JP3913026B2 - リニアスケールの信号処理装置及び方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、相対的に移動している二物体間の移動量を測定するリニヤスケールに関するものであり、特に光学式のリニヤスケールにおいて、スケールの検出位置に対応して変化しているアナログ信号を、デジタル的な信号演算によって処理し、リアルタイムで移動情報を示す出力信号を発生する際に好適なリニヤスケールの信号処理装置及び方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
工作機械等において、被加工物に対する工具の相対的な移動量を高い精度で正確に測定することは、精密加工を行う上で極めて重要であり、また、この測定値を迅速にシリアルデータとして出力することが要請されている。
そのひとつの例として、光学格子を２枚重ね合わせることにより得られるモアレ縞を利用した光学式スケールの概要を以下に述べる。
この光学式スケールは、図６に示すように透明のガラススケール１００の一面に透光部と非透光部が所定のピッチで配列するよう格子（刻線）を設けたメインスケール１０１と、透明のガラススケール１０２の一面に透光部と非透光部が所定のピッチで配列するよう格子（刻線）を設けたインデックススケール１０３とを有し、同図（ａ）に示すように、このメインスケール１０１にインデックススケール１０３を微小間隔を持って対向させると共に、同図（ｂ）に示すように、メインスケール１０１の格子に対し微小角度傾けられるようにインデックススケール１０３の格子を配置している。
【０００３】
このように配置すると、スケールの移動に応じて図７に示すモアレ縞が発生する。このモアレ縞の間隔はＷとなり、間隔Ｗ／２毎に暗い部分あるいは明るい部分が発生する。この暗い部分あるいは明るい部分は、メインスケール１０１に対し、インデックススケール１０３が相対的に左右に移動すると上から下、あるいは下から上に移動していく。この場合、メインスケール１０１及びインデックススケール１０３の格子のピッチをＰ、相互の傾斜角度をθ［ｒａｄ］とすると、モアレ縞の間隔Ｗは、
Ｗ＝Ｐ／θ
と示され、ピッチＰは光学的にモアレ縞の間隔Ｗをθ倍に拡大して検出することができる。すなわち、格子が１ピッチ移動すると、モアレ縞はＷだけ変位するが、ピッチＰはＷのθ倍となるので、モアレ縞の位相変化を検出することによってピッチＰ内の移動量を高い精度で測定することができるようになる。
【０００４】
そこで、図８に示すように光電変換素子１１０によってモアレ縞を検出すると、モアレ縞の位置がＡの状態となっていると、光電変換素子１１０に照射される光量は最も多くなり、光電変換素子１１０に流れる電流は最大値Ｉ1 となる。次に、相対的に移動してＢの状態になると光電変換素子１１０に照射される光量はやや減少し、その電流はＩ2 となり、更に、移動してＣの状態になると光電変化素子１１０には最も少ない光量が照射され、その電流も最も小さいＩ3 となる。そして、更に移動してＤの状態になると光電変換素子１１０に照射される光量はやや増加し、その電流はＩ2 となり、Ｅの状態になるまで移動すると、再び最も光量の多い位置となり、元の電流値Ｉ1 に戻る。
このように、光電変換素子１１０に流れる電流は正弦波状に変化すると共に、その変化が１周期経過した時に、格子のピッチＰだけメインスケール１０１とインデックススケール１０３とが相対的に移動したことになる。
【０００５】
また、図９に示すように、９０度、または一周期（間隔Ｗ）と９０゜ずらせて２つの光電変換素子１１１，１１２を設けると、Ａ相の光電変換素子１１１に流れる電流に対してＢ相の光電変換素子１１２に流れる電流は、図１０に示すように９０゜変位した電流となる。すなわち、Ａ相の光電変換素子１１１に流れる電流をＳｉｎ波とすると、Ｂ相の光電変換素子１１２に流れる電流はＣｏｓ波となる。
この場合、メインスケール１０１とインデックススケール１０３との相対的な移動方向により、Ａ相の光電変換素子１１１に流れる電流に対するＢ相の光電変換素子１１２に流れる電流の位相は９０゜進相あるいは９０゜遅相となるため、９０゜ずらせて配置した２つの光電変換素子を設けることで相対的な移動方向を検出することができる。
【０００６】
ところで、このように構成された光学式スケールは、光電変換素子によってモアレ縞を透過している光を検出し、モアレ縞の変化をアナログの電流値と検出しているため、この検出電流からスケールの１ピッチを内挿するためパルス信号を得るために、図１１に示すような信号処理を行っている。
【０００７】
この図１１において、２３１は搬送信号ＣＫ（ａ，ｂ，ｃ）が入力されている平衡変調器（以下、単に変調器ともいう）、２３２はローパスフイルタ、２３３は波形整形回路、２３４は波形整形された２値信号から後で述べるように１ピッチ間を内挿するＡ相パルス信号、及びＢ相パルス信号を形成するデジタル信号処理部である。
前記変調器２３１は、本出願人が先に特開昭６３−１３３１０４号公報として公開しているように、正弦波状の信号レベルを変調信号として搬送波周波数を平衡変調するものであって、正弦波状のレベルが搬送波の位相情報として出力されるようにしており、例えば図１２に示すように、入力されたＡ相信号はバッファとして動作するオペアンプＯＰ１を介して抵抗ネットワークＲＴに供給されると共に、オペアンプＯＰ２により反転されて抵抗ネットワークＲＴに供給される。
また、Ｂ相信号はバッファとして動作するオペアンプＯＰ３を介して抵抗ネットワークＲＴに供給されると共に、オペアンプＯＰ４により反転されて抵抗ネットワークＲＴに供給される。
【０００８】
すなわち、Ａ相信号，反転Ａ相信号，Ｂ相信号，反転Ｂ相信号を抵抗ネットワークＲＴにより混合加算し、位相が反対で同電圧の８分割された混合信号を作成し、マルチプレクサＡＭの８つの入力端子（０）〜（７）にそれぞれ供給している。このマルチプレクサＡＭの入力端子Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３には図１３（ｃ）に示す選択信号Ａ，Ｂ，Ｃが入力され、この選択信号Ａ，Ｂ，ＣによりマルチプレクサＡＭの入力端子（０）〜（７）が順次選択されて、出力端子ｔｏから図１３（ａ）に示す階段状の出力信号Ｓが出力される。
このマルチプレクサＡＭから出力される信号Ｓの周波数は、図１３に図示するように選択信号Ｃの周期と同一であり、結局のところ、選択信号Ｃを搬送波としてその位相をＡ相信号（Ｂ相信号）のレベルにより平衡変調した出力信号ＳがマルチプレクサＡＭから出力されるようになる。すなわち、Ａ相信号（Ｂ相信号）のレベルに応じて位相偏移された搬送波が出力されるのである。
【０００９】
このように平衡変調された変調波は次にローパスフイルタ２３２に印加されて、図１３（ｂ）に示すように滑らかな正弦波状とされる。
【００１０】
この正弦波状に変換された信号は搬送波の周波数の角速度をω、スケールの格子（刻線）間隔をｐ、スケールの移動量をｘとしたときに
Ｖｓ＝Ｋ・Ｃｏｓ（ωｔ−２π・ｘ／ｐ）
によって示される信号となり、スケールの移動量ｘとピッチｐの比ｘ／ｐで位相が変調された交流信号となる。
【００１１】
そして、この位相変調された交流信号が次の波形整形回路２３３によって零レベルの点がエッジとされる２値信号に変換される。
