JP4683511B2

JP4683511B2 - リニヤスケール

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Publication number: JP4683511B2
Application number: JP2000357435A
Authority: JP
Inventors: 貴久上平
Original assignee: ハイデンハイン株式会社
Priority date: 2000-11-24
Filing date: 2000-11-24
Publication date: 2011-05-18
Anticipated expiration: 2020-11-24
Also published as: JP2002162257A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、二物体間の絶対的な移動量を測定するリニヤスケールに関するものであり、特に光学式のスケールにおいて、デジタル的に生成した精度の高い移動距離情報をリアルタイムで出力する際に好適なリニヤスケールに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
工作機械等において、被加工物に対する工具の相対的な移動量を高い精度で正確に測定することは、精密加工を行う上で極めて重要であり、また、この測定値を迅速にシリアルデータとして出力することが要請されている。
そのひとつの例として、光学格子を２枚重ね合わせることにより得られるモアレ縞を利用した光学式スケールの概要を以下に述べる。
この光学式スケールは、図６に示すように透明のガラススケール１００の一面に透光部と非透光部が所定のピッチで配列するよう格子（刻線）を設けたメインスケール１０１と、透明のガラススケール１０２の一面に透光部と非透光部が所定のピッチで配列するよう格子（刻線）を設けたインデックススケール１０３とを有し、同図（ａ）に示すように、このメインスケール１０１にインデックススケール１０３を微小間隔を持って対向させると共に、同図（ｂ）に示すように、メインスケール１０１の格子に対し微小角度傾けられるようにインデックススケール１０３の格子を配置している。
【０００３】
このように配置すると、スケールの移動に応じて図７に示すモアレ縞が発生する。このモアレ縞の間隔はＷとなり、間隔Ｗ／２毎に暗い部分あるいは明るい部分が発生する。この暗い部分あるいは明るい部分は、メインスケール１０１に対し、インデックススケール１０３が相対的に左右に移動すると上から下、あるいは下から上に移動していく。この場合、メインスケール１０１及びインデックススケール１０３の格子のピッチをＰ、相互の傾斜角度をθ［ｒａｄ］とすると、モアレ縞の間隔Ｗは、
Ｗ＝Ｐ／θ
と示され、ピッチＰは光学的にモアレ縞の間隔Ｗをθ倍に拡大して検出することができる。すなわち、格子が１ピッチ移動すると、モアレ縞はＷだけ変位するが、ピッチＰはＷのθ倍となるので、モアレ縞の位相変化を検出することによってピッチＰ内の移動量を高い精度で測定することができるようになる。
【０００４】
図８に示すように光電変換素子１１０によってモアレ縞を検出すると、メインスケール１０１に対しインデックススケール１０３がＡの状態となっていると、光電変換素子１１０に照射される光量は最も多くなり、光電変換素子１１０に流れる電流は最大値Ｉ₁ となる。次に、相対的に移動してＢの状態になると光電変換素子１１０に照射される光量はやや減少し、その電流はＩ₂ となり、更に、移動してＣの状態になると光電変換素子１１０には最も少ない光量が照射され、その電流も最も小さいＩ₃ となる。そして、更に移動してＤの状態になると光電変換素子１１０に照射される光量はやや増加し、その電流はＩ₂ となり、Ｅの状態になるまで移動すると、再び最も光量の多い位置となり、元の電流値Ｉ₁ に戻る。
このように、光電変換素子１１０に流れる電流は正弦波状に変化すると共に、その変化が１周期経過した時に、格子のピッチＰだけメインスケール１０１とインデックススケール１０３とが相対的に移動したことになる。
【０００５】
