JPH114600A - 電動車両用駆動システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】永久磁石同期モータを用いた電動車両用駆動シ
ステムにおいて、モータの小型化と磁石使用量の低減を
図ることによりコストをより低減し、かつ駆動系の損失
を最小化する。 【解決手段】永久磁石同期モータ１の極数を１２極以上
かつ１６極以下にし、かつ最高回転数を１２０００rpm
以上かつ２００００rpm 以下に設定する。または永久磁
石同期モータ１を制御する交流電圧の最大周波数を１.
２ｋＨｚ以上かつ２.７ｋＨｚ以下に設定する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は永久磁石同期モータ
により駆動される電動車両用駆動システムに関する。

【０００２】

【従来の技術】電動車両はそれを駆動する駆動装置自体
を搭載させながら走行する必要があるため、駆動装置は
小型で高効率であることが重要である。

【０００３】高効率化を図る方法として、駆動用モータ
として永久磁石同期モータを用いた駆動方法がある。永
久磁石モータは誘導モータに比べて磁束を発生させるた
めの電流を流す必要がないため、同じトルクを発生させ
るのに必要な電流は少ない。したがって、電流による損
失を低減でき、高効率化を図ることができる。

【０００４】永久磁石同期モータを用いた電動車両の駆
動装置に関する文献としては、例えば、The 13th Inter
national Electric Vehicle Symposium Proceedings Vo
l.１, P７７０, October １３−１６, １９９６, Osak
a, Japan に記載されている論文“AC Drive System for
Electric Vehicles”や、Automotive Engineering,P
７５, February (１９９５）に記載されている論文“Dr
ive System with Permanent Magnet Synchronous M
otors”などが知られている。

【０００５】前者は、モータの最高回転数を１３０００
rpm まで高速回転化することにより、モータの総重量を
低減することが記載されている。

【０００６】後者は、永久磁石モータの極数を１８極に
すること、すなわち多極化することにより、磁石使用量
の低減を図ることが記載されている。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記の
２つの論文は、電流制御の制御性能の限界条件から、イ
ンバータの出力周波数を１.２ｋＨｚ未満としている。

【０００８】従って、前者はモータの高速回転化により
モータの総重量は低減できるものの、極数を８極としな
ければならず、磁石使用量が多くなり、誘導モータ並み
の低コスト化を図ることはできない。

【０００９】また、後者は多極化により磁石のコストは
低減できるものの、逆にモータの最高回転数を高くする
ことができないため、モータの総重量を低減できず、総
コストを低減できない。

【００１０】本発明は、上記問題を回避するものであ
り、永久磁石同期モータを用いた電動車両用駆動システ
ムにおいて、モータの小型化と磁石使用量の低減を図る
ことによりコストをより低減し、かつ駆動系の損失を最
小化することを目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記目的は、車両を駆動
する永久磁石同期モータと、該永久磁石同期モータを交
流電圧により制御する電力変換器を備えた電動車両用駆
動システムにおいて、前記永久磁石同期モータは、極数
が１２極以上１６極以下のいずれかで構成され、かつ最
高回転数が１２０００rpm 以上かつ２００００rpm 以下
で運転されることを特徴とする電動車両用駆動システム
により達成される。

【００１２】また上記目的は、車両を駆動する永久磁石
同期モータと、該永久磁石同期モータを交流電圧により
制御する電力変換器を備えた電動車両用駆動システムに
おいて、前記交流電圧の最大周波数が１.２ｋＨｚ以上
かつ２.７ｋＨｚ以下であることを特徴とする電動車両
用駆動システムにより達成される。

【００１３】また上記目的は、永久磁石同期モータの電
流と電流指令値とを比較する手段と、該比較結果から前
記永久磁石同期モータに印加する交流電圧指令値を演算
する手段と、演算された該交流電圧指令値と搬送波を比
較することによりＰＷＭ信号を発生する手段とを有する
電動車両用駆動システムにおいて、前記永久磁石同期モ
ータの極数は１２極以上１６極以下のいずれかであっ
て、かつ前記交流電圧の最大周波数は１.２ｋＨｚ以上
２.７ｋＨｚ以下であって、かつ前記交流電圧指令値の
演算タイミングを前記搬送波に同期させる手段と、前記
搬送波の周波数を前記交流電圧指令値の周波数のＮ倍
（Ｎは整数）にする手段とを備えたことを特徴とする電
動車両用駆動システムにより達成される。