この波形整形回路２３３より出力される２値信号の位相と、光学手段から出力されたＡ相信号及びＢ相信号のレベルとの関係を図１４に示す。
この図の左側に示す正弦波状に変化している信号がスケールから出力されたＡ相信号及びＢ相信号であり、右側に示すパルス波形は位相偏移を受けた波形整形回路２３３よりの搬送波の２値信号であり、その破線位置が変調回路２３１に供給される搬送波ＣＫ（ａ，ｂ，ｃ）の零位相である。
【００１２】
そして、この図のイに示すように、スケールの停止状態で、例えば、Ａ相信号が正の最大レベルでＢ相信号が零レベルの場合は零位相から９０゜位相偏移された２値信号とされ、Ａ相信号が零レベルでＢ相信号が正の最大レベルの同図ロの場合は１８０゜位相偏移された２値信号とされ、以下、Ａ相信号が負の最大レベルでＢ相信号が零レベルの同図ハの場合は２７０゜、Ａ相信号が零レベルでＢ相信号が負の最大レベルの同図ニの場合は３６０゜位相偏移されて、位相偏移され、搬送波の零位相と同じになる。
【００１３】
デジタル信号処理部２３４はそのキャプチャ機能を利用して、波形整形回路２３３から出力されているこの２値信号の立ち上がり点と、点線で示す基準位相の間隔Ｔを検出する。
この間隔Ｔは、格子ピッチＰ内を分割した位置の情報を示しているので、この期間Ｔを所定のクロックによって計数することにより、スケールの１ピッチを内挿する内挿パルス信号を形成すると共に、この内挿パルス信号を計数して１ピッチ内を分割したスケールの絶対位置のデータを得ることができる。
例えば、デジタル信号処理部２３４から出力されている搬送波のエッジによりカウンタの計数をスタートさせ、波形整形回路２３３の２値出力の立ち上がりエッジによりカウンタの計数をストップさせると、デジタル信号処理部２３４のカウンタより格子ピッチＰ内を分割した内挿アブソリュート値を検出できるようになる。
この実施例の場合は、光学的なモアレ縞からスケールの位置を検出するようにしているが、磁気目盛を読みとって直線的な移動量を検出する磁気式又は静電容量式のスケールでも、正弦波状の検出信号を位相変調してスケールの１ピッチ内を内挿する場合に、同様な信号処理を行うことができる。
【００１４】
ところで、上記したように従来の光学式リニヤスケールは、光電変換素子を使用してスケールの移動量を検出し、検出された正弦波状のアナログ信号を位相変調して位相変位量を計数する位相分割法によってピッチ内を内挿する信号処理を行っているので、回路が複雑になると共に、アナログ回路とデジタル回路が混合することによって集積化することが困難になっていた。
また、位相変位量はスケールの１ピッチの推移毎にクロックをカウントすると共に、この計数動作をサンプリング周期としてＡ／Ｂ相信号が出力されるので、スケールの移動に伴う測定値がリアルタイムで出力されないという問題があった。
【００１５】
そこで、スケールの検出素子から出力された正弦波状のリサージュ波形を直接サンプリングし、サンプリングしたリサージュ波形のレベルデータからリサージュ波形の位相分割データを取得し、Ａ／Ｂ相信号をデジタル的に形成することも考えられるが、光電変換素子から出力される電気信号のレベルは、例えばスケールの移動速度が速くなると一般的に出力レベルが低下し、移動速度が遅い場合や、停止しているときは出力レベルが高くなり、単純にレベル検出から１ピッチ内を内挿するデータを形成すると、スケールの移動速度に起因する誤差を無くすることができない。
【００１６】
出願人は、スケールの移動速度に起因する誤差をなくするため、少なくとも長さ方向に等間隔で目盛られている刻線を有するメインスケールと前記メインスケールに対して移動可能に配置され、前記刻線の１ピッチに対して正弦波状のＡ相信号、及びＢ相信号を発生する検出手段と、前記検出手段から出力されたＡ相信号、及びＢ相信号をスケールの分解能に対応する周期でサンプリングして、デジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段で変換された上記Ａ相信号、及びＢ相信号の比率をサンプリングデータ毎に求める比率演算手段とを備えるリニアスケール（特開２０００−１６１９９３号公報）によりこの問題点を解決した。
【００１７】
この先の出願の発明によれば、スケールの１ピッチの移動量を示している正弦波状のリサージュ波形のレベルを分割数に応じて標本化し、標本化したデジタル信号からリサージュ波形の位相を検出する際に、Ａ相信号とＢ相信号の比率演算からスケールの１ピッチを内挿値とするデータを読み出すようにしているので、スケールの１ピッチを検出する検出手段の移動速度や、その検出感度の影響を受けることなく１ピッチ内を内挿するＡ／Ｂ相信号をほぼリアルタイムで出力することができる。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
上記のＡ／Ｄ分割方式は、スケールの移動によって生成される信号を１ＭＨｚ位の同期でサンプリングを行い、サンプリング周期ごとの移動量をパルス列で出力している。したがって、スケールを一定速度で動作させると、一定のサンプリング値となるはずであり、サンプリング周期Ｓ１、Ｓ２、…でサンプリングされたカウント値は、次のタイミングの分配周期Ｄ１、Ｄ２、…で分配される。
しかしながら、一定の速度でスケールを移動させると、サンプリング値は常に一定のレベル差となるはずであるが、工作機械に取付けられているスケールを最高速（通常は秒速１ｍ）で移動させるような場合、予め決められた上限のサンプリング値を越えるカウントをしてしまう場合があり、設定通りにいかない等の問題が発生していた。
【００１９】
例えば、スケールを最高速近くの一定速度で移動させた場合、サンプリング周期における変位、つまりサンプリングされたときの値がパルス数で１０となるように上限値を設定していても、１０以上のカウントをしてしまうことや、低速度ではサンプリング毎に一定でなければならないサンプリング値レベル差が、Ａ／Ｄ変換時のサンプリングのタイミングや、波形の質、ノイズ等によると考えられるバラツキによって、図１５のようにまちまちになってしまうことがある。
すなわち、図１５の例では、サンプリング周期Ｓ４において、サンプリング値があらかじめ設定されている上限値１０を越えており、分配周期Ｄ４にパルス数１２が分配される。
【００２０】
このバラツキのあるサンプリング値（分配周期Ｄ４の場合１２）をそのまま工作機械等に供給すると、パルス列に脈ができ、制御性が悪化する場合もあり、また、バラツキが多いと、スケール自体も速度エラーになりやすい状態になるため、速度エラーの監視制御にひっかかり、装置が止まってしまう場合も生じる。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
本発明は、特にＡ／Ｄ変換器を使用した分割方式による反射スケールにおいて、一定でスケールを動作させても、Ａ／Ｄ変換時のサンプリングにより単位時間の移動量にバラツキが生ずことによる不具合を解決するために、このバラツキを最大パルス分配時において平均化するための平均化処理回路を設けた。
【００２２】