また、図９に示すように、９０度、または一周期（間隔Ｗ）と９０゜ずらせて２つの光電変換素子１１１，１１２を設けると、Ａ相の光電変換素子１１１に流れる電流に対してＢ相の光電変換素子１１２に流れる電流は、図10に示すように９０゜偏位した電流となる。すなわち、Ａ相の光電変換素子１１１に流れる電流をＳｉｎ波とすると、Ｂ相の光電変換素子１１２に流れる電流はＣｏｓ波となる。
この場合、メインスケール１０１とインデックススケール１０３との相対的な移動方向により、Ａ相の光電変換素子１１１に流れる電流に対するＢ相の光電変換素子１１２に流れる電流の位相は９０゜進相あるいは９０゜遅相となるため、９０゜ずらせて配置した２つの光電変換素子を設けることで相対的な移動方向を検出することができる。
【０００６】
ところで、このように構成された光学式スケールは、ＮＣ工作機械に取りつけられて被加工物と工具との相対的移動量を測定しているが、相対的な移動量を、例えば１μｍ単位で出力するために前記した光電変換素子から出力された信号をデジタル的に位相分割して、移動量をパルス信号の数で得られるようにしている。
以下、Ａ相信号とＢ相信号から位相分割してスケールの移動量をデジタル信号として検出する方法を図１１に基づいて説明する。
【０００７】
この図１１において、２１は搬送信号ＣＫ（ａ，ｂ，ｃ）が入力されている平衡変調器（以下、単に変調器ともいう）、２２はローパスフイルタ、２３は波形整形回路、２４は波形整形された２値信号から後で述べるように１ピッチ間を内挿するＡ相パルス信号、およびＢ相パルス信号を形成するデジタル信号処理部である。
前記変調器２１は、本出願人が先に特開昭６２−１３２１０４号公報として公開しているように、正弦波状の信号レベルを変調信号として搬送波周波数を平衡変調するものであって、正弦波状のレベルが搬送波の位相情報として出力されるようにしており、例えば図１２に示すように、入力されたＡ相信号はバッファとして動作するオペアンプＯＰ１を介して抵抗ネットワークＲＴに供給されると共に、オペアンプＯＰ２により反転されて抵抗ネットワークＲＴに供給される。
また、Ｂ相信号はバッファとして動作するオペアンプＯＰ３を介して抵抗ネットワークＲＴに供給されると共に、オペアンプＯＰ４により反転されて抵抗ネットワークＲＴに供給される。
【０００８】
すなわち、Ａ相信号，反転Ａ相信号，Ｂ相信号，反転Ｂ相信号を抵抗ネットワークＲＴにより混合加算し、位相が反対で同電圧の８分割された混合信号を作成し、マルチプレクサＡＭの８つの入力端子（０）〜（７）にそれぞれ供給している。このマルチプレクサＡＭの入力端子Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３には図１３（ｃ）に示す選択信号Ａ，Ｂ，Ｃが入力され、この選択信号Ａ，Ｂ，ＣによりマルチプレクサＡＭの入力端子（０）〜（７）が順次選択されて、出力端子ｔｏから
図１３（ａ）に示す階段状の出力信号Ｓが出力される。
このマルチプレクサＡＭから出力される信号Ｓの周波数は、図１３に図示するように選択信号Ｃの周期と同一であり、結局のところ、選択信号Ｃを搬送波としてその位相をＡ相信号（Ｂ相信号）のレベルにより平衡変調した出力信号ＳがマルチプレクサＡＭから出力されるようになる。すなわち、スケールの移動量に応じて位相偏移された搬送波が出力されるのである。
【０００９】
このように平衡変調された変調波は次にローパスフイルタ２２に印加されて、図１３（ｂ）に示すように滑らかな正弦波状とされる。
【００１０】
この正弦波状に変換された信号は搬送波の周波数の角速度をω、スケールの格子（刻線）間隔をｐ、スケールの移動量をｘとしたときに
Ｖｓ＝Ｋ・Ｃｏｓ（ωｔー２π・ｘ／ｐ）
によって示される信号となり、スケールの移動量ｘとピッチｐの比ｘ／ｐで位相が変調された交流信号となる。
【００１１】
そして、この位相変調された交流信号が次の波形整形回路２３によって零レベルの点がエッジとされる２値信号に変換される。
この波形整形回路２３より出力される２値信号の位相と、光学手段から出力されたＡ相信号及びＢ相信号のレベルとの関係を図１４に示す。
