JP2000088606A - リニヤスケール - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 リニヤスケールのピッチ内を内挿してスケー
ルの移動状況を示すＡ／Ｂ相パルス信号のパルス幅と周
期の変化を均一化する。 【解決手段】 Ａ／Ｂ相パルス信号を形成する偏差カウ
ンタ１５、出力パルス生成部１６、およびＡ／Ｂ相信号
発生部１７を備えているリニヤスケールの側長回路にお
いて、入力されたモアレ縞の周期を計測する速度計測部
１２と、この速度計測部１２によって基準信号原６の信
号を分周する分周部１３を設け、この分周部１３におい
てスケールの移動速度に対応したクロック信号ＣＬＫを
形成し、出力パルス生成部１６の信号処理を行うことに
より、Ａ／Ｂ相パルス信号発生部から出力する信号のパ
ルス間隔が均一になるようにする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、二物体間の絶対的
な移動量を測定するリニヤスケールに関するものであ
り、特に光学式のスケールにおいて、デジタル的に生成
した精度の高い移動距離情報をリアルタイムで出力する
際に好適なリニヤスケールに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】工作機械等において、被加工物に対する
工具の相対的な移動量を高い精度で正確に測定すること
は、精密加工を行う上で極めて重要であり、また、この
測定値を迅速にシリアルデータとして出力することが要
請されている。そのひとつの例として、光学格子を２枚
重ね合わせることにより得られるモアレ縞を利用した光
学式スケールの概要を以下に述べる。この光学式スケー
ルは、図５に示すように透明のガラススケール１００の
一面に透光部と非透光部が所定のピッチで配列するよう
格子（刻線）を設けたメインスケール１０１と、透明の
ガラススケール１０２の一面に透光部と非透光部が所定
のピッチで配列するよう格子（刻線）を設けたインデッ
クススケール１０３とを有し、同図（ａ）に示すよう
に、このメインスケール１０１にインデックススケール
１０３を微小間隔を持って対向させると共に、同図
（ｂ）に示すように、メインスケール１０１の格子に対
し微小角度傾けられるようにインデックススケール１０
３の格子を配置している。

【０００３】このように配置すると、スケールの移動に
応じて図６に示すモアレ縞が発生する。このモアレ縞の
間隔はＷとなり、間隔Ｗ／２毎に暗い部分あるいは明る
い部分が発生する。この暗い部分あるいは明るい部分
は、メインスケール１０１に対し、インデックススケー
ル１０３が相対的に左右に移動すると上から下、あるい
は下から上に移動していく。この場合、メインスケール
１０１及びインデックススケール１０３の格子のピッチ
をＰ、相互の傾斜角度をθ［ｒａｄ］とすると、モアレ
縞の間隔Ｗは、 Ｗ＝Ｐ／θ と示され、ピッチＰは光学的にモアレ縞の間隔Ｗをθ倍
に拡大して検出することができる。すなわち、格子が１
ピッチ移動すると、モアレ縞はＷだけ変位するが、ピッ
チＰはＷのθ倍となるので、モアレ縞の位相変化を検出
することによってピッチＰ内の移動量を高い精度で測定
することができるようになる。

【０００４】図７に示すように光電反感素子１１０によ
ってモアレ縞を検出すると、メインスケール１０１に対
しインデックススケール１０３がＡの状態となっている
と、光電変換素子１１０に照射される光量は最も多くな
り、光電変換素子１１０に流れる電流は最大値Ｉ₁ とな
る。次に、相対的に移動してＢの状態になると光電変換
素子１１０に照射される光量はやや減少し、その電流は
Ｉ₂ となり、更に、移動してＣの状態になると光電変化
素子１１０には最も少ない光量が照射され、その電流も
最も小さいＩ₃ となる。そして、更に移動してＤの状態
になると光電変換素子１１０に照射される光量はやや増
加し、その電流はＩ₂ となり、Ｅの状態になるまで移動
すると、再び最も光量の多い位置となり、元の電流値Ｉ
₁ に戻る。このように、光電変換素子１１０に流れる電
流は正弦波状に変化すると共に、その変化が１周期経過
した時に、格子のピッチＰだけメインスケール１０１と
インデックススケール１０３とが相対的に移動したこと
になる。

