JPH0518364B2

JPH0518364B2 -

Info

Publication number: JPH0518364B2
Application number: JP60273857A
Authority: JP
Inventors: Tokuo Kimizuka; Koki Anho
Original assignee: Futaba Corp
Current assignee: Futaba Corp
Priority date: 1985-12-04
Filing date: 1985-12-04
Publication date: 1993-03-11
Also published as: DE3640413C2; JPS62132104A; DE3640413A1; US4785181A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、二物体間の相対移動量を測定する測
長装置に係り、特に分解能の向上を図つた測長装
置に関するものである。

〔従来の技術〕

工作機械等において、被加工物（ワーク）に対
する工具の相対移動量を正確に測定することは、
精密加工を行う上できわめて重要である。また、
工作機械に限らず、工業用記録器等では、入力信
号に応じて、記録媒体に対する記録ヘツドの動き
を正確に制御するには、両者間の相対移動量を精
密に測定する必要がある。

そこで従来より、相対移動する二物体間の移動
量を測定する手段として、各種方式が提案され、
実用化されている。

その一つとして、光学格子を２枚重ね合せるこ
とにより得られるモアレ縞を利用した測長装置が
ある。すなわち、第７図に示すように、透光部と
非透光部が所定のピツチで配列されてなる光学格
子１０２を有する主スケール１０１と、同一ピツ
チの光学格子１０４が形成されたインデツクスス
ケール１０３とを微少間隙、かつ光学格子どうし
が微少角度をもつて交差するよう対面させる。そ
して、両スケール１０１，１０３を挟んで一方の
側に光源１０５を配設して、両スケール１０１，
１０３を照射するとモアレ縞が形成される。この
モアレ縞を、光源１０５とは反対の側に設けられ
たフオトセル１０６により読みとる。

ところでこの場合、両スケール１０１，１０２
の相対的な移動に伴い、前記モアレ縞自体も移動
する。しかもモアレ縞の移動方向は、両スケール
１０１，１０２の相対移動方向によつて異なる。
そこで、前記フオトセル１０６により、発現した
モアレ縞を90゜位相の異なる位置から読取り（こ
の90゜位相の異なる二つの信号を、Ａ相信号及び
Ｂ相信号という）、モアレ縞の移動方向とその移
動個数を計数することにより、両スケール１０
１，１０３の相対移動量を知ることができる。す
なわち第８図に示すように、フオトセル１０６か
ら得られるＡ相信号及びＢ相信号を、増幅器１０
７Ａ，１０７Ｂに導入し、しかる後波形整形回路
１０８Ａ，１０８Ｂで波形整形して方向弁別回路
１０９に導入する。そしてこの方向弁別回路１０
９でモアレ縞の移動方向を検出し、両スケール１
０１，１０３の左行あるいは右行に応じてアツプ
カウントパルスUP又はダウンカウントパルス
DOWNを作り、カウンタ１１０で計数すればよ
い。

上述した測長手段は、二枚の光学スケールを用
いたものであるが、そのほか磁気格子を用いた測
長方式、あるいは電磁誘導方式の測長方式等が知
られている。

〔従来技術の問題点〕

ところで、上述した光学スケールによる測長方
式で、測定の分解能を上げようとすれば、光学格
子１０２，１０４のピツチを細かくすればよい。

しかしながら、光学格子１０２，１０４のピツ
チの狭小化には限界があり、一般にはフオトエツ
チング法を用いて数μm程度が実用的な限界であ
る。

そこで、この種の測長装置で分解能を高めよう
とすると、Ａ相信号、Ｂ相信号を互いに加減算
し、多相信号を作る、いわゆる内挿方法がとられ
る。

そしてこの内挿方法によりモアレ縞の１ピツチ
を電気的に８分割、あるいは16分割し、分解能の
向上に努めている。

しかしながら、この内挿方法は、基本的にはＡ
相、Ｂ相信号の電圧レベルを各位相で分割してい
るものであり、分割数に制限がある。すなわち一
般に１〜2V程度の波高値を有するＡ、Ｂ相信号
のレベルを、例えば100分割して弁別するのは、
実際上困難である。