この図の左側に示す正弦波状に変化している信号がスケールから出力されたＡ相信号及びＢ相信号であり、右側に示すパルス波形は位相偏移を受けた波形整形回路２３よりの搬送波の２値信号であり、その破線位置が変調回路２１に供給される搬送波ＣＫ（ａ，ｂ，ｃ）の零位相である。
【００１２】
そして、この図のイに示すように、スケールの停止状態では、例えば、Ａ相信号が正の最大レベルでＢ相信号が零レベルの場合は零位相から９０゜位相偏移された２値信号とされ、Ａ相信号が零レベルでＢ相信号が正の最大レベルの同図ロの場合は１８０゜位相偏移された２値信号とされ、以下、Ａ相信号が負の最大レベルでＢ相信号が零レベルの同図ハの場合は２７０゜、Ａ相信号が零レベルでＢ相信号が負の最大レベルの同図ニの場合は３６０゜位相偏移されて、位相偏移され、搬送波の零位相と同じになる。
【００１３】
デジタル信号処理部２４はそのキャプチャ機能を利用して、波形整形回路２３から出力されているこの２値信号のパルス幅を所定のクロックによって計数することにより、スケールの１ピッチを内挿する内挿パルス信号を形成すると共に、この内挿パルス信号を計数して１ピッチ内を分割したスケールの絶対位置のデータを得るようにしている。
この実施例の場合、スケールの刻線の１ピッチは４０μｍを示しているが、デジタル信号処理部２４内のカウンタ機能によって搬送波、例えば１２４ＫＨｚの４０倍の周波数とされているクロック（５ＭＨｚ）によって変調された搬送波の周期Ｔをカウントすると、１／４０ピッチの精度で計数パルスが得られ、光学手段のモアレ縞出力信号から１μｍの動きを検出することができる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、スケールの相対的な移動量は、少なくともＡ／Ｂ相信号で変調された搬送波の１サイクルの周期をカウントした後に出力されるため、搬送波周波数が１２４ＫＨｚのときはｔ＝１／１２４ｍｓ後のサンプリングでないと移動量を示す計数出力が得られないという問題がある。
すなわち、図１５に示すようにスケールが停止している時のサンプル点をＳｓ、−方向に移動したときのサンプル点をＳ（−）、＋方向に移動したときのサンプル点をＳ（＋）として示すと、停止時にはサンプル点Ｓｓでクロックｎ＝４０が計測され、次のサンプル点Ｓ（−）でクロックｎ＝３０が計測されたときスケールが−１０μｍ（３０−４０＝−１０）移動したことが分かる。また、次のサンプル点Ｓ（＋）でクロックｎ＝５０が計測されたときに、スケールが＋１０μｍ（５０−４０＝１０）移動したことが分かる。
【００１５】
従来のリニヤスケールの場合は、位相分割法によって出力されたＡ相、およびＢ相パルス信号は、図示されていない計測装置に供給され、工作機械の加工量をコントロールするフィードバック信号としても使用されるが、図１５に示されているようにサンプリング周期のあとでスケールの移動量が出力されると、この信号はリアルタイムで出力されてる信号とかけ離れたものになっているので、特に高速で移動する場合は加工物の工作制御が円滑に行われないという問題が生じる。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記したような問題点を解消するために、少なくとも長さ方向に等間隔で目盛られている刻線を有するメインスケールと、前記メインスケールに対して、移動可能に配置され前記刻線のピッチを検出する検出手段と、この検出手段がメインスケールに対して相対的に単位長移動する毎に周期的に変化する信号を発生する信号発生手段と、この信号発生手段で取り込んだ信号を所定の周波数の搬送波信号によって平衡位相変調する変調手段と、前記変調手段で位相変調された変調信号と前記搬送波信号の位相差を所定のサンプリング周期で検出し、１ピッチ内を内挿するデータを出力するデジタル信号処理回路を備えているリニヤスケールにおいて、前記サンプリング周期が、変調された搬送波信号を２値化したときのＬレベルとＨレベルの変化点でサンプルを行うことで前記搬送波信号の周期の１／２になっていることを特徴とするものである。
【００１７】
また、上記変調手段をｎ個設け、各変調手段にそれぞれ異なる位相差をもった搬送波を供給して１ピッチ内を内挿するデータのサンプリング点が増加するようにしたものである。