請求項１に係る発明は、少なくとも長さ方向に等間隔で目盛られている刻線を有するメインスケールと、前記メインスケールに対して移動可能に配置され、前記刻線の１ピッチに対して正弦波状のＡ相信号、及びＢ相信号を発生する検出手段と、前記検出手段から出力されたＡ相信号、及びＢ相信号をスケールの分解能に対応する周期でサンプリングして、デジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段で変換された検出レべルに基づいて前記リニヤスケールの移動量に対応したサンプリング値としてのＡ相パルス信号、及びＢ相パルス信号を形成する信号処理手段を備えたリニアスケールにおいて、前記信号処理手段により形成された上記Ａ相パルス信号、及びＢ相パルス信号のパルス数を、設定された上限値と比較して上記サンプリング値を上限値を越えない値となるように平均化処理する平均化処理回路を備え、さらに上記サンプリング値の設定された上限値を越えたパルス値を一時的にスタックするスタック手段を備え、上記スタック手段にスタックされたパルス値を上限を超えない分配値の分配タイミングに振り分ける加算手段を備えているリニヤスケールの信号処理装置である。
【００２３】
請求項２に係る発明は、リニアスケールの移動に伴って、刻線の１ピッチに対して正弦波状のＡ相信号、及びＢ相信号を発生する検出ステップと、前記検出ステップから出力されたＡ相信号、及びＢ相信号をスケールの分解能に対応する周期でサンプリングして、デジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換ステップと、前記Ａ／Ｄ変換ステップで変換された上記Ａ相信号、及びＢ相信号の検出レべルに基づいて前記リニヤスケールの移動量に対応したサンプリング値としてのＡ相パルス信号、及びＢ相パルス信号を形成する信号処理ステップと、前記信号処理ステップにより形成された上記Ａ相パルス信号、及びＢ相パルス信号のパルス数を、設定された上限値と比較して上記サンプリング値を上限値を越えない値となるように平均化処理する平均化処理ステップとを備え、さらに上記サンプリング値の設定された上限値を越えたパルス値を一時的にスタックするスタックステップを備え、上記スタックステップにおいてスタックされたパルス値を上限を超えない分配値の分配タイミングに振り分ける加算ステップを備えているリニヤスケールの信号処理方法である。
【００２４】
【発明の実施の形態】
図１は本発明を光学式リニヤスケールに適応したときの実施の形態を示すブロック図である。
この図において、１はガラス製のメインスケール２に対して光を照射する光源、３はスリットを介して対峙しているインデックススケール、４はメインスケール２及びインデックススケール３を透過した光のモアレ縞を受光して電気信号に変換する光電変換素子を示す。
この光電変換素子４からは前記した図１０に示すように９０度の位相差を有する正弦波状のＡ相信号及びＢ相信号がリサージュ波形として出力され、それぞれ所定のレベルに増幅するアンプ５ａ、５ｂに供給されている。
【００２５】
アンプ５（ａ，ｂ）の出力はサンプリングホールド回路１１（ａ，ｂ）及びＡ／Ｄ変換器１２（ａ，ｂ）からなるデジタル前処理回路１０に供給され、スケールの移動情報を発生するＡ／Ｂ相信号発生回路２０に供給される。
Ａ／Ｂ相信号発生回路２０は図示されているようにデジタルフイルタ２１，Ｂ／Ａ比率演算部２２、象限確認部２３，Ａ／Ｂ相パターンテーブル２４，出力バッファ２５，及びタイミングクロック発生部２６によって構成されている。
【００２６】
平均化処理回路３０は、Ａ／Ｂ相信号発生回路２０から出力されたＡ相、Ｂ相信号のパルス数を上限値を越えないように平均化処理を行うもので、出力バッファ２６から出力されるパルス列のパルス数が周期内で上限値を越えると、上限値を越えたサンプリング値に基づくパルス数をスタックし、平均化して出力するもので、詳細は後述する。
【００２７】
以下、図２を参照して本発明のリニヤスケールがメインスケールの１ピッチ、例えば４０μｍを２０分割して２μｍの単位で検出する場合について述べる。
上記したようにメインスケール２に対してインデックススケール３が１ピッチ移動すると、図１０に示すように１ピッチの移動量を１サイクルとするＡ相信号のリサージュ波形と、Ｂ相信号のリサージュ波形が出力され、図２に示すようにこの１サイクル分の動きに対して、例えば２０分割可能な周期のサンプリングパルスＣＬＫがデジタル前処理回路１０に供給される。
サンプリング周期はスケールの最高移動速度と分解能によって決めることができ、例えばスケールが毎分１２０ｍで移動をするときに１μｍ毎の内挿パルスを得るために、ほぼ、２ＭＨのクロック周期であればよく、毎分６０ｍの移動で１μｍの内挿パルスを出力するときは、１ＭＨｚのクロック周期であればよい。
入力されたＡ相及びＢ相のリサージュ波形が、クロックの立ち上がり点でサンプルされ、クロックの立ち下がり点でＡ／Ｄ変換されて、例えば８ビットのデジタル信号に変換される。
【００２８】
デジタル信号に変換されたＡ相信号のサンプリングデータＤＡと、Ｂ相信号のサンプリングデータＤＢは、それぞれ２系統のデジタルフイルタ２１によって量子化ノイズや、外来ノイズが抑圧され、図２に示すように階段状に上下するＡ相の８ビットのＰＡＭ信号ＡＰとＢ相のＰＡＭ信号ＢＰがそれぞれＢ／Ａ比率計算部２２に供給される。
なお、デジタルフイルタ２１が直流カット特性を有しているときは前記したアンプ５（ａ、ｂ）は、例えば２ｖｐ−ｐのゲインを有する通常の直流増幅器とすることもできる。
【００２９】
Ｂ／Ａ比率計算部２２はこのようにデジタル信号に変換されたＰＡＭ信号ＡＰと、ＢＰの比率を算出する割算回路によって構成されており、その商Ｂ／Ａを算出する。 そして、この商Ｂ／Ａの演算値Ｄ２を次のＡ／Ｂ相パターンテーブル部２４に供給するが、ＰＡＭ信号ＡＰがゼロとなる割り算では特別な信号ｄｉｖ０を出力するようにしている。
【００３０】
Ｂ／Ａ比率計算部の演算値Ｄ２は、Ａ相信号のレベルとＢ相信号のレベルが同一か、一定の比率となっている限り、リサージュ波形の位相にのみ関係した値として検出できるので、スケールの移動速度が変化して光電変換素子の出力が変動したときでも、その変動値が相殺され、演算値に誤差が含まれないようにすることができる。
【００３１】
また、デジタルフイルタ２１に入力されているデジタル信号の極性を判断してリサージュ波形の象限を決定する象限信号識別データＤ０，Ｄ１を象限確認部２３より出力するようにしている。そしてこの象限識別データＤ０，Ｄ１と前記した演算値Ｄ２、及びｄｉｖ０データに基づいて、Ａ／Ｂ相パターンテーブル部２４から出力パターンデータＤ３，Ｄ４が読み出され、この出力パターンデータＤ３，Ｄ４を出力バッファ部２５に供給して図３に図示されているＡ／Ｂ相パルス信号列Ａ（Ｄ３）、Ｂ（Ｄ３）を形成するようにしている。
【００３２】
図３は前記出力パターンデータＤ３，Ｄ４からスケールの動きを示すＡ相パルス信号及びＢ相パルス信号が形成されることを示しており、リサージュ波形の２０分割された各位相で相互に９０度の位相差を有するＡ相パルス信号とＢ相パルス信号が形成されることを示している。
【００３３】
図３のＡ相パルス信号Ａ（Ｄ３）とＢ相パルス信号Ｂ（Ｄ３）は、図３の出力パターンデータＤ３，Ｄ４がそのまま連続したパルス列信号として出力したもので、相互に９０度位相差を持った信号とされる。
そして、スケールが正方向に移動しているときはＡ相信号に対してＢ相信号が９０度遅れ、スケールが逆方向に移動しているときはＡ相信号に対してＢ相信号が９０度進むように構成される。
【００３４】