一方近時、各種産業機械の分野において、より
高精度の測長能力が求められており、例えば、
0.1μm程度の分解能（両スケール１０１，１０３
が0.1μm相対的に移動すると、１個のアツプ又は
ダウンカウントパルスが発生する）が要求される
ようになつてきている。これを、上述した光学格
子ピツチの狭小化や、電気的内挿方法によつて実
現し、実用的なレベルのスケールを作ることは、
非常に困難である、という問題点があつた。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は、上述した事情に鑑みてなされたもの
であり、二つのスケールによつて形成されるモア
レ縞を90゜位相の異なるＡ相信号及びＢ相信号と
して検出し、このＡ相信号とＢ相信号を所定周期
の搬送波により周波数変調信号に変換し、スケー
ルの相対移動にともない変化する位相の偏位量を
デジタル的に読出して、より分解能の高い測長装
置を得ようとするものである。

したがつて、本発明では、所定周期の基準クロ
ツクを発生するクロツク発振器ならびにこのクロ
ツク発振器の出力信号を分周する分周器によつ
て、スケール部のＡ相信号およＢ相信号よりも十
分高い周波数をもち互いに振幅と周波数の等しい
２組の搬送波信号を形成する搬送波発生部と、こ
の搬送波発生部から出力される搬送波信号の一方
を前記スケール部から出力される出力信号の一方
で平衡変調する第１の変調回路ならびに搬送波信
号の他方を前記搬送波信号の一方と90゜位相の異
なる状態で前記出力信号の他方で平衡変調する第
２の変調回路を有し、平衡変調後加算して位相変
調することにより前記被測定物の移動量を位相分
として含む被変調信号を形成する変調加算部と、
この変調加算部から得られる被変調信号の一周期
中に含まれる前記基準クロツクを計数するパルス
カウンタならびにパルスカウンタの計数値を基準
値と比較する比較部とからなる計数部を有する構
成である。

さらに、他の構成として、クロツク発振器なら
びにこのクロツク発振器の出力信号を分周する分
周器によつて、スケール部のＡ相信号およびＢ相
信号よりも高い周波数をもつ一組の搬送波信号に
よつて形成され、搬送波信号を前記Ａ相信号およ
びＢ相信号を混合加算して得られた信号によつて
平衡変調する変調回路を有し、位相変調すること
により被測定物の移動量を位相分として含む被変
調信号を形成する変調加算部を有する構成であ
る。

〔作用〕

等しいピツチの光学格子が形成された二枚のス
ケールを微少角度をもつて対面させた場合に生ず
るモアレ縞のピツチＰ、両スケールの相対移動量
（以下偏位量という）をｘとした場合、Ａ相信号
及びＢ相信号はその振幅をe₀として、それぞれ以
下のようになる。

Ａ＝e₀sin（2π・ｘ／Ｐ） ………(1) Ｂ＝e₀cos（2π×ｘ／Ｐ） ………(2) このＡ相信号及びＢ相信号を振幅がe₁で、角周
波数ωt（2π・ｘ／Ｐ≪ωt）の搬送波e₁sinωt及び
e₁cosωtでそれぞれ平衡変調して加算した被変調
信号Ｓは、以下のようになる。

Ｓ＝e₀e₁sin（2π・ｘ／Ｐ）sinωt ＋e₀e₁cos（2π・ｘ／Ｐ）cosωt ＝e₀e₁／２｛cos（ωt−2π・ｘ／Ｐ） −cos（ωt＋2π・ｘ／Ｐ）＋cos（ωt−2π・ｘ／Ｐ）＋cos（ωt＋2π・ｘ／Ｐ）｝＝Kcos（ωt−2π・ｘ／Ｐ） ………(3) （ただし、Ｋ＝e₀e₁／２）すなわち、Ａ相信号及びＢ相信号を、角周波数
ωtの搬送波で平衡変調して加算することにより、
偏位量ｘが被変調信号Ｓの位相分となり、偏位量
ｘに応じて、(3)式で表わされる被変調波の位相が
ずれてくることになる。