【００１８】
【発明の実施の形態】
本発明を光学式リニヤスケールに適用した場合において、位相分割されたＡ／Ｂ相出力を得るための一実施例の概要を図１に示す。
なお、この実施例では相対的な移動量はスケールの動きに比例して平均的に発生するように形成されている（特願平１０−２５９６０６号）。
この図において１は光源ランプからスケールを透過したＡ相、及びＢ相信号成分のモアレ縞光を、受光する受光素子の出力から出力されたリサージュ電流波形を電圧に変換する電流電圧変換器である。
【００１９】
この実施例の場合は、光学手段は例えば４０μｍのピッチを有するスケールによって構成され、位相分割によって内挿される出力パルスの解像度を１μｍの単位で測長できる場合について説明する。
【００２０】
Ａ相、又はＢ相のリサージュ電圧は変調回路２に供給され、先に述べたように、基準搬送波信号ＣＫ（ａ，ｂ，ｃ）を、入力されたＡ／Ｂ相信号によって位相変調を行う。そしてローパスフイルタ３で高調波成分を除去して先の位相変調された搬送波信号Ｖｓを形成し、次にコンパレータ４でそのゼロクロス点で反転する２値信号を形成し、この信号がデジタル処理回路１０に供給される。
【００２１】
しかし、本発明では次の位相計数部１４においては、位相変調された搬送波の周期の１／２で計数してスケールの移動量をサンプリングするようにしている。つまり、図２のようにスケールの移動量を計数出力するサンプル時点は、変調された搬送波信号を２値化したときのＬレベルとＨレベルの変化点、Ｓ₁，Ｓ₂，Ｓ₃，Ｓ₄・・・・のように変調信号のｄｕｔｙが５０％となる点で計数出力を行う。
したがってスケールが停止しているとき１ピッチはｎ＝２０を２回計数することになるが、スケールが１ピッチ−方向に移動してｎ＝２５となるときは、前半のサンプル点Ｓ₃で１５、後半のサンプル点で１０の計数出力を得ることができる。
したがって、従来のリニヤスケールよりデータ出力サンプル期間が半分になり、応答レスポンスがほぼ１／２に向上することになる。
【００２２】
電流電圧変換回路１から出力されたＡ／Ｂ相信号は、そのリサージュ波形の周期を、例えば１／８に分割するための信号を演算する位相分割回路５に供給され、この位相分割回路５からの信号の例えばゼロクロス点を計測基準信号として出力する計測信号発生部１１に入力する。
図３に示すように位相分割回路５の一例としては、例えば、掛算器を利用した逓倍回路を使用した第１の演算回路３０と、第２の演算回路４０によって構成することがでる。双方の演算回路は同一の構成とされている掛算器３１、（４１）および３２（４２）から構成することができ、第１の演算回路では９０度の位相差を有するＡ／Ｂ相信号（２ｓｉｎθ，ｃｏｓθ）を掛算器３１によって相互に掛け合わすことによって２倍の周期の正弦波信号（ｓｉｎ２θ）を形成すると共に、掛算器３２によって２ｓｉｎθと反転された−ｓｉｎθを掛け合わすことによってｃｏｓ２θ−１の信号を取り出す。
ｃｏｓ２θ−１の信号の直流成分をカットするＨＰＦ３３を通すことによってｃｏｓ２θが得られる。
【００２３】
第２の演算回路４０では、このｓｉｎ２θ、及びｃｏｓ２θを再び同様な掛算器４１、４２とＬＰＦ４３で演算することによって、ｓｉｎ４θ、ｃｏｓ４θとなる信号を作り出せるので、この周期が４倍となっているいずれかの信号の０クロスを検出した計測パルスＰｚによって元の信号の１／８の周期の信号を得ることができる。
【００２４】
６はデジタル処理回路２０の基準信号源であり、その出力（例えば、周波数を４０ＭＨｚとする）は、Ａ／Ｂ相パルス信号を生成するクロック周期を定める分周部１３と、分周回路１８ａ，１８ｂ、１８ｃから構成されているタイミング発生部１８に供給されている。
【００２５】
１２は前記計測パルス発生部１１の計測パルス信号Ｐｚに基づいて、一定のクロック信号（８ＭＨｚ）をカウントし、リニヤスケールから出力されたリサージュ波形の周期、つまり、リニヤスケールの移動速度情報を速度検出パルスＮｓとして出力する。
そしてこの速度検出パルスＮｓによって基準信号源６のクロック信号が入力されている前記分周部１３の分周比を制御し、出力パルス生成部１６に供給するクロック信号を形成する。