したがって、図３に示すように、Ａ／Ｂ相信号発生部２０からスケールが移動をしているときに、スケールの移動方向と移動量を示すＡ相パルス列信号とＢ相パルス列信号がリアルタイムで出力され、スケールが停止するとパルス信号が一定のレべルに保持される。そしてスケールが再び順方向に移動するとその移動速度に対応した周期でＡ相パルス信号及びＢ相パルス信号が出力される。
この場合、スケールが停止後に逆送すると、Ａ相パルス信号がＢ相パルス信号より遅れた状態になり、スケールの移動方向を検知することができる。
そして、この各Ａ／Ｂ相パルス信号がスケールの分解能を示す信号としてＮＣ工作機械等にサーボ信号としてフィードバックされることになる。
【００３５】
本発明においては、上記のＡ／Ｂ相信号発生部からのＡ相パルス信号及びＢ相パルス信号を平均化処理回路３０に入力して、Ａ相又はＢ相のパルス信号の数を平均化処理してから、スケールの分解能を示す信号としてＮＣ工作機械等にサーボ信号として出力する。したがって、特にスケールの移動速度が最高速近くの場合に発生するＡ／Ｄ変換時のサンプリングにより単位時間の移動量にバラツキがあっても、このバラツキを最大パルス分配時において平均化するように処理をすることができる。
【００３６】
図４は、サンプリング周期Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３…Ｓ７毎に出力されるパルス数を示しており、変位の行はスケールの移動が最高速の時に出力バッファから出力されるパルス数をサンプル同期で示している。
また、スタックの行は、最大パルス出力を１０としたときスタックされるパルス数を示しており、分配周期の行は１つ前のサンプリング同期で出力されたパルス数が出力されるタイミングを示している。
【００３７】
この図から、サンプリング周期Ｓ４では最大パルス１０に対してパルスが１２個出力されているので、１２−１０＝２がスタックされて、Ｄ４のタイミングで１０個のパルスが分配出力される。
また、サンプリング周期Ｓ５、Ｓ７ではパルス数は９であり１不足しているので、先にスタックした２個のパルスがそれぞれ分配周期Ｄ５、Ｄ７で加算されて出力される。
このように、本発明では、ある値を上限として、分配出力されるパルス数がそれ以下となるように信号処理が行われるものである。
【００３８】
図５は、本発明の平均化処理回路の１実施の態様を示すブロック図である。
光電変換素子４、デジタル前処理回路１０、Ａ／Ｂ相信号発生回路２０において、サンプリングしたスケールの移動量を表すＡ相、Ｂ相のパルス信号を移動量データとしてのパルス信号を平均化処理回路３０に入力して、移動量データを監視し、平均化してパルスを分配するように処理を行う。
【００３９】
平均化処理回路３０は、変位パルス比較器３１、第１のプリセット値ラッチ部３２、上限データ設定部３３、上限データラッチ部３４、スタック値平均化演算部３５、第２のプリセット値ラッチ部３６、変位プリセット値ラッチ部３７、パルス分配器３８、スタック部３９、スタック量監視部４０により構成されている。
【００４０】
Ａ／Ｂ相信号発生回路２０において演算されたスケールの移動量を示す移動量データＡは、サンプリングタイミング毎に変位パルス比較器３１、第１のプリセット値ラッチ部３２、スタック値演算部３５に入力される。上限データ設定部３３は、サンプリング周期毎のサンプリング値の上限値Ｂを設定するもので、本実施の態様の場合１０と設定されている。設定されたサンプリング値の上限値は、上限データラッチ部３４にラッチされる。
【００４１】
サンプリング周期Ｓ毎の移動量の上限値Ｂは、サンプリング周波数を１ＭＨｚとし、分配周波数を１０ＭＨｚとした場合、１０となり、この実施の態様の場合、上限値Ｂ＝１０として説明する。
また、平均化処理を行う移動量データＡは、Ａ／Ｂ相信号発生回路２０から出力されるＡ相信号又はＢ相信号は、互いに位相が９０度ずれた信号であるので、Ａ相信号又はＢ相信号のいずれかの信号にのみに平均化処理を施し、他方の信号に平均化処理を反映させればよいので、以下の説明では、Ａ相信号又はＢ相信号のいずれかを単に移動量データとして表現し、以下に説明する。
【００４２】
変位パルス比較器３１は、移動量データＡ及び上限値データＢが入力され、ＡとＢの比較を行い、Ａ＝Ｂ、Ａ＜Ｂ、及びＡ＞Ｂの場合毎に異なる処理を行う。
つまり、スケールの最高速近くでの一定速の移動に基づく変位は、１０なので常に１０以下となるように出力するように処理する。具体的にはＢ＝１０を越えた変位のパルスをスタック部にスタック値としてスタックしておき、そのスタック値から１０に満たない変位の分配パルスを補い、分配値を上限値の１０に合わせる。このようにすれば、見かけ上、サンプリング毎のバラツキを平均化しながら出力することが可能になる。
【００４３】
Ａ／Ｂ相信号発生回路２０から出力された移動量データＡのパルス数が上限データＢのパルス数と等しい場合（Ａ＝Ｂ、図４のサンプリング周期Ｓ２、Ｓ６）、第１のプリセット値ラッチ部３２にラッチされた移動量データＡは、変位プリセット値ラッチ部３７に値Ａを送り、分配クロックのタイミングに合わせて、そのままの値つまり上限値１０（＝Ａ＝Ｂ）の移動量データがパルス分配器３８からＡ相パルス信号（又はＢ相パルス信号）として出力される（分配周期Ｄ２、Ｄ６）。
【００４４】
移動量データＡが上限データＢを越えていた場合（Ａ＞Ｂ、図４のサンプリング周期Ｓ４）、変位パルスデータ比較器３１の比較結果の基づき、第２のプリセット値ラッチ部３６は、Ａ−Ｂの演算を行い、その差２をスタック部３９にスタックし、変位プリセット値ラッチ部３７は上限値Ｂ（＝１０）を保持し、パルス分配器３８から上限値１０（＝Ａ＝Ｂ）の移動量データがＡ相パルス信号（又はＢ相パルス信号）として出力される（分配周期Ｄ４）。この時、スタック部３９には、パルス値２がスタックされることになる。
【００４５】
移動量データＡが上限データＢより小さい場合であって、かつスタック部３９にスタック値がスタックされていない場合（Ａ＜Ｂ、スタック値＝０、図４のサンプリング周期Ｓ１、Ｓ３）、第１のプリセット値ラッチ部３２にラッチされた移動量データＡは、変位プリセット値ラッチ部３７に値Ａを送り、分配クロックのタイミングに合わせて、そのままの値つまりＡ（＜Ｂ）の移動量データがパルス分配器３８からＡ相パルス信号（又はＢ相パルス信号）として出力される（分配周期Ｄ１、Ｄ３）。
【００４６】
移動量データＡが上限データＢより小さい場合であって、かつスタック部３９にスタック値がスタックされている場合（Ａ＜Ｂ、スタック値＞０、図４のサンプリング周期Ｓ５、Ｓ７）、スタック値平均化演算部３５にてＢ−Ａの差ＳＴＡＣＫを取り、その差分のパルス値をスタック部３９のスタック値から取得し、プリセット値をＡ＋ＳＴＡＣＫ（最大値＝１０）として、変位プリセット値ラッチ部３７に値Ａを送り、分配クロックのタイミングに合わせて、移動量データがパルス分配器３８からＡ相パルス信号（又はＢ相パルス信号）として出力される（分配周期Ｄ５、Ｄ９）。
【００４７】
図４に示すサンプリング周期Ｓ５の場合、サンプリング値は９であるので、スタック値２の内の１を加算して分配値Ｄ５を１０として、パルス分配器３８から移動量データを出力する。この場合スタック部３９のスタック値は１に減る。
次いで、サンプリング周期Ｓ６の場合は、サンプリング値が１０であるため、分配値も１０のまま、分配周期Ｄ６に出力される。
