バータ装置２０にはマイナスの電流が流れる。
【００３０】この第１の実施の形態では走行用インバー
タ装置１０と発電用インバータ装置２０とが共通のキャ
リア信号生成手段としての三角波生成回路１３により生
成されたキャリア信号に基づいてＰＷＭ信号を発生して
いる。よって、このキャリア信号は二つのインバータ１
０、２０とで同一周期、同一位相となる。しかし、この
二つのキャリア信号は同一周期である必要はあるが、両
者の位相は同一である必要がない。例えば、逆特性のＩ
ＧＢＴを使用して逆相の（位相が１８０度ずれ、反転し
た）三角波をキャリア信号として使用することや、ＩＧ
ＢＴの動作点をずらして、同一周期で位相がずれた三角
波をキャリア信号を用いることもできる。
【００３１】図２は、第１の実施の形態のモータジェネ
レータの駆動回路におけるリップル電流波形を示す図で
ある。図２は横軸に時間を、縦軸に電流を示してあり、
（１）は走行用モータジェネレータ１１（第１の回転電
機）で生成されたリップル電流、（２）は発電用モータ
ジェネレータ２１（第２の回転電機）で生成されたリッ
プル電流、（３）は両者を合計したリップル電流、
（４）は合計したリップル電流を実効値に変換した値を
示す。
【００３２】前述したように、本実施の形態では走行用
インバータ装置１０と発電用インバータ装置２０とが、
同一の三角波生成回路１３から生じたキャリア信号によ
りスイッチング素子のオン／オフ動作をしている。すな
わち、走行用インバータ装置１０のスイッチング素子が
ＯＮ動作をして走行用インバータ装置１０にプラスの電
流が流れるときは、発電用インバータ装置２０のスイッ
チング素子もＯＮ動作をして発電用インバータ装置２０
にはマイナスの電流が流れている。よって、走行用イン
バータ装置１０から生じるリップル電流（１）と発電用
インバータ装置２０から生じるリップル電流（２）と
は、値が等しく、互いに逆方向になる。よって、この両
者を合計したリップル電流（３）は０Ａ（ゼロアンペ
ア）となる。
【００３３】第１の実施の形態では走行用インバータ装
置１０と発電用インバータ装置２０とが、同一の三角波
生成回路１３から生じたキャリア信号に規定されるタイ
ミングでスイッチング素子がスイッチング動作をしてい
るので走行用インバータ装置１０にプラスの電流が流れ
るときは、発電用インバータ装置２０にマイナスの電流
が流れる。前述したように、走行用インバータ装置１０
の直流母線には走行用のプラス電流と発電用のマイナス
電流とが流れるので、この走行用のプラス電流と発電用
のマイナス電流とを同じ大きさ、同じタイミングとする
ことで、走行用インバータ装置１０のスイッチング素子
と発電用インバータ装置２０のスイッチング素子とが接
続された点とバッテリ１との間の直流母線上では、リッ
プル電流はほとんど発生しなくなる。
【００３４】図３は、本発明の第２の実施の形態のモー
タジェネレータの駆動回路の回路図である。
【００３５】第２の実施の形態では、平滑用電解コンデ
ンサ４を中心に右側に走行用インバータ装置１０のスイ
ッチング素子ｓｗ１１〜ｓｗ１６を、左側に発電用イン
バータ装置２０のスイッチング素子ｓｗ２１〜ｓｗ２６
を配置してある。すなわち、平滑用電解コンデンサ４と
走行用インバータ装置１０のスイッチング素子ｓｗ１１
〜ｓｗ１６間の距離と、平滑用電解コンデンサ４と発電
用インバータ装置２０のスイッチング素子ｓｗ２１〜ｓ
ｗ２６間の距離とを等しくするように、スイッチング素
子ｓｗ１１〜ｓｗ１６、ｓｗ２１〜ｓｗ２６を配置して
ある。なお、走行用、発電用のインバータ１０、２０、
モータジェネレータ１１、２１、モータコントローラ１
２、２２において同じ構成を有するものは同じ符号を付
し、その説明を省略する。
【００３６】第２の実施の形態でも、前述した第１の実
施の形態と同様に、バッテリ１とインバータとの間は電
源ケーブル２で接続されている。この電源ケーブル２
は、ケーブル長に比例したインダクタンスを有するの
で、ケーブル長が長くなるとインダクタンスも大きくな