【００２６】
１４は先に述べたように前記コンパレータ４の位相変調を受けている出力を図２に示したように一定のサンプリング周期Ｓ₁，Ｓ₂，Ｓ₃・・・毎に計測して、位相変調された移相量に対応したパルス信号を発生する位相計数部であり、タイミング発生部１８から出力されているクロック（例えば５ＭＨｚ）を計数してスケールの半ピッチ内の移動量を２０分の１の精度でパルス信号に変換して出力する。
【００２７】
そして、この出力パルス数は次の偏差カウンタ１５に供給され、半ピッチ内での移動量を正及び負の計数値として出力する。
例えば、スケールの１ピッチを４０μｍ（半ピッチ２０μｍ）に設定しているときに、半ピッチ内の偏差が０、すなわちｎ＝２０の時は０、スケールが正の方向に移動したときの偏差が半ピッチ内で１μｍとなったとき、すなわちｎ＝２１では１を、２μｍとなったときは２を出力し、同様にスケールが逆方向に移動して、半ピッチ内で偏差が−１μｍ（ｎ＝１９）、−２μｍ（ｎ＝１８）となっているときは、−１又は−２の計数値を出力するようにしている。
【００２８】
１６は前記偏差カウンタ１５の計数値をパルス数として出力する出力パルス生成部であって、前記分周部１３のクロック周期に基づいて計数値分のパルス信号を形成する。
そして、このパルス信号が次のＡ／Ｂ相パルス信号発生部１７に供給され、時間の推移と共にハイレベル、及びローレベルとなるパルス列に変換される。
変換されたＡ／Ｂ相パルス列はスケールの移動方向によって相互に９０度の進み、又は遅れを有する２相のＡ相、及びＢ相パルス信号となるようにしている。
【００２９】
次に、図４を参照しながら偏差カウンタ１５、出力パルス生成部１６、ＡＢ相パルス発生部１７の動作を説明するが、この図には一例としてスケールの移動によってある位置から（＋）または（−）方向に３／２０ピッチ動いた場合を示し、あるサンプル期間後に偏差カウンタ１５に「３」あるいは「−３」がプリセットされた場合を示している。
まず、図４（ａ）に示すように、スケールが移動して「３」が偏差カウンタ１５にプリセットされると、このカウンタ３３からは計数値が「０」でない時に「Ｌ」レベルとなるイコール信号ＥＱと、移動方向を示す「Ｈ」レベルのディレクション信号ＤＩＲが同図（ｂ），（ｃ）に示すように出力される。そして、出力パルス生成部１６は、この信号ＥＱと信号ＤＩＲとをうけて、同図（ｄ）に示すようにフィードバックパルスＦＢを１パルス（Ａ１）発生して偏差カウンタ１５に供給する。
【００３０】
この時、信号ＤＩＲが「Ｈ」レベルのため、フィードバックパルスＦＢにより偏差カウンタ１５はダウン計数され、その計数値は「２」となるが、信号ＥＱの「Ｌ」レベル状態は維持されるため、さらにフィードバックパルスＦＢが１パルス（Ａ２）発生され、このフィードバックパルスＦＢにより偏差カウンタ１５はさらにダウン計数され、その計数値は「１」となる。しかしながら、信号ＥＱの「Ｌ」レベル状態は維持されるため、さらにフィードバックパルスＦＢが１パルス（Ａ３）発生され、このフィードバックパルスＦＢにより偏差カウンタ１５はダウン計数されて、その計数値は「０」となり、イコール信号ＥＱのレベルが「Ｈ」となる。したがって、出力パルス生成部１６から出力されるフィードバックパルスＦＢは停止される。
【００３１】
一方、ＡＢ相パルス発生器１７において、前記出力パルス生成部１６のパルスＡ１，Ａ２，Ａ３により図４（ｅ），（ｆ）に示すように、Ａ１のフィードバックパルスＦＢの立ち下がりエッジにおいて、Ａ相パルス信号が「Ｈ」レベルに反転され、Ａ２のフィードバックパルスＦＢの立ち下がりエッジにおいて、Ｂ相パルス信号が「Ｈ」レベルに反転され、さらに、Ａ３のフィードバックパルスＦＢの立ち下がりエッジにおいて、Ａ相パルス信号が「Ｌ」レベルに反転される。
偏差カウンタ１５の計数値が「０」の時は出力パルスが発生しないが、移動方向が逆転するとディレクション信号ＤＩＲが図４（ｃ）に示すように「Ｌ」レベルに反転し、移動量として例えば「−３」が、図４（ａ）に示すように、偏差カウンタ１５にプリセットされる。すると、このカウンタからは計数値が「０」でない時に「Ｌ」レベルとなるイコール信号ＥＱと、移動方向を示す「Ｌ」レベルのディレクション信号ＤＩＲが同図（ｂ），（ｃ）に示すように出力される。そして、出力パルス生成部１６は、この信号ＥＱと信号ＤＩＲとをうけて、同図（ｄ）に示すようにフィードバックパルスＦＢを１パルス（Ｂ１）発生して偏差カウンタ１５に供給する。