ところ、いま周波数f₀の基準クロツクを１／Ｎ
分周して、搬送波を作るものとすれば、搬送波の
一周期中にはＮ個の基準クロツクが含まれること
になる。したがつて、偏位量ｘが０であれ(3)式中
の位相分は０となり、被変調信号Ｓの一周期中に
おけるクロツク数はＮである。

しかしながら、両スケールが相対的に移動する
と(3)式における位相分が０でなくなり、被変調信
号Ｓの位相にずれが生ずる。この場合、〔従来の
技術〕で前述したように、モアレ縞の移動方向
は、二つのスケールの相対的移動方向により異な
るものである。したがつて、スケールの移動方向
により、(3)式中の位相分2π・ｘ／Ｐも正・負の
値をとる。

しかしていま、(3)式に示す被変調信号Ｓの一周
期における基準クロツクを計数し、その数が（Ｎ
±α）であれば、この±α個の基準クロツクを計
数することにより、偏位量ｘを知ることができ
る。

すなわち、偏位量ｘがモアレ縞のピツチＰだけ
移動すると、(3)式中の位相分2π・ｘ／Ｐは2π（一
周期）だけずれることになる。一方この一周期の
間に基準クロツクはＮ個発生しているので、基準
クロツク一個当りの偏位量はＰ／Ｎとなる。した
がつて、被変調信号Ｓ一周期当りの基準クロツク
数のＮ個からのずれ数±αを計数することによ
り、偏位量ｘは、以下のようになる。

ｘ＝±Ｐ／Ｎ・α ………(4) このように本発明では、スケール部からのＡ
相、Ｂ相信号を変調・加算することにより、搬送
波を一種の周波数変調して、相対移動量の情報を
被変調波の位相分として取り出すようにしている
ものである。この場合、測定の分解能は、基準ク
ロツクの分周率によつて決まる。

したがつて、この分周率を大きくとることによ
り、高分解能の測長動作が可能となる。

一方、本発明では、上述した基準クロツクのず
れ数±αを、偏位量ｘが０の場合の基準クロツク
数Ｎ個と比較し、その差分として計数するように
している。このように±αをデジタル的に処理す
ることにより、より正確な測長動作が可能となる
ものである。

〔実施例〕

第１図は、本発明による測長装置の全体構成を
示すブロツク図である。

ここで１，２はスケール部であり、それぞれ同
一ピツチの光学格子が形成されたメインスケール
及びインデツクススケール２からなる。このスケ
ール１，２を挟んで光源５とフオトセル等の光電
変換部６Ａ，６Ｂが配設されている。そして、こ
の光電変換部６Ａ及び６ＢからＡ相信号及びＢ相
信号が取出され、増幅器７Ａ及び７Ｂにより増幅
されることになる。

増幅されたＡ相信号及びＢ相信号は、変調加算
部８に入力される。

この変調加算部８は、本発明の要旨となる部分
であり、クロツク発振器９と分周器１０からなる
搬送波発生部からの入力が与えられる。すなわ
ち、変調加算部８は、周波数f₀の基準クロツクを
発生するクロツク発振器９の出力を１／Ｎの分周
器１０を介して分周させたクロツクを搬送波とし
て取り込み、平衡変調するものである。

この変調加算部８の具体例を第２図に示す。ま
ず、平衡変調をするため、位相が反対の信号を得
べく、与えられたＡ相信号は、演算増幅器OP１
及びOP２に導入され、それぞれ正相信号及び逆
相信号に変換される。抵抗ネツトワークRT１を
介して、同電圧の信号に調整され変調回路AM１
に入力される。