り、スイッチング素子のオン／オフ時に突入電流が発生
し、これに伴うサージ電圧も大きくなってしまう。この
大きなサージ電圧に耐えるように平滑用電解コンデンサ
４、スイッチング素子を選択すると、平滑用電解コンデ
ンサ４、スイッチング素子が大型化してしまう。本実施
の形態では平滑用電解コンデンサ４を走行用と発電用と
で共用しているため、長い方の電源ケーブル２のインダ
クタンスにより発生するサージ電圧に耐えるように、平
滑用電解コンデンサ４及びスイッチング素子を選定する
必要がある。
【００３７】また、本発明では、走行用インバータ装置
１０のスイッチング素子ｓｗ１１〜ｓｗ１６と発電用イ
ンバータ装置２０のスイッチング素子ｓｗ２１〜ｓｗ２
６とが同時にオン／オフするので、サージ電圧も同時に
逆向きに発生する。
【００３８】この第２の実施の形態では平滑用電解コン
デンサ４から走行用インバータ装置１０のスイッチング
素子ｓｗ１１〜ｓｗ１６までの距離と、平滑用電解コン
デンサ４から発電用インバータ装置２０のスイッチング
素子ｓｗ２１〜ｓｗ２６までの距離を等しくしており、
両インバータ装置１０、２０のスイッチング素子ｓｗ１
１〜ｓｗ１６、ｓｗ２１〜ｓｗ２６と平滑用電解コンデ
ンサ４との間の電源ケーブル２等の経路で生じるインダ
クタンスを等しくしている。よって、両インバータ装置
１０、２０のスイッチング素子ｓｗ１１〜ｓｗ１６、ｓ
ｗ２１〜ｓｗ２６のオン／オフにより発生するサージ電
圧も逆向きで等しい大きさになり、直流母線に両インバ
ータ装置１０、２０のスイッチングにより生じるサージ
電圧が相殺される。
【００３９】このように、第２の実施の形態では、平滑
用電解コンデンサ４と走行用インバータ装置１０のスイ
ッチング素子ｓｗ１１〜ｓｗ１６間の距離と、平滑用電
解コンデンサ４と発電用インバータ装置２０のスイッチ
ング素子ｓｗ２１〜ｓｗ２６間の距離とが等しくなるよ
うにスイッチング素子ｓｗ１１〜ｓｗ１６、ｓｗ２１〜
ｓｗ２６を配置したので、電源ケーブル２のインダクタ
ンスにより生じるサージ電圧を低減することができ、ス
イッチング素子ｓｗ１１〜ｓｗ１６、ｓｗ２１〜ｓｗ２
６や平滑用電解コンデンサ４を破損することがない。ま
た、スイッチング素子ｓｗ１１〜ｓｗ１６、ｓｗ２１〜
ｓｗ２６や平滑用電解コンデンサ４を小型、低価格のも
のとすることができ、インバータ１０、２０の小型化、
軽量化が可能となり、価格低減をすることができる。次
に、図４に基づいて走行用インバータ装置１０と発電用
インバータ装置２０との制御電流の基本周波数を等しく
する必要性、効果について説明する。図４は、本発明の
実施の形態において走行用モータジェネレータ１１と発
電用モータジェネレータ２１との制御電流の基本周波数
を変化させた場合のリップル電流の実効値の変化を示す
図であり、走行用モータジェネレータ１１の制御電流の
基本周波数（走行用キャリア信号）を１８０Ｈｚとした
場合の、横軸に発電用モータジェネレータ２１の制御電
流の基本周波数（発電用キャリア信号）を、縦軸にイン
バータのリップル電流の実効値（１目盛１０Ａ）を示
す。
【００４０】発電用モータジェネレータ２１の制御電流
の基本周波数が、走行用モータジェネレータ１１の制御
電流の基本周波数と等しい１８０Ｈｚのときには、リッ
プル電流の実効値が約５Ａと少なく、発電用モータジェ
ネレータ２１と走行用モータジェネレータ１１との制御
電流の基本周波数と等しくした（キャリア信号を同期し
た）ことにより、リップル電流が低減されている。しか
し、発電用モータジェネレータ２１の制御電流の基本周
波数が９００Ｈｚ（走行用モータジェネレータ１１の制
御電流の基本周波数の５倍）のときには、リップル電流
が約６５Ａと大きく発生しており、リップル電流の低減
効果がほとんどみられない。このことから、発電用モー
タジェネレータ２１の制御電流の基本周波数と走行用モ
ータジェネレータ１１の制御電流の基本周波数とを等し
くすることによりップル電流が低減されることが分か
る。
【００４１】モータジェネレータの発生するリップル電