【０００５】また、図８に示すように、９０度、または
一周期（間隔Ｗ）と９０゜ずらせて２つの光電変換素子
１１１，１１２を設けると、Ａ相の光電変換素子１１１
に流れる電流に対してＢ相の光電変換素子１１２に流れ
る電流は、図９に示すように９０゜偏位した電流とな
る。すなわち、Ａ相の光電変換素子１１１に流れる電流
をＳｉｎ波とすると、Ｂ相の光電変換素子１１２に流れ
る電流はＣｏｓ波となる。この場合、メインスケール１
０１とインデックススケール１０３との相対的な移動方
向により、Ａ相の光電変換素子１１１に流れる電流に対
するＢ相の光電変換素子１１２に流れる電流の位相は９
０゜進相あるいは９０゜遅相となるため、９０゜ずらせ
て配置した２つの光電変換素子を設けることで相対的な
移動方向を検出することができる。

【０００６】ところで、このように構成された光学式ス
ケールは、ＮＣ工作機械に取りつけられて被加工物と工
具との相対的移動量を測定しているが、相対的な移動量
を、例えば１μｍ単位で出力するために前記した光電変
換素子から出力された信号をデジタル的に位相分割し
て、移動量をパルス信号の数で得られるようにしてい
る。以下、Ａ相信号とＢ相信号から位相分割してスケー
ルの移動量をデジタル信号として検出する方法を図１０
に基づいて説明する。

【０００７】この図１０において、２１は搬送信号ＣＫ
（ａ，ｂ，ｃ）が入力されている平衡変調器（以下、単
に変調器ともいう）、２２はローパスフイルタ、２３は
波形整形回路、２４は波形整形された２値信号から後で
述べるように１ピッチ間を内挿するＡ相パルス信号、お
よびＢ相パルス信号を形成するデジタル信号処理部であ
る。前記変調器２１は、本出願人が先に特開昭６２−１
３２１０４号公報として公開しているように、正弦波状
の信号レベルを変調信号として搬送波周波数を平衡変調
するものであって、正弦波状のレベルが搬送波の位相情
報として出力されるようにしており、例えば図１１に示
すように、入力されたＡ相信号はバッファとして動作す
るオペアンプＯＰ１を介して抵抗ネットワークＲＴに供
給されると共に、オペアンプＯＰ２により反転されて抵
抗ネットワークＲＴに供給される。また、Ｂ相信号はバ
ッファとして動作するオペアンプＯＰ３を介して抵抗ネ
ットワークＲＴに供給されると共に、オペアンプＯＰ４
により反転されて抵抗ネットワークＲＴに供給される。

【０００８】すなわち、Ａ相信号，反転Ａ相信号，Ｂ相
信号，反転Ｂ相信号を抵抗ネットワークＲＴにより混合
加算し、位相が反対で同電圧の８分割された混合信号を
作成し、マルチプレクサＡＭの８つの入力端子（０）〜
（７）にそれぞれ供給している。このマルチプレクサＡ
Ｍの入力端子Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３には図１２（ｃ）に示す
選択信号Ａ，Ｂ，Ｃが入力され、この選択信号Ａ，Ｂ，
ＣによりマルチプレクサＡＭの入力端子（０）〜（７）
が順次選択されて、出力端子ｔｏから図１２（ａ）に示
す階段状の出力信号Ｓが出力される。このマルチプレク
サＡＭから出力される信号Ｓの周波数は、図１２に図示
するように選択信号Ｃの周期と同一であり、結局のとこ
ろ、選択信号Ｃを搬送波としてその位相をＡ相信号（Ｂ
相信号）のレベルにより平衡変調した出力信号Ｓがマル
チプレクサＡＭから出力されるようになる。すなわち、
Ａ相信号（Ｂ相信号）のレベルに応じて位相偏移された
搬送波が出力されるのである。

【０００９】このように平衡変調された変調波は次にロ
ーパスフイルタ２２に印加されて、図１２（ｂ）に示す
ように滑らかな正弦波状とされる。

【００１０】この正弦波状に変換された信号は搬送波の
周波数の角速度をω、スケールの格子（刻線）間隔を
ｐ、スケールの移動量をｘとしたときに Ｖｓ＝Ｋ・Ｃｏｓ（ωｔー２π・ｘ／ｐ） によって示される信号となり、スケールの移動量ｘとピ
ッチｐの比ｘ／ｐで位相が変調された交流信号となる。