サンプリング周期Ｓ７の場合、サンプリング値は９であるので、スタック値１の内１を加算して分配値を１０として、分配周期Ｄ７のタイミングでパルス分配器３８から移動量データを出力する。この場合スタック部３９のスタック値は０となる。
【００４８】
スタック量監視部４０は、スタック部３９にスタックされるスタック値を監視をするもので、たまりすぎたときは、規定速度をオーバーしていると判断して速度エラー信号を出力する。
【００４９】
【発明の効果】
本発明は、上記のような構成を有しているため、スケールを最高速近傍の一定速度の状態において移動させた場合に発生するサンプリング値のバラツキをある値以下に平均化することで、パルス分配と安定化させる変位量を表すパルス出力のバラツキを平均化できるので制御性が安定するとともに、スケールも速度エラーになりにくくなり、動作が安定するという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のリニヤスケールの１実施例を示すブロック図である。
【図２】Ａ／Ｂ相信号をデジタル化するときの一例を示す波形図である。
【図３】パターンデータから形成されたＡ，Ｂ相パルス信号の波形図である。
【図４】本発明のサンプリング周期毎のサンプリング値と分配値及びサンプリング値のスタック量の関係を示す図である。
【図５】本発明の平均化処理回路のブロック図である。
【図６】光学式スケールの説明図である。
【図７】光学的なモアレ縞の説明図である。
【図８】モアレ縞の移動を示す図である。
【図９】モアレ縞の変化と出力信号の波形図である。
【図１０】Ａ／Ｂ相信号の波形図である。
【図１１】リニヤスケール測長装置の概要を示すブロック図である。
【図１２】平衡変調器の一例を示す回路図である。
【図１３】変調信号の説明波形図である。
【図１４】位相変位を計数するタイミングを示す説明図である。
【図１５】従来例のサンプリング周期毎のサンプリング値と分配値の関係を示す図である。
【符号の説明】
１ ＬＥＤ、２ ガラススケール、３ インデックススケールのスリット、
４ 光電変換素子、１０ デジタル前処理回路、２０Ａ／Ｂ相信号処理部
３０ 平均化処理回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、相対的に移動している二物体間の移動量を測定するリニヤスケールに関するものであり、特に光学式のリニヤスケールにおいて、スケールの検出位置に対応して変化しているアナログ信号を、デジタル的な信号演算によって処理し、リアルタイムで移動情報を示す出力信号を発生する際に好適なリニヤスケールの信号処理装置及び方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
工作機械等において、被加工物に対する工具の相対的な移動量を高い精度で正確に測定することは、精密加工を行う上で極めて重要であり、また、この測定値を迅速にシリアルデータとして出力することが要請されている。
そのひとつの例として、光学格子を２枚重ね合わせることにより得られるモアレ縞を利用した光学式スケールの概要を以下に述べる。
この光学式スケールは、図６に示すように透明のガラススケール１００の一面に透光部と非透光部が所定のピッチで配列するよう格子（刻線）を設けたメインスケール１０１と、透明のガラススケール１０２の一面に透光部と非透光部が所定のピッチで配列するよう格子（刻線）を設けたインデックススケール１０３とを有し、同図（ａ）に示すように、このメインスケール１０１にインデックススケール１０３を微小間隔を持って対向させると共に、同図（ｂ）に示すように、メインスケール１０１の格子に対し微小角度傾けられるようにインデックススケール１０３の格子を配置している。
【０００３】
このように配置すると、スケールの移動に応じて図７に示すモアレ縞が発生する。このモアレ縞の間隔はＷとなり、間隔Ｗ／２毎に暗い部分あるいは明るい部分が発生する。この暗い部分あるいは明るい部分は、メインスケール１０１に対し、インデックススケール１０３が相対的に左右に移動すると上から下、あるいは下から上に移動していく。この場合、メインスケール１０１及びインデックススケール１０３の格子のピッチをＰ、相互の傾斜角度をθ［ｒａｄ］とすると、モアレ縞の間隔Ｗは、
Ｗ＝Ｐ／θ
と示され、ピッチＰは光学的にモアレ縞の間隔Ｗをθ倍に拡大して検出することができる。すなわち、格子が１ピッチ移動すると、モアレ縞はＷだけ変位するが、ピッチＰはＷのθ倍となるので、モアレ縞の位相変化を検出することによってピッチＰ内の移動量を高い精度で測定することができるようになる。
【０００４】
そこで、図８に示すように光電変換素子１１０によってモアレ縞を検出すると、モアレ縞の位置がＡの状態となっていると、光電変換素子１１０に照射される光量は最も多くなり、光電変換素子１１０に流れる電流は最大値Ｉ1 となる。次に、相対的に移動してＢの状態になると光電変換素子１１０に照射される光量はやや減少し、その電流はＩ2 となり、更に、移動してＣの状態になると光電変化素子１１０には最も少ない光量が照射され、その電流も最も小さいＩ3 となる。そして、更に移動してＤの状態になると光電変換素子１１０に照射される光量はやや増加し、その電流はＩ2 となり、Ｅの状態になるまで移動すると、再び最も光量の多い位置となり、元の電流値Ｉ1 に戻る。
このように、光電変換素子１１０に流れる電流は正弦波状に変化すると共に、その変化が１周期経過した時に、格子のピッチＰだけメインスケール１０１とインデックススケール１０３とが相対的に移動したことになる。
【０００５】
また、図９に示すように、９０度、または一周期（間隔Ｗ）と９０゜ずらせて２つの光電変換素子１１１，１１２を設けると、Ａ相の光電変換素子１１１に流れる電流に対してＢ相の光電変換素子１１２に流れる電流は、図１０に示すように９０゜変位した電流となる。すなわち、Ａ相の光電変換素子１１１に流れる電流をＳｉｎ波とすると、Ｂ相の光電変換素子１１２に流れる電流はＣｏｓ波となる。
この場合、メインスケール１０１とインデックススケール１０３との相対的な移動方向により、Ａ相の光電変換素子１１１に流れる電流に対するＢ相の光電変換素子１１２に流れる電流の位相は９０゜進相あるいは９０゜遅相となるため、９０゜ずらせて配置した２つの光電変換素子を設けることで相対的な移動方向を検出することができる。
【０００６】
ところで、このように構成された光学式スケールは、光電変換素子によってモアレ縞を透過している光を検出し、モアレ縞の変化をアナログの電流値と検出しているため、この検出電流からスケールの１ピッチを内挿するためパルス信号を得るために、図１１に示すような信号処理を行っている。
【０００７】
この図１１において、２３１は搬送信号ＣＫ（ａ，ｂ，ｃ）が入力されている平衡変調器（以下、単に変調器ともいう）、２３２はローパスフイルタ、２３３は波形整形回路、２３４は波形整形された２値信号から後で述べるように１ピッチ間を内挿するＡ相パルス信号、及びＢ相パルス信号を形成するデジタル信号処理部である。
前記変調器２３１は、本出願人が先に特開昭６３−１３３１０４号公報として公開しているように、正弦波状の信号レベルを変調信号として搬送波周波数を平衡変調するものであって、正弦波状のレベルが搬送波の位相情報として出力されるようにしており、例えば図１２に示すように、入力されたＡ相信号はバッファとして動作するオペアンプＯＰ１を介して抵抗ネットワークＲＴに供給されると共に、オペアンプＯＰ２により反転されて抵抗ネットワークＲＴに供給される。