流は、スイッチング素子のオン／オフ回数により定ま
る。すなわち、モータジェネレータの回転数と極対数の
積により定まる。一般に発電用モータジェネレータ２１
の駆動用原動機に使用されるガソリンレシプロエンジン
の最高回転数は６０００ｒｐｍ程度である。走行用モー
タジェネレータ１１の最高回転数を１２０００ｒｐｍと
すると、モータジェネレータが１回転するときの制御電
流の基本周波数は、回転数と極対数との積により定まる
ことから、回転数が２倍の走行用モータジェネレータ１
１の極数が４極対なら、発電用モータジェネレータ２１
の極数を８極対とすることで、それぞれのモータジェネ
レータが最高回転数で回転しているときの制御電流の基
本周波数を等しくすることができる。
【００４２】このように、走行用キャリア信号と発電用
キャリア信号との同期をとることによるリップル電流の
低減効果はキャリア信号と比較される電圧指令値の周
期、すなわち制御電流の基本波の周期が走行側と発電側
とで等しいときに最大となり、周期の差が大きいほど小
さくなる。しかしながら、制御電流の基本波の周期は各
回転電機の回転数と比例関係で対応するものであるか
ら、両者の回転数を任意に制御して二つの制御電流の基
本波の周期を常に等しくすることは困難である。そこ
で、各回転電機の回転数がそれぞれ別個に制御されても
二つ制御電流の基本波の周期が大きく乖離することがな
いようにする必要がある。このため、回転電機の使用回
転数範囲のうち効率の良い回転数である最高回転数とモ
ータジェネレータの極数の積を走行用モータジェネレー
タ１１と発電用モータジェネレータ２１とでほぼ等しく
しておく。
【００４３】このように、二つのモータジェネレータ１
１、２１の最高回転数の逆数の比に比例して極対数を定
めると、二つのモータジェネレータ１１、２１の制御電
流の基本周波数が同じ又は近い周波数で運転できる領域
を拡大することができ、多様な運転条件においてリップ
ル電流を削減することができる。
【００４４】図５は、本発明の実施の形態の車両に対す
る回転電機の配置図である。
【００４５】この電動車両（ハイブリッド自動車）で
は、二つのモータジェネレータを搭載し、走行用モータ
ジェネレータ１１で車両の駆動輪を駆動し、原動機８で
発電用モータジェネレータ２１を回転駆動し発電するも
のである。
【００４６】走行用モータジェネレータ１１は減速ギヤ
５を介して車軸６に接続されている。一方、発電用モー
タジェネレータ２１は増速機７を介して原動機８に接続
されている。また、インバータ（走行用インバータ装置
１０、発電用インバータ装置２０）は二つのモータジェ
ネレータ１１、２１に接続されており、モータコントロ
ールユニット３０（走行用モータコントローラ１２、発
電用モータコントローラ２２）に制御されている。ま
た、原動機はエンジンコントロールユニット３１に制御
されており、さらに、この二つのコントロールユニット
（モータコントロールユニット３０、エンジンコントロ
ールユニット３１）は統合制御コンピュータ３２に統括
的に制御され、監視されている。
【００４７】この発電用モータジェネレータ２１と原動
機８との間に設置された増速ギヤ７は、ギヤ比を選定す
ることにより原動機８の最高回転数と走行用モータジェ
ネレータ１１の最高回転数が異なる場合でも、両者の最
高回転数を等しくすることができ、２台のモータジェネ
レータ１１、２１が最高回転数で回転しているときの制
御電流の基本周波数を合わせることができる。よって、
２台のモータジェネレータ１１、２１が最高回転数で回
転しているときの制御電流の基本周波数を合わせながら
も、モータジェネレータの極数対の選定の自由度が増
し、モータジェネレータのスロットの大きさ、ステータ
コイルの巻数などを決定するうえで制約条件とならず、
モータジェネレータを小型化でき、性能を向上すること
ができる。
【００４８】図６は、本発明の実施の形態の回転電機の
制御ブロック図である。
【００４９】統合制御コンピュータ３２からの回転数指