【００１１】そして、この位相変調された交流信号が次
の波形整形回路２３によって零レベルの点がエッジとさ
れる２値信号に変換される。この波形整形回路２３より
出力される２値信号の位相と、光学手段から出力された
Ａ相信号及びＢ相信号のレベルとの関係を図１３に示
す。この図の左側に示す正弦波状に変化している信号が
スケールから出力されたＡ相信号及びＢ相信号であり、
右側に示すパルス波形は位相偏移を受けた波形整形回路
２３よりの搬送波の２値信号であり、その破線位置が変
調回路２１に供給される搬送波ＣＫ（ａ，ｂ，ｃ）の零
位相である。

【００１２】そして、この図のイに示すように、スケー
ルの停止状態で、例えば、Ａ相信号が正の最大レベルで
Ｂ相信号が零レベルの場合は零位相から９０゜位相偏移
された２値信号とされ、Ａ相信号が零レベルでＢ相信号
が正の最大レベルの同図ロの場合は１８０゜位相偏移さ
れた２値信号とされ、以下、Ａ相信号が負の最大レベル
でＢ相信号が零レベルの同図ハの場合は２７０゜、Ａ相
信号が零レベルでＢ相信号が負の最大レベルの同図ニの
場合は３６０゜位相偏移されて、位相偏移され、搬送波
の零位相と同じになる。

【００１３】デジタル信号処理部２４はそのキャプチャ
機能を利用して、波形整形回路２３から出力されている
この２値信号の立ち上がり点と、点線で示す基準位相の
間隔Ｔを検出する。この間隔Ｔは、格子ピッチＰ内を分
割した位置の情報を示しているので、この期間Ｔを所定
のクロックによって計数することにより、スケールの１
ピッチを内挿する内挿パルス信号を形成すると共に、こ
の内挿パルス信号を計数して１ピッチ内を分割したスケ
ールの絶対位置のデータを得ることができる。例えば、
デジタル信号処理部２４から出力されている搬送波のエ
ッジによりカウンタの計数をスタートさせ、波形整形回
路２３の２値出力の立ち上がりエッジによりカウンタの
計数をストップさせると、デジタル信号処理部２４のカ
ウンタより格子ピッチＰ内を分割した内挿アブソリュー
ト値を検出できるようになる。この実施例の場合、スケ
ールの刻線の１ピッチは４０μｍを示しているが、デジ
タル信号処理部２４内のカウンタ機能によって搬送波、
例えば１２４ＫＨｚの４０倍の周波数とされているクロ
ック（５ＭＨｚ）によって図１３に示した期間Ｔをカウ
ントすると、１／４０ピッチの精度で計数パルスが得ら
れ、光学手段のモアレ縞出力信号から１μｍの動きを検
出することができる。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】ところで、スケールが
停止しているときの１ピッチ内の絶対位置は、このよう
にシフトされた位相量をカウントしたパルス数（０〜３
９）によって検出することができるが、スケールの相対
的な移動量を示すＡ／Ｂ相パルス信号は、例えば１μｍ
単位で出力されるパルス信号を時間的に連続したパルス
列によって形成する必要がある。すなわち、図１４に示
すようにスケールが低速で動いているときの時のサンプ
ル点をＳｓ、中速時のサンプル点をＳｍ、高速時のサン
プル点をＳｆとして示すと、一定のクロック波形（Ｂ）
で位相変位量を示すパルス波形（Ｃ）を形成し、パルス
波形（Ｃ）によってＡ／Ｂ相パルス信号（Ｄ）（Ｅ）が
生成される。（逆方向に移動したときは（Ｄ）が（Ｅ）
より遅れ位相となる（Ｄ’，Ｅ’）になる）