【００１４】

【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施形態を図１
により説明する。

【００１５】図１は同期モータ１を３相のインバータ２
により制御し、車体３を駆動する電気自動車である。

【００１６】インバータ２は制御装置５からのＰＷＭ信
号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗにより電源４のエネルギーを３相交
流電圧に変換して同期モータ１を駆動している。これに
より、車軸６を介してタイヤ７ａ，７ｂにモータトルク
を伝達し、車体３を走行させることができる。

【００１７】運転者はアクセル８，ブレーキ９，切替ス
イッチ１０を操作する。

【００１８】制御装置５には、アクセル８の踏み込み量
ｘａ，ブレーキ９の踏み込み量ｘｂ，前進，後進，停止
を指示する切替スイッチ１０の切替信号ｘｃ，速度セン
サ１１から出力される同期モータ１のモータ速度ωｍ、
及び、磁極位置検出器１２から得られる同期モータ１の
磁極位置θｍが入力される。

【００１９】制御装置５はトルク指令発生装置１３，ベ
クトル制御演算装置１４，電流制御装置１５，ＰＷＭ発
生手段１６、及び、搬送波発生装置１７から構成されて
いる。

【００２０】トルク指令発生装置１３では、アクセル，
ブレーキの各踏み込み量ｘａ，ｘｂ，切替信号ｘｃ，モ
ータ速度ωｍを入力し、これらの信号に基づき、同期モ
ータ１が出力すべきトルク指令値τｒを演算している。

【００２１】トルク指令値τｒを入力するベクトル制御
演算装置１４では、モータ速度ωｍに対して効率が最高
となり、かつ、モータの発生するトルクがトルク指令値
τｒとなるようなｄ軸電流指令値ｉdr，ｑ軸電流指令値
ｉqrを演算、あるいは、テーブル参照により求める。

【００２２】この技術は「交流モータのベクトル制御方
法」としてよく知られているものであり、ｄ軸は交流モ
ータの回転磁束と一致した軸を、ｑ軸は電気的にそれに
直交した軸を表す。従って、ｄ軸電流は同期モータ１が
有する磁石による磁束を増加、あるいは、減少させるた
めの電流であり、ｑ軸電流はその磁束と直交するので、
モータが発生するトルクに比例した電流となる。

【００２３】つまり、これらの電流を高速に制御するこ
とはモータのトルクを任意に発生できることを意味す
る。

【００２４】そのため、電流制御装置１５では、インバ
ータ２のＵ相電流ｉｕ，Ｖ相電流ｉｖを入力し、磁極位
置θｍを用いて回転座標変換を行い、ｄ軸電流ｉｄ，ｑ
軸電流ｉｑを算出する。次に、ｄ軸電流指令値ｉdrに対
してｄ軸電流ｉｄをフィードバックし、その偏差に基づ
いてｄ軸電流に関する電流制御演算を行う。同様に、ｑ
軸電流指令値ｉqrに対して、ｑ軸電流ｉｑをフィードバ
ックしてその偏差に基づいてｑ軸電流に関する電流制御
演算を行う。これらにより、ｄ軸及びｑ軸電圧指令値Ｖ
dr，Ｖqrを得る。

【００２５】ここで、Ｖdr，Ｖqrのベクトル和を電圧ベ
クトル指令値Ｖｒと呼ぶ。図２にそのベクトル図を示
す。この電圧ベクトル指令値Ｖｒから、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ
相の電圧指令値Ｖur，Ｖvr，Ｖwr、及び、電圧位相θｖ
を次式の演算により求める。