令信号は、モータ回転数信号との差分に基づきＰＩ制御
手段４０ａによりトルク信号に変換される。このトルク
信号は電流指令演算手段４１ａに入力されｄ軸電流信号
（トルク電流指令信号）とｑ軸電流信号（励磁電流指令
信号）とに変換される。電流制御手段４２ａはｄ軸電流
信号とｑ軸電流信号とを、ｄ軸電圧信号（トルク電圧指
令信号）とｑ軸電圧信号（励磁電圧指令信号）とに変換
し、２相／３相変換手段４３ａによりＵ相電圧指令信
号、Ｖ相電圧指令信号及びＷ相電圧指令信号に変換され
る。さらに、ＰＷＭ信号作成手段４４ａは三角波生成回
路１３からのキャリア信号（三角波）のタイミングに従
って、各相の電圧指令信号をＵ相ＰＷＭ信号、Ｖ相ＰＷ
Ｍ信号及びＷ相ＰＷＭ信号に変換する。電力変換手段４
５ａは各相のＰＷＭ信号に基づき走行用モータジェネレ
ータ１１に加えるＵ相、Ｖ相及びＷ相の電圧信号を生成
する。
【００５０】同様に、統合制御コンピュータか３２から
の回転数指令信号は発電器回転数信号との差分に基づき
ＰＩ制御手段４０ｂによりトルク信号に変換され、電流
指令演算手段４１ｂ、電流制御手段４２ｂ、２相／３相
変換手段４３ｂ、ＰＷＭ信号作成手段４４ｂ及び電力変
換手段４５ｂにより発電用モータジェネレータ２１への
Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の電圧信号が生成される。このと
き、ＰＷＭ信号作成手段４４ｂで用いられるキャリア信
号（三角波）は、走行用モータコントローラ１２のＰＷ
Ｍ信号作成手段４４ａで用いられるキャリア信号（三角
波）と同じものであるため、同一の周期、位相を有す
る。
【００５１】また、統合制御コンピュータ３２からの回
転数指令信号と走行用モータジェネレータ１１のトルク
信号からは、原動機最適燃焼演算手段４６により、原動
機回転数及び原動機スロットル開度が決定され、リップ
ル電流値読取手段４７により読み取られたリップル電流
に基づき、リップル電流のしきい値に対する大小が判定
され、原動機運転条件決定手段４８により原動機回転数
及びスロットル開度が決定され、発電用モータジェネレ
ータ２１を駆動する発電用原動機８に送られる。
【００５２】すなわち、通常、発電用原動機８は走行用
モータジェネレータ１１に与える回転数とトルク指令値
とにより、熱効率が最も良い回転数で運転して、走行用
モータジェネレータ１１で消費される電力を上回る電力
を発電するように制御されている。しかし、リップル電
流の実効値が電気部品（電解コンデンサ４、ノイズフィ
ルタ３、スイッチング素子ｓｗ１１〜ｓｗ１６、ｓｗ２
１〜ｓｗ２６等）の許容範囲を超えるようなときには、
リップル電流低減のため、発電用モータジェネレータ２
１の制御電流の基本周波数と、走行用モータジェネレー
タ１１の制御電流の基本周波数とを合わせるように、原
動機運転条件決定手段４８が原動機を運転する回転数
（スロットル開度）を決定する。
【００５３】なお、以上説明した実施の形態は、常に二
つのキャリア信号を同期させるようになっているが、二
つのモータジェネレータが共に走行用に使用される力行
状態となったり、共に発電状態となったりするときには
二つのキャリア信号の同期を解除し、非同期状態とする
ように構成するとよい。
【００５４】特に、二つのモータジェネレータを車両に
搭載し、走行用モータジェネレータ１１で車両の駆動輪
を駆動し、原動機で発電用モータジェネレータ２１を回
転駆動し発電をするハイブリッド自動車では、走行用モ
ータジェネレータ１１の回転数は車両を運転する運転者
の意思に応じて制御される必要があるのに対し、発電用
モータジェネレータ２１の回転数はある程度任意に設定
することが可能である。そこで、通常運転時には発電能
力の目標値である、走行用モータジェネレータ１１で消
費される電力に応じて発電用モータジェネレータ２１の
回転数を制御する。一方、直流母線上のリップル電流が
一定の大きさを超えるような運転時には双方のモータジ
ェネレータ１１、２１の制御電流の基本周波数を近づけ
てリップル電流の低減効果が得られるように発電用モー