【００１５】上記クロック波形（Ｂ）の周期は少なくと
も１ピッチ内で４０個のパルス数を生成して内挿するこ
とが必要になるので、比較的高い周波数のクロックで信
号処理を行う。したがって、スケールの移動速度が遅く
１サンプル内で変位する移動量が少ないときは１サンプ
ル期間内で内挿するパルス数が少なくなり、スケールの
移動量が早い場合は内挿するパルス数が多くなる。ま
た、内挿パルス信号を形成するクロックの周期によって
Ａ／Ｂ相パルス信号を発生すると、図１４の（Ｄ）
（Ｅ）に示すように、スケールの移動速度が遅い場合は
Ａ／Ｂ相パルス信号がサンプル毎に間欠的に発生し、移
動速度が早い場合は、比較的均一なパルス列となって出
力される。

【００１６】従来のリニヤスケールの場合は、位相分割
法によって出力されたＡ相、およびＢ相パルス信号は、
図示されていない計測装置に供給され、工作機械の加工
量をコントロールするフィードバック信号としても使用
されるが、図１４に示されているように出力されるＡ
相、およびＢ相パルス信号は、各サンプリング期間毎に
バースト的に出力されているので、スケールの移動速度
によってパルス密度が異なったものになり、このような
信号に基づいてデジタル的に位相分割されたＡ／Ｂ相パ
ルス信号を形成すると、この信号はリアルタイムで出力
されてる信号とかけ離れたものになって、加工物の工作
制御が円滑に制御されないという問題が生じる。

【００１７】

【課題を解決するための手段】本発明は上記したような
問題点を解消するために、少なくとも長さ方向に等間隔
で目盛られている刻線を有するメインスケールと、前記
メインスケールに対して、移動可能に配置され前記刻線
のピッチを検出する検出手段と、この検出手段がメイン
スケールに対して相対的に単位長移動する毎に周期的に
変化する信号を発生する信号発生手段と、この信号発生
手段で取り込んだ信号を所定の周波数の搬送波信号によ
って平衡位相変調する変調手段と、前記変調手段で位相
変調された変調信号と前記搬送波信号の位相差を所定の
サンプリング周期で検出し、１ピッチ内を内挿するデー
タを出力するデジタル信号処理回路を備えているリニヤ
スケールにおいて、前記周期的に変化する信号発生手段
の出力信号から前記リニヤスケールの移動速度を検出す
る速度検出手段と、前記速度検出手段から得られた計測
値に基づいて生成されたクロック周期によって刻線ピッ
チ内を内挿する出力パルスを形成する出力パルス生成手
段とを備え、前記出力パルス生成手段の出力パルスから
リニヤスケールの移動速度に対応したＡ／Ｂ相出力パル
ス信号が得られるようにしたものである。

【００１８】リニヤスケールの動きが小さい場合は、Ａ
／Ｂ相パルスを生成する回路のクロック周期を下げ、生
成されるＡ／Ｂ相パルス信号の周期が長くなるように制
御すると共に、リニヤスケールの動きが早いときは前記
Ａ／Ｂ相パルスを生成する回路を駆動するクロック信号
の周期が短くなるように制御し、Ａ／Ｂ相生信号成回路
から出力される２値信号のパルス列がスケールの移動速
度に対してできるだけ均一化されるように制御すること
ができる。

【００１９】

【発明の実施の形態】本発明を光学式リニヤスケールに
適用した場合において、位相分割されたＡ／Ｂ相出力を
得るための一実施例の概要を図１に示す。この図におい
て１は光源ランプからスケールを透過したＡ相、及びＢ
相信号成分のモアレ縞光を、受光する受光素子の出力か
ら出力されたリサージュ電流波形を電圧に変換する電流
電圧変換器である。

【００２０】この実施例の場合は、光学手段は例えば４
０μｍのピッチを有するスケールによって構成され、位
相分割によって内挿される出力パルスの解像度を１μｍ
の単位で測長できる場合について説明する。

【００２１】Ａ相、又はＢ相のリサージュ電圧は変調回
路２に供給され、先に述べたように、基準搬送波信号Ｃ
Ｋ（ａ，ｂ，ｃ）によって入力されたＡ／Ｂ相信号の位
相変調を行う。そしてローパスフイルタ３で高調波成分
を除去してコンパレータ４でそのゼロクロス点で反転す
る２値信号を形成し、この信号がデジタル処理回路１０
に供給される。