なお、演算増幅器１，２に付随する抵抗Ｒは、
演算増幅器OP１，２の入力抵抗及び帰還抵抗で
ある。

また、第２図に示す実施例で、Ａ相信号の正・
逆相信号を多分割しているのは、被変調信号に含
まれる高調波の成分を小さくするためである。す
なわち、Ａ相信号（e₀sin2π・ｘ／Ｐ）を矩形波
の搬送波で平衡変調した場合、一般に奇数次の高
調波成分が含まれる。しかしながら、これを第２
図の実施例のように、搬送波の一周期を８分割し
て平衡変調した場合、３，５次の高調波成分が抑
圧されて、７，９……の高調波成分のみとなる。
したがつて、後述するローパスフイルタで高調波
除去が容易になる、という利点がある。

この際、搬送波を８分割した時の平衡変調信号
は、Ａ相信号の１、１／√２、０、−１√２、−１
倍となるので、この電圧を作るために、前述した
抵抗回路網RTを設ける必要が生じてくるのであ
る。

一方、変調回路AM１は、その入力端子０〜７
に、抵抗回路網RT１を介したＡ相信号及びその
逆相信号が入力されるとともに、入力端子Ｃ１〜
Ｃ３に、基準クロツクを１／Ｎに分周して得た搬
送波が入力される。この変調回路AM１は、入力
端子０〜７に生ずるＡ相信号をスイツチング動作
によつて順次切換え、出力端子t₀に導出するもの
であり、例えば、アナログマルチプレクサにより
構成される。そして、スイツチング動作の切換え
を入力端子Ｃ１〜Ｃ３に入力される搬送波によつ
て行う。この場合、本実施例では、搬送波及びそ
の２倍、４倍の周期をもちパルスを入力端子Ｃ１
〜Ｃ３にそれぞれ導入し、８進バイナリーカウン
タ動作によつて、各入力端子０〜７への入力信号
のスイツチングを行つている。すなわち、第３図
ｂに示す搬送波に対して、同図ｃ，ｄに示す周期
をもつパルスを入力端子Ｃ１〜Ｃ３に導入し、同
図ｅに示すように０〜７までの８進数をデコード
する。そして、この８進信号により、第３図ａに
示すようにＡ相信号をそれぞれスイツチングし
て、平衡変調波を得ているものである。

したがつて、出力端子t₀には、前述した(3)式中
に含まれるe₀e₁sin（2π・ｘ／Ｐ）sinωtの被変調
波信号Ｓが得られる。ところで、この被変調波信
号Ｓ自体には、前述したように高調波成分が含ま
れているので、ローパルスフイルタLP１により、
高調波成分を除去する。

同様に、Ｂ相信号も演算増幅器OP３，OP４、
抵抗Ｒ及び抵抗回路網RT２を介して変調回路
AM２に入力される。ただし、この場合、変調回
路AM２の各入力端子０〜７には、変調回路AM
１に入力される信号と90゜異なつた位相の信号を
入力するようにしている。

一方、入力端子Ｃ１〜Ｃ３に入力される信号
は、変調回路AM１に入力される信号と同じ信号
である。しかしながら、入力端子０〜７には、変
調回路AM１と比較して、Ｂ相信号に対して、搬
送波の成分が90°異なる位相になるように入力さ
れているので、この変調回路AM２では、実質的
にe₀e₁cos（2π・ｘ／Ｐ）cosωtの変調動作が行わ
れることになる。すなわち、この変調回路AM２
の出力端子t₀には、前述した(3)式に含まれる
e₀e₁cos（2π・ｘ／Ｐ）cosωtの被変調波が得られ
る。

さらに、この被変調波をローパスフイルタLP
２に導入して高調波成分を除去する。

そして、このようにして得られる被変調波を加
算回路ADにより加算すれば、前述した(3)式に示
す被変調信号Ｓ＝Kcos（ωt−2π・ｘ／Ｐ）が得
られる。なお、第２図で、ERは演算増幅器の動
作基準電源を示している。

ところで、第２図に示した変調加算部８は、あ
らかじめそれぞれのＡ相信号、Ｂ相信号により搬
送波を変調した後、加算するようにしている。し
たがつて、抵抗回路網、変調回路及びローパスフ
イルタがそれぞれ２個ずつ必要となつている。特
に、ローパスフイルタは、高価であり、また回路
自体も大掛りとなり、これを２個設けることは得
策ではない。そこで、Ａ相信号及びＢ相信号を抵
抗回路網によつて混合・分割し、しかる後変調、
ろ波すれば、抵抗回路網、変調回路及びローパス
フイルタを１個で済ませることが可能となる。