タジェネレータ２１の回転数を制御する。
【００５５】このように、本発明の実施の形態では、リ
ップル電流の実効値の大きさを参酌して、発電用モータ
ジェネレータ２１の制御電流の基本周波数と、走行用モ
ータジェネレータ１１の制御電流の基本周波数とを合わ
せるように、原動機運転条件決定手段４８が原動機を運
転する回転数を決定するので、原動機の熱効率がよい運
転条件を大きく外れることなく、エネルギー効率の悪化
を最小限にしつつ、リップル電流を低減することができ
る。よって、平滑用電解コンデンサ４、リアクトル（ノ
イズフィルタ３）及びスイッチング素子を小型化するこ
とができる。また、通常運転時は必要な発電電力を確保
しつつ、リップル電流が特に大きくなるような運転条件
では大きなリップル電流低減効果が確保される。
【００５６】なお、以上説明した実施の形態では、常に
二つのキャリア信号を同期させるようになっているが、
二つのモータジェネレータが共に走行用に使用される力
行状態となったり、共に発電状態となったりするときに
は二つのキャリア信号のど右記を解除し、非同期状態と
するように構成することもできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施の形態のモータジェネ
レータの駆動回路の回路図である。
【図２】 第１の実施の形態のモータジェネレータの
駆動回路におけるリップル電流波形を示す図である。
【図３】 本発明の第２の実施の形態のモータジェネ
レータの駆動回路の回路図である。
【図４】 本発明の実施の形態における回転電機の制
御電流の基本周波数によるリップル電流の変化を示す図
である。
【図５】 本発明の実施の形態の回転電機の配置図で
ある。
【図６】 本発明の実施の形態の回転電機の制御ブロ
ック図である。
【図７】 従来のモータジェネレータの駆動回路の回
路図である。
【図８】 従来のモータジェネレータの駆動回路にお
ける直流母線上のリップル電流波形を示す図である。
【図９】 図８に示すリップル電流波形の拡大図であ
る。
【図１０】 従来のモータジェネレータの駆動回路の別
な回路図である。
【符号の説明】
１ バッテリ ２ 電源ケーブル ３ ノイズフィルタ ４ 電解コンデンサ ５ 減速機（減速ギヤ） ６ 車軸 ７ 増速機（増速ギヤ） ８ 原動機（エンジン） １０ 走行用インバータ装置（第１インバータ） １１ 走行用モータジェネレータ（第１回転電機） １２ 走行用モータコントローラ １３ 三角波発生回路 １４ ＩＧＢＴドライブ回路 ２０ 発電用インバータ装置（第２インバータ） ２１ 発電用モータジェネレータ（第２回転電機） ２２ 発電用モータコントローラ ２３ 三角波発生回路 ２４ ＩＧＢＴドライブ回路 ３０ モータコントローラ ３１ エンジンコントロールユニット ３２ 統合制御コンピュータ ４０ａ、ｂ ＰＩ制御手段 ４１ａ、ｂ 電流指令演算手段 ４２ａ、ｂ 電流制御手段 ４３ａ、ｂ ２相／３相変換手段 ４４ａ、ｂ ＰＷＭ信号生成手段 ４５ａ、ｂ 電力変換手段 ４６ 原動機最適燃焼点演算手段 ４７ リップル電流値読取手段 ４８ 原動機運転条件決定手段 ｓｗ１１〜ｓｗ１６ スイッチング素子（ＩＧＢＴ） ｓｗ２１〜ｓｗ２６ スイッチング素子（ＩＧＢＴ）
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 北田 真一郎 神奈川県横浜市神奈川区宝町２番地 日産 自動車株式会社内 (72)発明者 菊池 俊雄 神奈川県横浜市神奈川区宝町２番地 日産 自動車株式会社内 (72)発明者 金子 雄太郎 神奈川県横浜市神奈川区宝町２番地 日産 自動車株式会社内 Ｆターム(参考） 5H007 AA01 BB06 CA01 CB05 CC05 DA05 DC05 DC07 EA02 5H115 PA03 PA15 PC06 PG04 PI16 PI24 PI29 PO02 PO06 PO09 PU09 PU10 PU24 PU26 PV10 PV23 QE20 QN06 QN22 QN23 RB22 RB26 RE02 SE04 TB01 5H572 AA02 BB05 CC04 EE04 GG06 HA10 HB09 HC04 HC07 JJ12 JJ24 JJ26 KK05 LL22 5H576 AA15 BB04 CC02 DD02 DD04 DD07 EE01 EE11 GG02 HA04 HB02 HB05 JJ03 JJ24 JJ29 LL01