【００２２】また、電流電圧変換回路１から出力された
Ａ／Ｂ相信号は、そのリサージュ波形の周期を、例えば
１／８に分割するための信号を演算する位相分割回路５
に供給され、この位相分割回路５からの信号の例えばゼ
ロクロス点を計測基準信号として出力する計測信号発生
部１１に入力する。図２に示すように 位相分割回路５
の一例としては、例えば、掛算器を利用した逓倍回路を
使用した第１の演算回路３０と、第２の演算回路４０に
よって構成することがでる。双方の演算回路は同一の構
成とされている掛算器３１、（４１）および３２（４
２）から構成することができ、第１の演算回路では９０
度の位相差を有するＡ／Ｂ相信号（２ｓｉｎθ，ｃｏｓ
θ）を掛算器３１によって相互に掛け合わすことによっ
て２倍の周期の正弦波信号（ｓｉｎ２θ）を形成すると
共に、掛算器３２によって２ｓｉｎθと反転された−ｓ
ｉｎθを掛け合わすことによってｃｏｓ２θ−１の信号
を取り出す。ｃｏｓ２θ−１の信号の直流成分をカット
するＨＰＦ３３を通すことによってｃｏｓ２θが得られ
る。

【００２３】第２の演算回路４０では、このｓｉｎ２
θ、及びｃｏｓ２θを再び同様な掛算器４１、４２とＬ
ＰＦ４３で演算することによって、ｓｉｎ４θ、ｃｏｓ
４θとなる信号を作り出せるので、この周期が４倍とな
っているいずれかの信号の０クロスを検出した計測パル
スＰｚによって元の信号の１／８の周期の信号を得るこ
とができる。

【００２４】６はデジタル処理回路２０の基準信号源で
あり、その出力（例えば、周波数を４０ＭＨｚとする）
は、Ａ／Ｂ相パルス信号を生成するクロック周期を定め
る分周部１３と、分周回路１８ａ，１８ｂ、１８ｃから
構成されているタイミング発生部１８に供給されてい
る。

【００２５】１２は前記計測パルス発生部１１の計測パ
ルス信号に基づいて、一定のクロック信号（８ＭＨｚ）
をカウントし、リニヤスケールから出力されたリサージ
ュ波形の周期、つまり、リニヤスケールの移動速度情報
を速度検出パルスＮｓとして出力する。そしてこの速度
検出パルスＮｓによって基準信号源６のクロック信号が
入力されている前記分周部１３の分周比を制御し、出力
パルス生成部１６に供給するクロック信号を形成する。

【００２６】１４は前記コンパレータ４の位相変調を受
けている出力を一定のサンプリング周期毎に計測して、
位相変調された移相量に対応したパルス信号を発生する
位相計数部であり、タイミング発生部１８から出力され
ているクロック（例えば５ＭＨｚ）に基づいてスケール
の１ピッチ内の移動量を４０分の１の精度でパルス信号
に変換して出力する。

【００２７】そして、この出力パルス数は次の偏差カウ
ンタ１５ に供給され、１ピッチ内での移動量を正及び
負の計数値として出力する。例えば、スケールの１ピッ
チを４０μｍに設定しているときに、ピッチ内の偏差が
０の時は０、スケールが正の方向に移動したときの偏差
がピッチ内で１μｍとなったときは１を、２μｍとなっ
たときは２を出力し、同様にスケールが逆方向に移動し
て、ピッチ内で偏差が−１μｍ、−２μｍとなっている
ときは、−１又は−２の計数値を出力するようにしてい
る。

【００２８】１６は前記偏差カウンタ１５の計数値をパ
ルス数として出力する出力パルス生成部であって、前記
分周部１３のクロック周期に基づいて計数値分のパルス
信号を形成する。そして、このパルス信号が次のＡ／Ｂ
相パルス信号発生部１７に供給され、時間の推移と共に
ハイレベル、及びローレベルとなるパルス列に変換され
る。変換されたＡ／Ｂ相パルス列はスケールの移動方向
によって相互に９０度の進み、又は遅れを有する２相の
Ａ相、及びＢ相パルス信号となるようにしている。