この場合の実施例を第４図に示す。すなわち、
Ａ相信号、相信号（Ａ相信号の逆相信号、以下
同じ）、Ｂ相信号、相信号を抵抗回路網RTに
より混合加算し、位相が反対で同電圧の混合信号
を作る。そしてこの混合信号を変調回路AMに導
入し、入力端子Ｃ１〜Ｃ３に入力されるパルス信
号（第３図ｂ〜ｄ）によりスイツチング、すなわ
ち平衡変調して、ローパスフイルタLPを通せば、
第２図に示した回路で処理された信号と同じ信号
が得られることになる。

このようにして、第１図に示す変調加算回路８
の出力には、前述した(3)式に示す被変調信号Ｓ、
すなわちスケール１，２の偏位量ｘを位相分とし
て含む被変調信号が得られることになる。

上述した動作を、第５図のタイミング図によ
り、詳細に説明する。

まず、増幅器７Ａ，７Ｂには、第５図ａ，ｂに
示すようなＡ相信号及びＢ相信号が出力されてい
る。そして、第５図ａ，ｂで、期間T₁は、スケ
ール１に対してスケール２が相対的に左行し、期
間T₂では、停止、また期間T₃は右行した場合を
示している。

一方、第１図に示すクロツク発振器９からは、
第５図ｃに示すように一定周期（周波数f₀）の基
準クロツクが発生しており、この基準クロツクを
分周器１０で１／Ｎ分周して搬送波として変調加
算部８に入力している。

ここで、高分解能を得るためには、基準クロツ
クの周波数f₀を大きくとり、かつ分周数Ｎを大き
くすればよい。しかしながら、回路上の制約等も
あり、周波数f₀は数ＫHz〜数ＭHz、また分周数は
数10〜数100にとるのが適当である。しかしなが
ら、第５図では、説明の便宜上、Ｎ＝８の場合を
例にとつてある。

しかして、基準クロツクを１／Ｎ分周した搬送
波をＡ，Ｂ相信号で変調加算すると(3)式に示すよ
うに、振幅Ｋ（＝e₀e₁／２）が一定で位相分が偏
位量ｘに応じた被変調信号Ｓが生ずる。この被変
調信号Ｓを、スケールの停止区間T₂について拡
大して示せば、周期がTω、振幅がＫとなる第５
図ｄに示す波形となる。

そして、停止区間T₂では、偏位量ｘ＝０なの
で(3)式において位相分は０となり、Ｓ＝Ｋ
｛cosωt−１／7cos7ωt−１／9cos9ωt……｝で表
わせる。すなわち、被変調波の１周期中には、８
個の基本クロツクが含まれることになる。

同様に、左行区間T₁及び右行期間T₃では偏位
量ｘに応じた分だけ周波数変調されて、その一周
期中に含まれる基本クロツク数が８個からずれた
被変調信号Ｓが得られる。

このようにして基本クロツク成分を含む被変調
波をローパスフイルタに通して、高調波成分を除
去すれば、第５図ｅに示すようになる。

しかして、第１図に示す変調加算部８からは、
第５図ｅに示すように被変調信号Ｓが得られる。
そして、この信号を、第１図に示す波形成形部１
１に導入し、第５図ｆに示すように、周期をTω
とする矩形波に変換して、次段の計数部に送出す
る。

この計数部は、パルスカウンタ１２、比較カウ
ンタ１３、比較器１４及び補正パルス発生器１５
からなる。そして、このパルスカウンタ１２に
は、クロツク発振器９から出力されるクロツクが
入力されており、このパルスカウンタ１２以降の
計数部の動作について、第６図のタイミング図に
より説明する。

第６図ａは、クロツク発振器９から出力される
基準クロツクを示している。そしていま、区間
T₄をスケール部１，２の停止区間、区間T₅を右
移動区間、区間T₆を左移動区間とする。