Claims (6)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 直流電源に接続され、主に電動機として
    使用される第１回転電機へ制御電流を供給する第１イン
    バータと、 前記直流電源に接続され、主に発電機として使用される
    第２回転電機へ制御電流を供給する第２インバータと、 前記第１インバータの動作周波数を規定する第１キャリ
    ア信号と、前記第１回転電機へ所望の制御電流を供給す
    るための第１電圧指令値とを比較して、前記第１インバ
    ータのスイッチング素子を駆動するパルス幅変調信号を
    生成する第１インバータ駆動手段と、 前記第１キャリア信号と同じ周期を有し、前記第２イン
    バータの動作周波数を規定する第２キャリア信号と、前
    記第２回転電機へ所望の制御電流を供給するための第２
    電圧指令値とを比較して、前記第２インバータのスイッ
    チング素子を駆動するパルス幅変調信号を生成する第２
    インバータ駆動手段とを備え、 前記第１インバータ駆動手段と前記第２インバータ駆動
    手段とは、前記第１インバータと前記第２インバータと
    が同期して動作し、前記第１インバータの電流と前記第
    ２インバータの電流とが逆向きに生じるように制御する
    ことを特徴とする回転電機の制御装置。
  2. 【請求項２】 前記第１インバータのスイッチング素子
    と、前記第２インバータのスイッチング素子とが同時期
    に動作することにより、前記第１インバータの電流と前
    記第２インバータの電流とが、同時に逆向きに生じるよ
    うに制御することを特徴とする請求項１に記載の回転電
    機の制御装置。
  3. 【請求項３】 前記第１キャリア信号と前記第２キャリ
    ア信号とは、周期及び位相が等しいことを特徴とする請
    求項１又は請求項２に記載の回転電機の制御装置。
  4. 【請求項４】 前記第１回転電機の最高回転数と極数の
    積と前記第２回転電機の最高回転数と極数の積とがほぼ
    等しいことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれ
    か一つに記載の回転電機の制御装置。
  5. 【請求項５】 通常の運転条件のときに、発電電力の目
    標に応じて前記第２回転電機の回転数を制御する一方、
    特定の運転条件のときに、前記第２回転電機の制御電流
    の基本波の周期が前記第１回転電機の制御電流の基本波
    の周期に近づくように前記第２回転電機の回転数を制御
    することを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか
    一つに記載の回転電機の制御装置。
  6. 【請求項６】 前記第１インバータのスイッチング素子
    回路及び前記第２インバータのスイッチング素子回路
    は、共通の平滑コンデンサを介して前記直流電源に接続
    されると共に、前記平滑コンデンサと前記第１インバー
    タのスイッチング素子間の経路のインダクタンスと、前
    記平滑コンデンサと前記第２インバータのスイッチング
    素子間の経路のインダクタンスとがほぼ等しいことを特
    徴とする請求項１から請求項５のいずれか一つに記載の
    回転電機の制御装置。
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