【００２９】次に、図３を参照しながら偏差カウンタ１
５、出力パルス生成部１６、ＡＢ相パルス発生部１７の
動作を説明するが、この図には一例としてスケールの移
動によってある位置から（＋）または（−）方向に３／
４０ピッチ動いた場合を示し、あるサンプル期間後に偏
差カウンタ１５に「３」あるいは「−３」がプリセット
された場合を示している。まず、図３（ａ）に示すよう
に、スケールが移動して「３」が偏差カウンタ１５にプ
リセットされると、このカウンタ３３からは計数値が
「０」でない時に「Ｌ」レベルとなるイコール信号ＥＱ
と、移動方向を示す「Ｈ」レベルのディレクション信号
ＤＩＲが同図（ｂ），（ｃ）に示すように出力される。
そして、出力パルス生成部１６は、この信号ＥＱと信号
ＤＩＲとをうけて、同図（ｄ）に示すようにフィードバ
ックパルスＦＢを１パルス（Ａ１）発生して偏差カウン
タ１５に供給する。

【００３０】この時、信号ＤＩＲが「Ｈ」レベルのた
め、フィードバックパルスＦＢにより偏差カウンタ１５
はダウン計数され、その計数値は「２」となるが、信号
ＥＱの「Ｌ」レベル状態は維持されるため、さらにフィ
ードバックパルスＦＢが１パルス（Ａ２）発生され、こ
のフィードバックパルスＦＢにより偏差カウンタ１５は
さらにダウン計数され、その計数値は「１」となる。し
かしながら、信号ＥＱの「Ｌ」レベル状態は維持される
ため、さらにフィードバックパルスＦＢが１パルス（Ａ
３）発生され、このフィードバックパルスＦＢにより偏
差カウンタ１５はダウン計数されて、その計数値は
「０」となり、イコール信号ＥＱのレベルが「Ｈ」とな
る。したがって、出力パルス生成部１６から出力される
フィードバックパルスＦＢは停止される。

【００３１】一方、ＡＢ相パルス発生器１７において、
前記出力パルス生成部１６のパルスＡ１，Ａ２，Ａ３に
より図３（ｅ），（ｆ）に示すように、Ａ１のフィード
バックパルスＦＢの立ち下がりエッジにおいて、Ａ相パ
ルス信号が「Ｈ」レベルに反転され、Ａ２のフィードバ
ックパルスＦＢの立ち下がりエッジにおいて、Ｂ相パル
ス信号が「Ｈ」レベルに反転され、さらに、Ａ３のフィ
ードバックパルスＦＢの立ち下がりエッジにおいて、Ａ
相パルス信号が「Ｌ」レベルに反転される。偏差カウン
タ１５の計数値が「０」の時は出力パルスが発生しない
が、移動方向が逆転するとディレクション信号ＤＩＲが
図３（ｃ）に示すように「Ｌ」レベルに反転し、移動量
として例えば「−３」が、図３（ａ）に示すように、偏
差カウンタ１５にプリセットされる。すると、このカウ
ンタからは計数値が「０」でない時に「Ｌ」レベルとな
るイコール信号ＥＱと、移動方向を示す「Ｌ」レベルの
ディレクション信号ＤＩＲが同図（ｂ），（ｃ）に示す
ように出力される。そして、出力パルス生成部１６は、
この信号ＥＱと信号ＤＩＲとをうけて、同図（ｄ）に示
すようにフィードバックパルスＦＢを１パルス（Ｂ１）
発生して偏差カウンタ１５に供給する。

【００３２】この時、信号ＤＩＲが「Ｌ」レベルのた
め、フィードバックパルスＦＢにより偏差カウンタ１５
はアップ計数して、その計数値は「−２」となるが、信
号ＥＱの「Ｌ」レベル状態は維持されるため、さらにフ
ィードバックパルスＦＢが１パルス（Ｂ２）発生され、
このフィードバックパルスＦＢにより偏差カウンタ１５
はさらにアップ計数され、その計数値は「−１」とな
る。しかしながら、信号ＥＱの「Ｌ」レベル状態は維持
されるためさらにフィードバックパルスＦＢが１パルス
（Ｂ３）発生され、このフィードバックパルスＦＢによ
り偏差カウンタ１５はアップ計数して、その計数値は
「０」となり、イコール信号ＥＱのレベルが「Ｈ」とな
る。したがって、出力パルス生成部１６から出力される
フィードバックパルスＦＢは停止される。