【００２６】

【数１】

【００２７】

【数２】

【００２８】

【数３】

【００２９】

【数４】

【００３０】電圧指令値Ｖur，Ｖvr，ＶwrはＰＷＭ発生
手段１６に入力されると、後述するＵ相，Ｖ相，Ｗ相の
搬送波信号Ｆcu，Ｆcv，Ｆcwと比較され、それぞれＰＷ
Ｍ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを得ることができる。このＰＷ
Ｍ信号により、インバータ２が制御され、自動車に必要
な電力を同期モータ１に供給することになる。

【００３１】これによって、自動車を運転者の意志どお
りに駆動することができる。

【００３２】次に、電気自動車の同期モータ１の特性に
ついて、図３を用いて説明する。

【００３３】図３は横軸をモータの最高回転数とした場
合のモータ重量Ｗ及び効率の特性を示したものである。
なお、縦軸はいずれもモータ最高回転数８０００rpm を
基準値１として表している。

【００３４】モータの最高回転数が上昇するにつれてモ
ータ重量Ｗは単純に減少する。これは、モータの出力が
モータのトルクと回転数の積によりほぼ決まるので、同
一出力ならば、回転数を高くすることにより小型化でき
るためである。モータ最高回転数が１２０００rpm のと
きには、８０００rpm の場合よりも３０％以上モータ重
量を低減できる。

【００３５】駆動系の効率ηに対しては、８０００rpm
から２００００rpm 回転付近が最も効率が良い。

【００３６】モータの最高回転数が低い場合には、モー
タ重量Ｗが非常に重くなるとともに、鉄損が増加するた
め、効率が低下する。また、モータの最高回転数が2000
0rpmよりも高い場合には、高速で回転するときに発生す
る風損や機械損が増加してしまう。

【００３７】また、自動車に適用するためには、駆動系
に使用するギアの寿命も考慮する必要があり、２０００
０rpm 以下であることが望ましい。

【００３８】以上のことから、電気自動車用同期モータ
の最高回転数としては、重量が低減でき、かつ、駆動系
の効率が良好な範囲、つまり、１２０００rpm から2000
0rpmまでの範囲が最も適している。

【００３９】図４は同期モータの極数に対する同期モー
タの磁石の使用量Ｗmg及び駆動効率ηの関係を示した図
である。ここで、図４の縦軸は図３と同様にいずれも極
数８極のときを基準値１として表している。

【００４０】磁石の使用量は極数を増加するほど減少さ
せることができる。これは、極数を増やすことにより１
極当たりの磁束量を低減でき、減磁耐量から決まる磁石
の厚さを薄くできるためである。

【００４１】そのため、極数を８極から１２極にするこ
とで、磁石使用量を３０％以上減少できる。このことは
同期モータのコスト低減に非常に有効である。

【００４２】また、駆動効率は８極から１６極程度が最
も良好である。これは次のような理由による。極数が８
極よりも少なくなると、極間の配線の渡り量が長くなる
ため、銅損が多くなる。

【００４３】また、極数が１６極よりも多くなると、イ
ンバータの周波数が高くなるため、鉄損や表皮効果によ
る損失が増加し、効率を下げてしまう。

【００４４】以上のことから、コスト低減と効率を最重
要視する電気自動車の同期モータ１の極数としては、１
２極から１６極が最適である。

【００４５】このような最適な同期モータ１を駆動する
ためには、インバータ２の最大出力周波数としては、
１.２ｋＨｚから２.７ｋＨｚの範囲にする必要がある。

【００４６】このような高周波出力においても、常にト
ルク制御を行うためには、安定した電流制御を行う必要
がある。そのための手法について次に説明する。

【００４７】インバータ２の搬送波周波数は一般的に数
ｋＨｚから２０ｋＨｚ程度であり、出力周波数がこのよ
うに高くなると、１周期当たりのスイッチング回数は数
回となる。そのため、搬送波周波数と出力周波数の位相
関係から低周波のビート電流が発生する可能性が高くな
り、望ましいモータトルクを得ることができなくなる。