パルスカウンタ１２は、波形成形部１１から与
えられる信号の一周期を検出し、この一周期間に
含まれる基準クロツクを計数する。具体的には、
第６図ｂに示す波形成形部１１の出力の立上りを
検出し、基準クロツクの計数を開始する。そし
て、停止区間T₄で、第６図ｃに示すように８個
の基準クロツクが計数されると、第６図ｂに示す
ように波形成形部１１の出力波形が再び立上る。
パルスカウンタ１２は、この立上り部分で、それ
までの計数値を第１図に示す比較カウンタ１３に
転送（第６図ｄ）し、自らの計数値をリセツトす
る（第６図ｂ）。このパルスカウンタ１２のリセ
ツトは、比較カウンタ１３への転送タイミングの
終了に同期させて、内部でリセツト信号を作るよ
うにしてもよいし、あるいは比較カウンタ１３側
からリセツト信号をもらつてもよい。

一方、比較カウンタ１３は、計数値のプリセツ
ト可能な可逆カウンタからなり、プリセツト端子
STにパルスカウンタ１２の計数値が与えられ、
これをプリセツトする。第６図に示す実施例で
は、同図ｄに示すように計数値８がプリセツトさ
れる。

次に、この比較カウンタ１３の計数値Ｄは、比
較器１４に与えられる。比較器１４には、設定部
１６の出力として基準値Ｎがあらかじめ設定され
ている。すなわち、基準クロツクの分周数Ｎ（ｘ
＝０、すなわちスケール部１，２の停止時におけ
る被変調波の一周期中に含まれる基準クロツク
数）が、基準値として、比較器１４にあらかじめ
設定されている。そして、この基準値Ｎと計数値
Ｄが比較される。いま、前述したように基準クロ
ツクの分周数Ｎ＝８としてあるので、停止区間
T₄ではＮ＝Ｄとなり、比較器１４の出力端子t₁，
t₂には出力が生じない。

一方、右移動区間T₅では、第６図ｂに示す波
形成形部１１の立上りから次の立上りまで、パル
スカウンタ１２は、10個の基準クロツクを計数す
る（第６図ｃ）。そして、この計数値Ｄ＝10が比
較カウンタ１３に転送され、第６図ｄに示すよう
に更新保持される。したがつて、比較器１４での
基準値との比較結果も一致せずＤ＞Ｎとなる。

この場合、比較器１４の出力端子t₁に、第６図
ｅに示すように出力が生ずる。

ところで、補正パルス発生器１５には、クロツ
ク発振器９からの基準クロツクが入力されてい
る。そして、いまスケールの右移動を正方向への
移動とすれば、比較器１４の出力端子t₁の出力を
受けて、補正パルス発生器１５は、順次入力され
てくる基準クロツクを、第６図ｇに示すようにア
ツプカウント端子UPに出力する。この第６図ｇ
に示すアツプカウントパルスは、図示しないカウ
ンタ部へ送られ、スケール１，２が相対的に右移
動したものとして、計数値のカウントアツプをす
る。

この場合、前述したように基準クロツク１個
は、モアレ縞のピツチをＮ分割したものであり、
またモアレ縞自体は、スケール１，２の光学格子
を拡大したものである。したがつて、補正パルス
発生器１５から出力される基準クロツク１個は、
光学格子のピツチをＮ等分した移動距離に相当す
る。

上述した実施例では、Ｎ＝８であるので、いま
スケール１，２の光学格子のピツチを40μmとす
れば、補正パルス発生器１５のアツプカウント端
子UPに１個の基準パルスが発生する毎に、スケ
ールが右方向に5μm（40μm／８）移動したことに
なる。この測定の分解能は、分周数Ｎを大きくと
ることにより、さらに細かくすることが可能であ
り、例えバＮ＝200に設定すれば、40μmピツチの
スケールで0.2μmの分解能を実現できることにな
る。