【００３３】このようにして、出力パルス生成部１６は
偏差カウンタ１５の計数値と同一のパルス数を発生し、
各サンプル期間毎に方向性信号と共にＡ／Ｂ相パルス発
生部１７に供給するが、ＡＢ相パルス発生部１７におい
て、図１８（ｅ），（ｆ）に示すように、Ｂ１のフィー
ドバックパルスＦＢの立ち下がりエッジによりＡ相パル
ス信号が「Ｈ」レベルに反転し、Ｂ２のフィードバック
パルスＦＢの立ち下がりエッジによりＢ相パルス信号が
「Ｌ」レベルに反転し、さらに、Ｂ３のフィードバック
パルスＦＢの立ち下がりエッジによりＡ相パルス信号が
「Ｌ」レベルに反転する。このようにして発生されたＡ
相パルス信号とＢ相パルス信号はＮＣ装置へ供給され、
ＮＣ装置は供給されたＡ相信号とＢ相信号とのエッジを
検出することにより、移動量を検出すると共に、Ａ，Ｂ
相パルス信号の位相関係より移動方向を検出する。

【００３４】ところで本発明の実施例では、上記フィー
ドバックパルスを出力する出力パルス生成部１６のクロ
ック信号が分周部１３から供給されており、このクロッ
ク信号はスケールの移動速度に対応してその周期が変化
するようになされている。すなわち、図４に示すように
スケールの移動によった発生するリサージュ波形Ａ
（Ｂ）相信号は移動速度がｖ１からｖ５と早くなるほ
ど、その周期が短くなり、この移動速度を検出している
周期毎の速度計測部１２の計数置Ｎｓは小さくなる。し
たがって、スケールの移動速度がゆっくりしているとき
は分周部１３の分周比が高くなることによって出力パル
ス生成回路１６に供給されるクロック信号ＣＬＫの周波
数は低い値となり、逆に移動速度が高くなるとクロック
信号ＣＬＫの周波数も高くなる。

【００３５】その結果、出力パルス生成部１６から出力
される前記したフィードバックパルスＦＢＰ（Ａ１，Ａ
２，Ａ３．．．．Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３．．．）の間隔が図
４のようにスケールの移動速度に応じて変化し、このフ
ィードバックパルスＦＢＴのパルス幅もクロック信号Ｃ
ＬＫに基づいたタイミング出力されているので、このパ
ルスに基づいて形成される位相分割されたＡ／Ｂ相パル
ス信号ＡD、ＢDの周期もスケールの移動速度に沿ったも
のになる。なお、Ａ／Ｂ相パルス信号の位相はスケール
の移動方向に対応して進み、遅れとなることはいうまで
もない。従って本発明の実施例によってスケールの移動
情報を示す分割されたＡ／Ｂ相パルス信号はスケールの
移動に従って各サンプル後に均一化されたものになり、
この信号をフィードバック制御信号としたときに工作機
械の応答性を改善することができる。

【００３６】以上の実施例ではスケールの移動速度をモ
アレ縞の周期を８倍した計測信号によってカウントする
ようにしたが、さらに計測周期を短く設定すると共に、
計測するクロックの周波数（５ＭＨｚ）を高くすると、
各サンプル後に出力される移動情報の変化が滑らかにな
り、スケールの移動速度が速いときでも、移動速度に対
応してＡ／Ｂパルス信号をほぼリアルタイムで出力する
ことができるようになることはいうまでもない。

【００３７】又、本発明のリニヤスケールは、光学的な
モアレ縞に基づいて分解能を高くするようなスケールに
限ることなく、例えば、マグネスケールと呼ばれる磁気
ヘッドを使用して磁化されているスケールの目盛を検出
するスケールや、レーザ光線による光の回析と干渉を利
用してホログラム格子による回析光の位相が、格子の移
動に伴って変化する現象を検出し、高い精度の測長を行
うようなスケール等に付いても適用することができる。

【００３８】

【発明の効果】本発明は以上のように、従来のデジタル
信号処理によって生成していた位相分割されているＡ／
Ｂ相パルス信号を発生する回路のクロック信号が、スケ
ールの移動速度によって変化するようになされているの
で、例えばスケールがゆっくり移動しているときは比較
的長い周期でＡ／Ｂ相信号が出力され、スケールが早く
移動しているときは発生しているＡ／Ｂ信号の周期も短
くなるようにして、Ａ／Ｂ相信号のパルス列が均一化さ
れる（直流成分が除去される）という効果がある。