【００４８】そこで、搬送波発生装置１７では電圧位相
θｖ，モータ速度ωｍを入力し、図５に示す構成により
搬送波信号Ｆcu，Ｆcv，Ｆcwを得ている。

【００４９】図５において、搬送波発生装置１７はモー
ド判定部１８と搬送波演算部１９から構成されている。
モード判定部１８では、モータ速度ωｍを入力すると、
図６に示すグラフによりスイッチングモードＳωを判定
する。

【００５０】例えば、ある時点のスイッチングモードＳ
ωがモード１であるとき、モータ速度ωｍがω２よりも
低い場合には、Ｓωはモード１を維持する。モータ速度
ωｍがω２以上、かつ、ω４未満である場合には、Ｓω
はモード２に移行する。逆に、Ｓωがモード２であった
とき、モード１に移行するのはモータ速度ωｍがω１以
下になったときである。

【００５１】このように、スイッチングモードＳωはモ
ータ速度ωｍの増加に対してあるヒステリシスを持ちな
がらモード１から２，３，４の順に上がっていく処理を
行っている。

【００５２】この演算によって得られるスイッチングモ
ードＳωは搬送波演算部１９に出力される。なお、以下
の説明をわかりやすくするため、図６のモード判定用角
周波数は、それぞれω１＝２π^*１０００［rad／ｓ］，
ω２＝２π^*１１００［rad／ｓ］，ω３＝２π^*１５０
０［rad／ｓ］，ω４＝２π^*１６７０［rad／ｓ］，ω
５＝２π^*２２５０［rad／ｓ］，ω６＝２π^*２５００
［rad／ｓ］といった具体的な数値とした場合について
説明する。

【００５３】つまり、モード判定用周波数ｆ１，ｆ２，
ｆ３，ｆ４，ｆ５，ｆ６で示すと、それぞれｆ１＝１０
００［Ｈｚ］，ｆ２＝１１００［Ｈｚ］，ｆ３＝１５０
０［Ｈｚ］，ｆ４＝１６７０［Ｈｚ］，ｆ５＝２２５０
［Ｈｚ］，ｆ６＝２５００［Ｈｚ］となる。

【００５４】搬送波演算部１９では、スイッチングモー
ドＳωによって図７に示すような搬送波を発生する。

【００５５】まず、モータ速度ωｍが低いモード１の場
合は、図７（ａ）に示す搬送波Ｆcu，Ｆcv，Ｆcwを発生
する処理を行う。なお、Ｆcu，Ｆcv，Ｆcwは同一の波形
でよい。

【００５６】この波形は電圧位相θｖに無関係に一定の
サンプリング周期Ｔｓに同期したものである。例えば、
モード１におけるサンプリング周期Ｔｓを１００μｓで
一定とする。

【００５７】このサンプリング周期毎に電流制御演算を
行い、電圧指令値を発生するものとする。モータ速度ω
ｍが低いため、各相の電圧指令値Ｖur，Ｖvr，Ｖwrの周
期が長くなり、搬送波の周期に対して電圧指令値の周期
は９倍以上となる。そのため、搬送波と電圧指令値が非
同期であってもＰＷＭ信号によりほぼ電圧指令値どおり
の相電圧を得ることができる。

【００５８】しかし、モータ速度ωｍが上昇し、ωｍ＞
ω２となると、搬送波と電圧指令値が非同期のままで
は、低次の電圧変動現象（一般的に、ビート現象と呼ば
れる）が発生してしまう。

【００５９】そこで、スイッチングモードＳωが１から
２に移行することにより、搬送波演算部１９では、搬送
波を図７（ｂ）のように処理を行う。

【００６０】図７（ｂ）の横軸は時間ではなく、電圧位
相θｖとなっている点が図７（ａ）と異なり、電圧位相
θｖに応じて搬送波Ｆcu，Ｆcv，Ｆcw（３つの搬送波と
も同一）を発生することになる。