【００３２】
この時、信号ＤＩＲが「Ｌ」レベルのため、フィードバックパルスＦＢにより偏差カウンタ１５はアップ計数して、その計数値は「−２」となるが、信号ＥＱの「Ｌ」レベル状態は維持されるため、さらにフィードバックパルスＦＢが１パルス（Ｂ２）発生され、このフィードバックパルスＦＢにより偏差カウンタ１５はさらにアップ計数され、その計数値は「−１」となる。しかしながら、信号ＥＱの「Ｌ」レベル状態は維持されるためさらにフィードバックパルスＦＢが１パルス（Ｂ３）発生され、このフィードバックパルスＦＢにより偏差カウンタ１５はアップ計数して、その計数値は「０」となり、イコール信号ＥＱのレベルが「Ｈ」となる。したがって、出力パルス生成部１６から出力されるフィードバックパルスＦＢは停止される。
【００３３】
このようにして、出力パルス生成部１６は偏差カウンタ１５の計数値と同一のパルス数を発生し、各サンプル期間毎に方向性信号と共にＡ／Ｂ相パルス発生部１７に供給するが、ＡＢ相パルス発生部１７において、図４（ｅ），（ｆ）に示すように、Ｂ１のフィードバックパルスＦＢの立ち下がりエッジによりＡ相パルス信号が「Ｈ」レベルに反転し、Ｂ２のフィードバックパルスＦＢの立ち下がりエッジによりＢ相パルス信号が「Ｌ」レベルに反転し、さらに、Ｂ３のフィードバックパルスＦＢの立ち下がりエッジによりＡ相パルス信号が「Ｌ」レベルに反転する。
このようにして発生されたＡ相パルス信号とＢ相パルス信号はＮＣ装置へ供給され、ＮＣ装置は供給されたＡ相信号とＢ相信号とのエッジを検出することにより、移動量を検出すると共に、Ａ，Ｂ相パルス信号の位相関係より移動方向を検出する。
【００３４】
ところで本発明の実施例では、上記フィードバックパルスを出力する出力パルス生成部１６のクロック信号が分周部１３から供給されており、このクロック信号はスケールの移動速度に対応してその周期が変化するようになされている。
すなわち、図５に示すようにスケールの移動によった発生するリサージュ波形Ａ（Ｂ）相信号は移動速度がｖ１からｖ５と早くなるほど、その周期が短くなり、この移動速度を検出している周期毎の速度計測部１２の計数値Ｎｓは小さくなる。
したがって、スケールの移動速度がゆっくりしているときは分周部１３の分周比が高くなることによって出力パルス生成回路１６に供給されるクロック信号ＣＬＫの周波数は低い値となり、逆に移動速度が高くなるとクロック信号ＣＬＫの周波数も高くなる。
【００３５】
その結果、出力パルス生成部１６から出力される前記したフィードバックパルスＦＢＰ（Ａ１，Ａ２，Ａ３．．．．Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３．．．）の間隔が図５のようにスケールの移動速度に応じて変化し、このフィードバックパルスＦＢＴのパルス幅もクロック信号ＣＬＫに基づいたタイミング出力されているので、このパルスに基づいて形成される位相分割されたＡ／Ｂ相パルス信号ＡD、ＢDの周期もスケールの移動速度に沿ったものになる。
なお、Ａ／Ｂ相パルス信号の位相はスケールの移動方向に対応して進み、遅れとなることはいうまでもない。
従って本発明の実施例によってスケールの移動情報を示す分割されたＡ／Ｂ相パルス信号はスケールの移動に従って各サンプル後に均一化されたものになり、この信号をフィードバック制御信号としたときに工作機械の応答性を改善することができる。
【００３６】
以上の実施例ではスケールの移動速度を位相変調された搬送波のｄｕｔｙの５０％でサンプルして出力することにより、相対的な移動量の出力データのレスポンスを向上しているが、図１の変調回路２を２個としそれぞれ９０度の位相差を持った搬送波信号を供給するようにして、それぞれの位相変調された搬送波信号のｄｕｔｙの５０％の位置でサンプリングして計数出力を行うようにすると、さらに移動量のデータを出力するタイミングのレスポンスを高くする、例えば1/4にすることができる。