また、Ｂ相信号はバッファとして動作するオペアンプＯＰ３を介して抵抗ネットワークＲＴに供給されると共に、オペアンプＯＰ４により反転されて抵抗ネットワークＲＴに供給される。
【０００８】
すなわち、Ａ相信号，反転Ａ相信号，Ｂ相信号，反転Ｂ相信号を抵抗ネットワークＲＴにより混合加算し、位相が反対で同電圧の８分割された混合信号を作成し、マルチプレクサＡＭの８つの入力端子（０）〜（７）にそれぞれ供給している。このマルチプレクサＡＭの入力端子Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３には図１３（ｃ）に示す選択信号Ａ，Ｂ，Ｃが入力され、この選択信号Ａ，Ｂ，ＣによりマルチプレクサＡＭの入力端子（０）〜（７）が順次選択されて、出力端子ｔｏから図１３（ａ）に示す階段状の出力信号Ｓが出力される。
このマルチプレクサＡＭから出力される信号Ｓの周波数は、図１３に図示するように選択信号Ｃの周期と同一であり、結局のところ、選択信号Ｃを搬送波としてその位相をＡ相信号（Ｂ相信号）のレベルにより平衡変調した出力信号ＳがマルチプレクサＡＭから出力されるようになる。すなわち、Ａ相信号（Ｂ相信号）のレベルに応じて位相偏移された搬送波が出力されるのである。
【０００９】
このように平衡変調された変調波は次にローパスフイルタ２３２に印加されて、図１３（ｂ）に示すように滑らかな正弦波状とされる。
【００１０】
この正弦波状に変換された信号は搬送波の周波数の角速度をω、スケールの格子（刻線）間隔をｐ、スケールの移動量をｘとしたときに
Ｖｓ＝Ｋ・Ｃｏｓ（ωｔ−２π・ｘ／ｐ）
によって示される信号となり、スケールの移動量ｘとピッチｐの比ｘ／ｐで位相が変調された交流信号となる。
【００１１】
そして、この位相変調された交流信号が次の波形整形回路２３３によって零レベルの点がエッジとされる２値信号に変換される。
この波形整形回路２３３より出力される２値信号の位相と、光学手段から出力されたＡ相信号及びＢ相信号のレベルとの関係を図１４に示す。
この図の左側に示す正弦波状に変化している信号がスケールから出力されたＡ相信号及びＢ相信号であり、右側に示すパルス波形は位相偏移を受けた波形整形回路２３３よりの搬送波の２値信号であり、その破線位置が変調回路２３１に供給される搬送波ＣＫ（ａ，ｂ，ｃ）の零位相である。
【００１２】
そして、この図のイに示すように、スケールの停止状態で、例えば、Ａ相信号が正の最大レベルでＢ相信号が零レベルの場合は零位相から９０゜位相偏移された２値信号とされ、Ａ相信号が零レベルでＢ相信号が正の最大レベルの同図ロの場合は１８０゜位相偏移された２値信号とされ、以下、Ａ相信号が負の最大レベルでＢ相信号が零レベルの同図ハの場合は２７０゜、Ａ相信号が零レベルでＢ相信号が負の最大レベルの同図ニの場合は３６０゜位相偏移されて、位相偏移され、搬送波の零位相と同じになる。
【００１３】
デジタル信号処理部２３４はそのキャプチャ機能を利用して、波形整形回路２３３から出力されているこの２値信号の立ち上がり点と、点線で示す基準位相の間隔Ｔを検出する。
この間隔Ｔは、格子ピッチＰ内を分割した位置の情報を示しているので、この期間Ｔを所定のクロックによって計数することにより、スケールの１ピッチを内挿する内挿パルス信号を形成すると共に、この内挿パルス信号を計数して１ピッチ内を分割したスケールの絶対位置のデータを得ることができる。
例えば、デジタル信号処理部２３４から出力されている搬送波のエッジによりカウンタの計数をスタートさせ、波形整形回路２３３の２値出力の立ち上がりエッジによりカウンタの計数をストップさせると、デジタル信号処理部２３４のカウンタより格子ピッチＰ内を分割した内挿アブソリュート値を検出できるようになる。
この実施例の場合は、光学的なモアレ縞からスケールの位置を検出するようにしているが、磁気目盛を読みとって直線的な移動量を検出する磁気式又は静電容量式のスケールでも、正弦波状の検出信号を位相変調してスケールの１ピッチ内を内挿する場合に、同様な信号処理を行うことができる。
【００１４】
ところで、上記したように従来の光学式リニヤスケールは、光電変換素子を使用してスケールの移動量を検出し、検出された正弦波状のアナログ信号を位相変調して位相変位量を計数する位相分割法によってピッチ内を内挿する信号処理を行っているので、回路が複雑になると共に、アナログ回路とデジタル回路が混合することによって集積化することが困難になっていた。
また、位相変位量はスケールの１ピッチの推移毎にクロックをカウントすると共に、この計数動作をサンプリング周期としてＡ／Ｂ相信号が出力されるので、スケールの移動に伴う測定値がリアルタイムで出力されないという問題があった。
【００１５】
そこで、スケールの検出素子から出力された正弦波状のリサージュ波形を直接サンプリングし、サンプリングしたリサージュ波形のレベルデータからリサージュ波形の位相分割データを取得し、Ａ／Ｂ相信号をデジタル的に形成することも考えられるが、光電変換素子から出力される電気信号のレベルは、例えばスケールの移動速度が速くなると一般的に出力レベルが低下し、移動速度が遅い場合や、停止しているときは出力レベルが高くなり、単純にレベル検出から１ピッチ内を内挿するデータを形成すると、スケールの移動速度に起因する誤差を無くすることができない。
【００１６】
出願人は、スケールの移動速度に起因する誤差をなくするため、少なくとも長さ方向に等間隔で目盛られている刻線を有するメインスケールと前記メインスケールに対して移動可能に配置され、前記刻線の１ピッチに対して正弦波状のＡ相信号、及びＢ相信号を発生する検出手段と、前記検出手段から出力されたＡ相信号、及びＢ相信号をスケールの分解能に対応する周期でサンプリングして、デジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段で変換された上記Ａ相信号、及びＢ相信号の比率をサンプリングデータ毎に求める比率演算手段とを備えるリニアスケール（特開２０００−１６１９９３号公報）によりこの問題点を解決した。
【００１７】
この先の出願の発明によれば、スケールの１ピッチの移動量を示している正弦波状のリサージュ波形のレベルを分割数に応じて標本化し、標本化したデジタル信号からリサージュ波形の位相を検出する際に、Ａ相信号とＢ相信号の比率演算からスケールの１ピッチを内挿値とするデータを読み出すようにしているので、スケールの１ピッチを検出する検出手段の移動速度や、その検出感度の影響を受けることなく１ピッチ内を内挿するＡ／Ｂ相信号をほぼリアルタイムで出力することができる。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
上記のＡ／Ｄ分割方式は、スケールの移動によって生成される信号を１ＭＨｚ位の同期でサンプリングを行い、サンプリング周期ごとの移動量をパルス列で出力している。したがって、スケールを一定速度で動作させると、一定のサンプリング値となるはずであり、サンプリング周期Ｓ１、Ｓ２、…でサンプリングされたカウント値は、次のタイミングの分配周期Ｄ１、Ｄ２、…で分配される。