【００６１】なお、モード２からモード４までは、サン
プリング周期Ｔｓは搬送波の周期と同期して変化するも
のである。従って、モード２で動作する周波数領域はｆ
１＝１０００［Ｈｚ］からｆ４＝１６７０［Ｈｚ］まで
の範囲であり、サンプリング周期Ｔｓは１１１μｓから
６７μｓまで変化する。発生する搬送波は常に電圧指令
値と同期しているため、ビート現象を防止できる。

【００６２】また、サンプリング周期Ｔｓで電流制御演
算を行い、各相の電圧指令値を求めるが、電流制御の積
分演算，微分演算を行うとき、サンプリング時間Ｔｓの
変化に応じて、積分ゲイン，微分ゲインを設定する。こ
れにより、常に安定した電流制御を行うことができる。
したがって、電圧指令値の１周期当たり９つのＰＷＭ信
号しか発生していないにもかかわらず、低次のビート現
象を抑えながら、電気自動車で必要なトルクを発生でき
る。

【００６３】次に、モータ速度ωｍがさらに上昇してス
イッチングモードＳωがモード３となったときの搬送波
Ｆcu，Ｆcv，Ｆcwを図７（ｃ）に示す。

【００６４】電圧指令値の１周期を６分割する周期とな
るように搬送波を発生している。モード３の周波数領域
はｆ３＝１５００［Ｈｚ］からｆ６＝２５００［Ｈｚ］
までの範囲であり、サンプリング周期Ｔｓは１１１μｓ
から６７μｓまで変化する。搬送波ＦcuはＵ相電圧指令
値の符号により反転するような信号としている。同様
に、搬送波Ｆcv，ＦcwもそれぞれＶ相，Ｗ相電圧指令値
の符号により反転した波形としている。このようにする
ことにより、電圧指令値が正側のときと負側のときとの
ＰＷＭ波形が同一にでき、低次の偶数次高調波の発生を
防止することになる。

【００６５】なお、図７（ｃ）からわかるように、搬送
波Ｆcu，Ｆcv，Ｆcwは１２０度ずつ位相が異なる波形で
ある。

【００６６】さらに、モータ速度ωｍが上昇してモード
４となると、図７（ｄ）に示す搬送波を発生させる。こ
の搬送波は電圧指令値の１周期を３分割する周期となっ
ており、モード４は周波数領域ｆ５＝２２５０［Ｈｚ］
以上で動作し、サンプリング周期Ｔｓは１４８μｓ以下
となる。

【００６７】以上のように、モータ速度が低いときには
非同期の搬送波を、モータ速度が高いときには電圧指令
値に同期した搬送波を発生することにより、低周波数か
ら２ｋＨｚを越える高い周波数までビート現象を抑制す
るＰＷＭ信号を得ることができる。従って、安定した電
流制御を高い周波数まで行うことができ、応答性の良好
な電気自動車を提供できる。

【００６８】しかも、重量と磁石量を低減した同期モー
タを用いながらトルク制御を行うことができるので、低
コストのシステムを構築できる利点がある。

【００６９】以上が、本発明の一実施形態であり、１つ
のモータ，インバータで車体を駆動する電気自動車の場
合について説明したが、モータを複数用いて車体を駆動
する電気自動車に本発明を適用することも可能である。

【００７０】またここで与えたモード判定用周波数の数
値は一例であり、スイッチング損失の最適化や制御装置
５の処理能力などによって最適な値に決定することがで
きる。

【００７１】また、サンプリング周期は搬送波周期と一
致した場合について述べたが、搬送波周期の１／２とす
ることにより電流制御系の特性をさらに向上することが
できるので、スイッチング周波数を抑えながら電気自動
車のトルクリプルを低減することも可能である。

【００７２】さらに、搬送波演算部１９はソフトウェア
処理によって実現することができる。

【００７３】また、ハードウェアで実現する場合には、
専用のＬＳＩを用いる方法やマイクロコンピュータ内蔵
の周辺回路を用いることができる。

【００７４】

【発明の効果】本発明によれば、永久磁石同期モータの
極数を１２極以上１６極以下のいずれかに構成しかつ最
高回転数を１２０００rpm 以上かつ２００００rpm 以下
に設定すること、または永久磁石同期モータを制御する
交流電圧の最大周波数を１.２ｋＨｚ以上かつ２.７ｋＨ
ｚ 以下に設定することにより、永久磁石を用いた同期
モータの小型化を図りながら、磁石の使用量，駆動系の
損失を低減でき、高性能で低コストの電動車両駆動シス
テムを提供できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施形態をなす電動車両用駆動シス
テムの構成図を示す。