【００３９】また、Ａ／Ｂパルス信号の相対的な移動情
報がスケールの移動に対してほぼリアルタイムで変化す
るようになるため、Ａ／Ｂパルス信号によって工作機械
の切削制御を行っているときのフイードバック系の制御
が正確になるという優れた効果を奏することができる

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のリニヤスケールからスケールの移動量
を示すＡ／Ｂパルス信号を出力する際の回路例を示すブ
ロック図である。

【図２】入力されたＡ／Ｂ相信号の周期を計測するため
の計測演算回路の具体例を示すブロック図である。

【図３】Ａ／Ｂ相信号を生成するための信号波形の説明
図である。

【図４】本発明によって出力されるＡ／Ｂ相パルス信号
の説明波形図である。

【図５】光学式スケールの説明図である。

【図６】光学的なモアレ縞の説明図である。

【図７】モアレ縞の移動を示す図である。

【図８】モアレ縞の変化と出力信号の波形図である。

【図９】Ａ／Ｂ相信号の波形図である。

【図１０】リニヤスケール測長装置の概要を示すブロッ
ク図である。

【図１１】平衡変調器の一例を示す回路図である。

【図１２】変調信号の説明波形図である。

【図１３】位相変位を計数するタイミングを示す説明図
である。

【図１４】スケールの移動速度によってバースト的に出
力されるＡ／Ｂ相信号の説明波形図である。

【符号の説明】

１ 電流電圧変換回路、２ 変調回路、３ ローパスフ
イルタ、４ コンパレータ、５ 分割回路、６ 基準信
号源、１１ 計測信号発生部、１２ 速度計側部、１３
分周部、１４ 位相計数部、１５ 偏差カウンタ、１
６ 出力パルス生成部、１７ Ａ／Ｂ相パルス発生部、
１８ タイミング部、１０１ メインスケール、１０３
インデックススケール、１０４ コの字形ホルダ、１
０５ 光源、１１０，１１１，１１２，１１３ 光電変
換素子

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 2F003 AA14 AA22 AB02 AC03 AD00 AD02 2F065 AA02 DD03 FF06 FF16 FF18 HH03 JJ03 PP22 QQ33 QQ51 2F077 AA25 NN05 NN30 PP19 QQ03 QQ10 RR03 RR07 TT42 TT52 TT72 UU22

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 少なくとも長さ方向に等間隔で目盛られ
   ている刻線を有するメインスケールと、 前記メインスケールに対して、移動可能に配置され前記
   刻線のピッチを検出する検出手段と、 前記検出手段が前記メインスケールに対して相対的に単
   位長移動する毎に周期的に変化する信号を発生する信号
   発生手段と、 前記信号発生手段で取り込んだ信号を所定の周波数の搬
   送波信号によって平衡位相変調する変調手段と、 前記変調手段で位相変調された変調信号と前記搬送波信
   号の位相差を所定のサンプリング周期で検出し、前記刻
   線ピッチ内を内挿するデータを出力するデジタル信号処
   理回路を備えているリニヤスケールにおいて、 前記周期的に変化する信号発生手段の出力信号から前記
   リニヤスケールの相対的移動速度を検出する速度検出手
   段と、 前記速度検出手段から得られた計測値に基づいて形成さ
   れたクロック周期によって、前記刻線ピッチ内を内挿す
   るパルスを形成する出力パルス生成手段とを備え、 前記出力パルス生成手段の出力パルスから前記リニヤス
   ケールの移動速度に対応した周期のＡ／Ｂ相パルス信号
   を出力することを特徴とするリニヤスケール。
2. 【請求項２】 上記速度検出手段は周期的に変化する信
   号発生手段から出力された信号の１／ｎの周期を計測期
   間としてクロックをカウントする手段によって構成され
   ていることを特徴とする請求項１に記載のリニヤスケー
   ル。
3. 【請求項３】 上記クロック周期は基準信号源の周波数
   を分周することによって形成することを特徴とする請求
   項２に記載のリニヤスケール。