しかしながら、一定の速度でスケールを移動させると、サンプリング値は常に一定のレベル差となるはずであるが、工作機械に取付けられているスケールを最高速（通常は秒速１ｍ）で移動させるような場合、予め決められた上限のサンプリング値を越えるカウントをしてしまう場合があり、設定通りにいかない等の問題が発生していた。
【００１９】
例えば、スケールを最高速近くの一定速度で移動させた場合、サンプリング周期における変位、つまりサンプリングされたときの値がパルス数で１０となるように上限値を設定していても、１０以上のカウントをしてしまうことや、低速度ではサンプリング毎に一定でなければならないサンプリング値レベル差が、Ａ／Ｄ変換時のサンプリングのタイミングや、波形の質、ノイズ等によると考えられるバラツキによって、図１５のようにまちまちになってしまうことがある。
すなわち、図１５の例では、サンプリング周期Ｓ４において、サンプリング値があらかじめ設定されている上限値１０を越えており、分配周期Ｄ４にパルス数１２が分配される。
【００２０】
このバラツキのあるサンプリング値（分配周期Ｄ４の場合１２）をそのまま工作機械等に供給すると、パルス列に脈ができ、制御性が悪化する場合もあり、また、バラツキが多いと、スケール自体も速度エラーになりやすい状態になるため、速度エラーの監視制御にひっかかり、装置が止まってしまう場合も生じる。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
本発明は、特にＡ／Ｄ変換器を使用した分割方式による反射スケールにおいて、一定でスケールを動作させても、Ａ／Ｄ変換時のサンプリングにより単位時間の移動量にバラツキが生ずことによる不具合を解決するために、このバラツキを最大パルス分配時において平均化するための平均化処理回路を設けた。
【００２２】
請求項１に係る発明は、少なくとも長さ方向に等間隔で目盛られている刻線を有するメインスケールと、前記メインスケールに対して移動可能に配置され、前記刻線の１ピッチに対して正弦波状のＡ相信号、及びＢ相信号を発生する検出手段と、前記検出手段から出力されたＡ相信号、及びＢ相信号をスケールの分解能に対応する周期でサンプリングして、デジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段で変換された検出レべルに基づいて前記リニヤスケールの移動量に対応したサンプリング値としてのＡ相パルス信号、及びＢ相パルス信号を形成する信号処理手段を備えたリニアスケールにおいて、前記信号処理手段により形成された上記Ａ相パルス信号、及びＢ相パルス信号のパルス数を、設定された上限値と比較して上記サンプリング値を上限値を越えない値となるように平均化処理する平均化処理回路を備え、さらに上記サンプリング値の設定された上限値を越えたパルス値を一時的にスタックするスタック手段を備え、上記スタック手段にスタックされたパルス値を上限を超えない分配値の分配タイミングに振り分ける加算手段を備えているリニヤスケールの信号処理装置である。
【００２３】
請求項２に係る発明は、リニアスケールの移動に伴って、刻線の１ピッチに対して正弦波状のＡ相信号、及びＢ相信号を発生する検出ステップと、前記検出ステップから出力されたＡ相信号、及びＢ相信号をスケールの分解能に対応する周期でサンプリングして、デジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換ステップと、前記Ａ／Ｄ変換ステップで変換された上記Ａ相信号、及びＢ相信号の検出レべルに基づいて前記リニヤスケールの移動量に対応したサンプリング値としてのＡ相パルス信号、及びＢ相パルス信号を形成する信号処理ステップと、前記信号処理ステップにより形成された上記Ａ相パルス信号、及びＢ相パルス信号のパルス数を、設定された上限値と比較して上記サンプリング値を上限値を越えない値となるように平均化処理する平均化処理ステップとを備え、さらに上記サンプリング値の設定された上限値を越えたパルス値を一時的にスタックするスタックステップを備え、上記スタックステップにおいてスタックされたパルス値を上限を超えない分配値の分配タイミングに振り分ける加算ステップを備えているリニヤスケールの信号処理方法である。
【００２４】
【発明の実施の形態】
図１は本発明を光学式リニヤスケールに適応したときの実施の形態を示すブロック図である。
この図において、１はガラス製のメインスケール２に対して光を照射する光源、３はスリットを介して対峙しているインデックススケール、４はメインスケール２及びインデックススケール３を透過した光のモアレ縞を受光して電気信号に変換する光電変換素子を示す。
この光電変換素子４からは前記した図１０に示すように９０度の位相差を有する正弦波状のＡ相信号及びＢ相信号がリサージュ波形として出力され、それぞれ所定のレベルに増幅するアンプ５ａ、５ｂに供給されている。
【００２５】
アンプ５（ａ，ｂ）の出力はサンプリングホールド回路１１（ａ，ｂ）及びＡ／Ｄ変換器１２（ａ，ｂ）からなるデジタル前処理回路１０に供給され、スケールの移動情報を発生するＡ／Ｂ相信号発生回路２０に供給される。
Ａ／Ｂ相信号発生回路２０は図示されているようにデジタルフイルタ２１，Ｂ／Ａ比率演算部２２、象限確認部２３，Ａ／Ｂ相パターンテーブル２４，出力バッファ２５，及びタイミングクロック発生部２６によって構成されている。
【００２６】
平均化処理回路３０は、Ａ／Ｂ相信号発生回路２０から出力されたＡ相、Ｂ相信号のパルス数を上限値を越えないように平均化処理を行うもので、出力バッファ２６から出力されるパルス列のパルス数が周期内で上限値を越えると、上限値を越えたサンプリング値に基づくパルス数をスタックし、平均化して出力するもので、詳細は後述する。
【００２７】
以下、図２を参照して本発明のリニヤスケールがメインスケールの１ピッチ、例えば４０μｍを２０分割して２μｍの単位で検出する場合について述べる。
上記したようにメインスケール２に対してインデックススケール３が１ピッチ移動すると、図１０に示すように１ピッチの移動量を１サイクルとするＡ相信号のリサージュ波形と、Ｂ相信号のリサージュ波形が出力され、図２に示すようにこの１サイクル分の動きに対して、例えば２０分割可能な周期のサンプリングパルスＣＬＫがデジタル前処理回路１０に供給される。
サンプリング周期はスケールの最高移動速度と分解能によって決めることができ、例えばスケールが毎分１２０ｍで移動をするときに１μｍ毎の内挿パルスを得るために、ほぼ、２ＭＨのクロック周期であればよく、毎分６０ｍの移動で１μｍの内挿パルスを出力するときは、１ＭＨｚのクロック周期であればよい。
入力されたＡ相及びＢ相のリサージュ波形が、クロックの立ち上がり点でサンプルされ、クロックの立ち下がり点でＡ／Ｄ変換されて、例えば８ビットのデジタル信号に変換される。
【００２８】
デジタル信号に変換されたＡ相信号のサンプリングデータＤＡと、Ｂ相信号のサンプリングデータＤＢは、それぞれ２系統のデジタルフイルタ２１によって量子化ノイズや、外来ノイズが抑圧され、図２に示すように階段状に上下するＡ相の８ビットのＰＡＭ信号ＡＰとＢ相のＰＡＭ信号ＢＰがそれぞれＢ／Ａ比率計算部２２に供給される。
なお、デジタルフイルタ２１が直流カット特性を有しているときは前記したアンプ５（ａ、ｂ）は、例えば２ｖｐ−ｐのゲインを有する通常の直流増幅器とすることもできる。