【図２】同期モータ１の電圧ベクトル指令値Ｖｒとｄ−
ｑ軸の回転座標におけるｄ軸電圧指令値Ｖdr，ｑ軸電圧
指令値Ｖqrの関係を示すベクトル図である。

【図３】同期モータの極数に対する磁石使用量、及び、
効率の変化を示す特性図である。

【図４】同期モータのモータ速度に対するモータ重量、
及び、効率の変化を示す特性図である。

【図５】搬送波発生装置１７の内部構成を示すブロック
図である。

【図６】モータ速度に対するスイッチングモードの切り
替え方法を示す説明図である。

【図７】スイッチングモード別に発生する搬送波の波形
を示したタイムチャートである。

【符号の説明】

１…同期モータ、２…インバータ、３…車体、４…電
源、５…制御装置、６…車軸、７…タイヤ、８…アクセ
ル、９…ブレーキ、１０…切替スイッチ、１１…速度セ
ンサ、１２…磁極位置検出器、１３…トルク指令発生装
置、１４…ベクトル制御演算装置、１５…電流制御装
置、１６…ＰＷＭ発生手段、１７…搬送波発生装置、１
８…モード判定部、１９…搬送波演算部。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 宮崎 泰三 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者 高本 祐介 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】車両を駆動する永久磁石同期モータと、該
   永久磁石同期モータを交流電圧により制御する電力変換
   器を備えた電動車両用駆動システムにおいて、前記永久
   磁石同期モータは、極数が１２極以上１６極以下のいず
   れかで構成され、かつ最高回転数が１２０００rpm 以上
   かつ２００００rpm 以下で運転されることを特徴とする
   電動車両用駆動システム。
2. 【請求項２】車両を駆動する永久磁石同期モータと、該
   永久磁石同期モータを交流電圧により制御する電力変換
   器を備えた電動車両用駆動システムにおいて、前記交流
   電圧の最大周波数が１.２ｋＨｚ以上かつ２.７ｋＨｚ以
   下であることを特徴とする電動車両用駆動システム。
3. 【請求項３】請求項１および請求項２のいずれか記載に
   おいて、前記電力変換器の出力電流は、前記交流電圧の
   位相に同期した同期式ＰＷＭ信号によって制御されるこ
   とを特徴とする電動車両用駆動システム。
4. 【請求項４】請求項３記載において、前記電力変換器の
   出力電流は、前記永久磁石同期モータの回転数が所定の
   値より高い場合には前記同期式ＰＷＭ信号により制御さ
   れ、前記回転数が所定の値より低い場合には一定周波数
   の搬送波信号を用いて得られる非同期式ＰＷＭ信号によ
   り制御されることを特徴とする電動車両用駆動システ
   ム。
5. 【請求項５】永久磁石同期モータの電流と電流指令値と
   を比較する手段と、該比較結果から前記永久磁石同期モ
   ータに印加する交流電圧指令値を演算する手段と、演算
   された該交流電圧指令値と搬送波を比較することにより
   ＰＷＭ信号を発生する手段とを有する電動車両用駆動シ
   ステムにおいて、前記永久磁石同期モータの極数は１２
   極以上１６極以下のいずれかであって、かつ前記交流電
   圧の最大周波数は１.２ｋＨｚ以上２.７ｋＨｚ以下であ
   って、かつ前記交流電圧指令値の演算タイミングを前記
   搬送波に同期させる手段と、前記搬送波の周波数を前記
   交流電圧指令値の周波数のＮ倍（Ｎは整数）にする手段
   とを備えたことを特徴とする電動車両用駆動システム。