一方、補正パルス発生器１５のアツプカウント
端子UPに出力された基準クロツクは、比較カウ
ンタ１３のダウンカウント端子DNに与えられ
る。そして、比較カウンタ１３は、第６図ｄに示
すように、この基準クロツクをダウンカウントす
る。したがつて、この比較カウンタ１３のダウン
カウント入力端子DNに２個の基準クロツクが入
力されると、第６図ｄに示すように比較カウンタ
１３の計数値Ｄは８となる。この結果、比較器１
４内でもＤ＝Ｎとなり、出力端子t₁の出力が消失
し、補正パルス発生器１５からの基準クロツクの
出力が停止する。

また、次の左移動区間T₆では、波形成形部１
１の一周期中に第６図ｃに示すように６個の基準
クロツクがパルスカウンタ１２によつて計数され
る。そして、この計数値６が比較カウンタ１３に
転送される（第６図ｄ）。さらに、この比較カウ
ンタ１３の計数値Ｄが比較器１４で基準値Ｎと比
較される。その結果Ｎ＞Ｄであるので、比較器１
４の出力端子t₂に出力が生ずる（第６図ｆ）。補
正パルス発生器１５は、この出力端子t₂の出力を
受けて、ダウンカウント端子DNに、第６図ｈに
示す基準クロツクを出力させ、これを図示しない
カウンタ部に送出してスケール部の左移動を計測
する。

同時に、この基準クロツクは、比較カウンタ１
３のアツプカウント入力端子UPに入力され、第
６図ｄに示すようにその計数値Ｄをアツプさせて
いく。そして２個の基準クロツクが入力される
と、Ｄ＝８となり、比較器１４でＤ＝Ｎの条件が
成立し、この比較器１４の出力端子t₂の出力が消
失する。

このようにして、パルスカウンタ１２で計数し
た、波形成形部１１の出力の一周期中における基
準クロツク数を、比較カウンタ１３を介して比較
器１４に導入する。そして、この基準クロツク数
を基準値Ｎと比較し、その差（前述した(4)式中に
おけるαに相当）を計数する。そして上述した動
作を、前記波形成形部１１の出力の各周期毎に行
うことにより、スケール部での移動量が測定でき
ることになる。

また、本実施例では、パルスカウンタ１２の計
数値を一旦比較カウンタ１３に転送し、比較器１
４で基準値Ｎとの不一致が生じた場合は、両者が
一致するまで比較カウンタ１３をアツプあるいは
ダウンカウント作動させるようにしている。そし
て、この比較カウンタ１３のアツプ・ダウンカウ
ント用の基準クロツク数をもつて、測長用のパル
スとしているものである。

したがつて、すべてデジタル的に処理されるこ
とになり、正確な測長動作が可能になるものであ
る。

なお、第１図において１７は、この測長装置が
得られる信号を使用する装置、例えばNC装置等
の信号処理形態に応じて設けられ、補正パルス発
生器１５から出力される比較カウンタ１３のアツ
プ・ダウンカウント用基準クロツク（測長用基準
クロツク）を受けて90゜位相差の異なるＡ相信号、
Ｂ相信号を作る波形変換部である。

〔効果〕

本発明による測長装置は、スケール部から得ら
れた90゜位相の異なるＡ相信号及びＢ相信号を、
基準クロツクを１／Ｎに分周した周期をもつ２組
の搬送波で、２組の搬送波の位相が90゜異なる状
態でおのおの平衡変調し、かつ加算するようにし
ている。また他の構成として、Ａ相信号、Ｂ相信
号を混合加算した後、基準クロツクを１／Ｎに分
周した周期をもつ１組の搬送波で平衡変調してい
る。その結果得られた被変調信号は、スケール部
の移動距離に応じて周波数変調された信号とな
り、移動距離が位相分として分かれることにな
る。

しかして、この被変調信号の一周期中に含まれ
る基準クロツク数を、基準値Ｎ（スケール部が停
止している場合の基準クロツク数）と比較し、そ
の差をとれば被変調波の位相分が得られるので、
これにより移動距離が計数できる。