【００３７】
又、本発明のリニヤスケールは、光学的なモアレ縞に基づいて分解能を高くするようなスケールに限ることなく、例えば、マグネスケールと呼ばれる磁気ヘッドを使用して磁化されているスケールの目盛を検出するスケールや、レーザ光線による光の回析と干渉を利用してホログラム格子による回析光の位相が、格子の移動に伴って変化する現象を検出し、高い精度の測長を行うようなスケール等に付いても適用することができる。
【００３８】
【発明の効果】
本発明は以上のように、従来のリニヤスケールの出力データのサンプリング周期が少なくとも２倍となるように改善されるので、特にスケールの移動が早くなったときでも、工作機械に対する制御系の応答速度を損なわないようにすることができる。
【００３９】
また、Ａ／Ｂパルス信号の相対的な移動情報がスケールの移動に対してほぼリアルタイムで変化するようになるため、Ａ／Ｂパルス信号によって工作機械の切削制御を行っているときのフイードバック系の制御が正確になるという優れた効果を奏することができる
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のリニヤスケールからスケールの移動量を示すＡ／Ｂパルス信号を出力する際の回路例を示すブロック図である。
【図２】本発明のリニヤスケールで移動量がサンプリングされる点、である変調された搬送波信号のdutyの５０％を示す波形図である。
【図３】入力されたＡ／Ｂ相信号の周期を計測するための計測演算回路の具体例を示すブロック図である。
【図４】Ａ／Ｂ相信号を生成するための信号波形の説明図である。
【図５】本発明によって出力されるＡ／Ｂ相パルス信号の説明波形図である。
【図６】光学式スケールの説明図である。
【図７】光学的なモアレ縞の説明図である。
【図８】モアレ縞の移動を示す図である。
【図９】モアレ縞の変化と出力信号の波形図である。
【図１０】Ａ／Ｂ相信号の波形図である。
【図１１】リニヤスケール測長装置の概要を示すブロック図である。
【図１２】平衡変調器の一例を示す回路図である。
【図１３】変調信号の説明波形図である。
【図１４】位相変位を計数するタイミングを示す説明図である。
【図１５】従来のスケールの移動量をサンプリングする周期の説明波形図である。
【符号の説明】
１電流電圧変換回路、２変調回路、３ローパスフイルタ、４コンパレータ、５分割回路、６基準信号源、１１計測信号発生部、１２速度計側部、１３分周部、１４位相計数部、１５偏差カウンタ、１６出力パルス生成部、１７Ａ／Ｂ相パルス発生部、１８タイミング部、１０１メインスケール、１０３インデックススケール、１０４コの字形ホルダ、１０５光源、１１０，１１１，１１２，１１３光電変換素子

Claims

少なくとも長さ方向に等間隔で目盛られている刻線を有するメインスケールと、
前記メインスケールに対して、移動可能に配置され前記刻線のピッチを検出する検出手段と、
前記検出手段が前記メインスケールに対して相対的に単位長移動する毎に周期的に変化する信号を発生する信号発生手段と、
前記信号発生手段で取り込んだ信号を所定の周波数の搬送波信号によって平衡位相変調する変調手段と、
前記変調手段で位相変調された前記搬送波信号の周期を所定のサンプリング周期で検出し、前記刻線ピッチ内を内挿するデータを出力するデジタル信号処理回路を備え、
前記サンプリング周期が、変調された搬送波信号を２値化したときのＬレベルとＨレベルの変化点でサンプルを行うことで前記搬送波信号の周期の１／２になっているリニヤスケール。
上記変調手段をｎ個設け、各変調手段にそれぞれ異なる位相差をもった搬送波を供給して１ピッチ内を内挿するデータのサンプリング点が増加するようにした請求項１のリニヤスケール。
周期的に変化する信号発生手段の出力信号から前記リニヤスケールの相対的移動速度を検出する速度検出手段と、
速度検出手段から得られた計測値に基づいて形成されたクロック周期によって、前記刻線ピッチ内を内挿するパルスを形成する出力パルス生成手段とを備え、
前記出力パルス生成手段の出力パルスから前記リニヤスケールの移動速度に対応した周期のＡ／Ｂ相パルス信号を出力する請求項１のリニヤスケール。