したがつて、測長分解能を上げるには、基準ク
ロツクの周波数を高くし、かつ分周数Ｎを大きく
とればよい。例えば、基準クロツクの周波数f₀＝
8Mzとし、分周数Ｎ＝200と設定すれば、スケー
ル部の光学格子のピツチを加工しやすい200μｍ
と大きく設定しても、1μｍの測長分解能が得ら
れることになる。

また、従来技術によつて形成可能である20μｍ
ピツチの光学格子スケールを用いれば、0.1μｍの
分解能が実現できる、というきわめてすぐれた効
果を発揮するものである。

さらに本発明の測長装置では、クロツク発生器
の発振周波数f₀と分周器での分周率を変えること
により、必要とする分解農の設定をきわめて容易
に行える利点もある。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明による測長装置の一実施例を
示すブロツク図、第２図、第４図は、同実施例に
おける要部のそれぞれ異なる回路構成を示す図、
第３図、第５図、第６図は、同実施例の動作を説
明するためのタイミング図、第７図は、この種測
長装置におけるスケール部を説明するための図、
第８図は、従来の測長装置を説明するためのブロ
ツク図である。１……メインスケール、２……インデツクスス
ケール、８……変調加算部、９……クロツク発振
器、１０……分周器、１２……パルスカウンタ、
１３……比較カウンタ、１４……比較器、１５…
…補正パルス発生器。

Claims

【特許請求の範囲】１被測定物が単位長移動する毎に一個の信号を
発生するスケール部から出力される90゜位相の異
なる二つの出力信号を計数し、前記被測定物の移
動量と移動方向を検出する測長装置において、所定周期の基準クロツクを発生するクロツク発
振器ならびにこのクロツク発振器の出力クロツク
信号を分周する分周器によつて、前記スケール部
の出力信号よりも高い周波数をもち互いに振幅と
周波数の等しい２組の搬送波信号を形成する搬送
波発生部と、この搬送波発生部から出力される搬
送波信号の一方を前記スケール部から出力される
出力信号の一方で平衡変調する第１の変調回路、
ならびに搬送波信号の他方を前記搬送波信号の一
方と90°位相の異なる状態で前記出力信号の他方
で平衡変調する第２の変調回路を有し、平衡変調
後加算して位相変調することにより前記被測定物
の移動量を位相分として含む被変調信号を形成す
る変調加算部と、この変調加算部から得られる被
変調信号の一周期中に含まれる前記基準クロツク
を計数するパルスカウンタならびにパルスカウン
タの計数値を基準値と比較する比較部とからなる
計数部を有することを特徴とする測長装置。２被測定物が単位長移動する毎に一個の信号を
発生するスケール部から出力される90゜位相の異
なる二つの出力信号を計数し、前記被測定物の移
動量と移動方向を検出する測長装置において、所定周期の基準クロツクを発生するクロツク発
振器ならびにクロツク発振器の出力クロツク信号
を分周する分周器によつて、前記スケール部の出
力信号よりも高い周波数をもつ一組の搬送波信号
を形成する搬送波発生部と、この搬送波発生部か
ら出力される搬送波信号を前記二つの出力信号を
混合加算して得られた信号によつて平衡変調する
変調回路を有し、位相変調することにより前記被
測定物の移動量を位相分として含む被変調信号を
形成する変調加算部と、この変調加算部から得ら
れる被変調信号の一周期中に含まれる前記基準ク
ロツクを計数するパルスカウンタならびにパルス
カウンタの計数値を基準値と比較する比較部とか
らなる計数部を有することを特徴とする測長装
置。３前記比較部は、前記パルスカウンタの計数値
がプリセツトされる可逆カウンタからなる比較カ
ウンタと、この比較カウンタの計数値とあらかじ
め設定された基準値とを比較する比較器と、この
比較器の比較結果に応じて前記比較カウンタに前
記基準クロツクをアツプカウント用又はダウンカ
ウント用パルスとして送出する補正パルス発生器
とからなる特許請求の範囲第１項または第２項記
載の測長装置。４前記基準値が、前記分周器の分周数である特
許請求の範囲第３項記載の測長装置。