【００２９】
Ｂ／Ａ比率計算部２２はこのようにデジタル信号に変換されたＰＡＭ信号ＡＰと、ＢＰの比率を算出する割算回路によって構成されており、その商Ｂ／Ａを算出する。 そして、この商Ｂ／Ａの演算値Ｄ２を次のＡ／Ｂ相パターンテーブル部２４に供給するが、ＰＡＭ信号ＡＰがゼロとなる割り算では特別な信号ｄｉｖ０を出力するようにしている。
【００３０】
Ｂ／Ａ比率計算部の演算値Ｄ２は、Ａ相信号のレベルとＢ相信号のレベルが同一か、一定の比率となっている限り、リサージュ波形の位相にのみ関係した値として検出できるので、スケールの移動速度が変化して光電変換素子の出力が変動したときでも、その変動値が相殺され、演算値に誤差が含まれないようにすることができる。
【００３１】
また、デジタルフイルタ２１に入力されているデジタル信号の極性を判断してリサージュ波形の象限を決定する象限信号識別データＤ０，Ｄ１を象限確認部２３より出力するようにしている。そしてこの象限識別データＤ０，Ｄ１と前記した演算値Ｄ２、及びｄｉｖ０データに基づいて、Ａ／Ｂ相パターンテーブル部２４から出力パターンデータＤ３，Ｄ４が読み出され、この出力パターンデータＤ３，Ｄ４を出力バッファ部２５に供給して図３に図示されているＡ／Ｂ相パルス信号列Ａ（Ｄ３）、Ｂ（Ｄ３）を形成するようにしている。
【００３２】
図３は前記出力パターンデータＤ３，Ｄ４からスケールの動きを示すＡ相パルス信号及びＢ相パルス信号が形成されることを示しており、リサージュ波形の２０分割された各位相で相互に９０度の位相差を有するＡ相パルス信号とＢ相パルス信号が形成されることを示している。
【００３３】
図３のＡ相パルス信号Ａ（Ｄ３）とＢ相パルス信号Ｂ（Ｄ３）は、図３の出力パターンデータＤ３，Ｄ４がそのまま連続したパルス列信号として出力したもので、相互に９０度位相差を持った信号とされる。
そして、スケールが正方向に移動しているときはＡ相信号に対してＢ相信号が９０度遅れ、スケールが逆方向に移動しているときはＡ相信号に対してＢ相信号が９０度進むように構成される。
【００３４】
したがって、図３に示すように、Ａ／Ｂ相信号発生部２０からスケールが移動をしているときに、スケールの移動方向と移動量を示すＡ相パルス列信号とＢ相パルス列信号がリアルタイムで出力され、スケールが停止するとパルス信号が一定のレべルに保持される。そしてスケールが再び順方向に移動するとその移動速度に対応した周期でＡ相パルス信号及びＢ相パルス信号が出力される。
この場合、スケールが停止後に逆送すると、Ａ相パルス信号がＢ相パルス信号より遅れた状態になり、スケールの移動方向を検知することができる。
そして、この各Ａ／Ｂ相パルス信号がスケールの分解能を示す信号としてＮＣ工作機械等にサーボ信号としてフィードバックされることになる。
【００３５】
本発明においては、上記のＡ／Ｂ相信号発生部からのＡ相パルス信号及びＢ相パルス信号を平均化処理回路３０に入力して、Ａ相又はＢ相のパルス信号の数を平均化処理してから、スケールの分解能を示す信号としてＮＣ工作機械等にサーボ信号として出力する。したがって、特にスケールの移動速度が最高速近くの場合に発生するＡ／Ｄ変換時のサンプリングにより単位時間の移動量にバラツキがあっても、このバラツキを最大パルス分配時において平均化するように処理をすることができる。
【００３６】
図４は、サンプリング周期Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３…Ｓ７毎に出力されるパルス数を示しており、変位の行はスケールの移動が最高速の時に出力バッファから出力されるパルス数をサンプル同期で示している。
また、スタックの行は、最大パルス出力を１０としたときスタックされるパルス数を示しており、分配周期の行は１つ前のサンプリング同期で出力されたパルス数が出力されるタイミングを示している。
【００３７】
この図から、サンプリング周期Ｓ４では最大パルス１０に対してパルスが１２個出力されているので、１２−１０＝２がスタックされて、Ｄ４のタイミングで１０個のパルスが分配出力される。
また、サンプリング周期Ｓ５、Ｓ７ではパルス数は９であり１不足しているので、先にスタックした２個のパルスがそれぞれ分配周期Ｄ５、Ｄ７で加算されて出力される。
このように、本発明では、ある値を上限として、分配出力されるパルス数がそれ以下となるように信号処理が行われるものである。
【００３８】
図５は、本発明の平均化処理回路の１実施の態様を示すブロック図である。
光電変換素子４、デジタル前処理回路１０、Ａ／Ｂ相信号発生回路２０において、サンプリングしたスケールの移動量を表すＡ相、Ｂ相のパルス信号を移動量データとしてのパルス信号を平均化処理回路３０に入力して、移動量データを監視し、平均化してパルスを分配するように処理を行う。
【００３９】
平均化処理回路３０は、変位パルス比較器３１、第１のプリセット値ラッチ部３２、上限データ設定部３３、上限データラッチ部３４、スタック値平均化演算部３５、第２のプリセット値ラッチ部３６、変位プリセット値ラッチ部３７、パルス分配器３８、スタック部３９、スタック量監視部４０により構成されている。
【００４０】
Ａ／Ｂ相信号発生回路２０において演算されたスケールの移動量を示す移動量データＡは、サンプリングタイミング毎に変位パルス比較器３１、第１のプリセット値ラッチ部３２、スタック値演算部３５に入力される。上限データ設定部３３は、サンプリング周期毎のサンプリング値の上限値Ｂを設定するもので、本実施の態様の場合１０と設定されている。設定されたサンプリング値の上限値は、上限データラッチ部３４にラッチされる。
【００４１】
サンプリング周期Ｓ毎の移動量の上限値Ｂは、サンプリング周波数を１ＭＨｚとし、分配周波数を１０ＭＨｚとした場合、１０となり、この実施の態様の場合、上限値Ｂ＝１０として説明する。
また、平均化処理を行う移動量データＡは、Ａ／Ｂ相信号発生回路２０から出力されるＡ相信号又はＢ相信号は、互いに位相が９０度ずれた信号であるので、Ａ相信号又はＢ相信号のいずれかの信号にのみに平均化処理を施し、他方の信号に平均化処理を反映させればよいので、以下の説明では、Ａ相信号又はＢ相信号のいずれかを単に移動量データとして表現し、以下に説明する。
【００４２】
変位パルス比較器３１は、移動量データＡ及び上限値データＢが入力され、ＡとＢの比較を行い、Ａ＝Ｂ、Ａ＜Ｂ、及びＡ＞Ｂの場合毎に異なる処理を行う。
つまり、スケールの最高速近くでの一定速の移動に基づく変位は、１０なので常に１０以下となるように出力するように処理する。具体的にはＢ＝１０を越えた変位のパルスをスタック部にスタック値としてスタックしておき、そのスタック値から１０に満たない変位の分配パルスを補い、分配値を上限値の１０に合わせる。このようにすれば、見かけ上、サンプリング毎のバラツキを平均化しながら出力することが可能になる。
【００４３】
Ａ／Ｂ相信号発生回路２０から出力された移動量データＡのパルス数が上限データＢのパルス数と等しい場合（Ａ＝Ｂ、図４のサンプリング周期Ｓ２、Ｓ６）、第１のプリセット値ラッチ部３２にラッチされた移動量データＡは、変位プリセット値ラッチ部３７に値Ａを送り、分配クロックのタイミングに合わせて、そのままの値つまり上限値１０（＝Ａ＝Ｂ）の移動量データがパルス分配器３８からＡ相パルス信号（又はＢ相パルス信号）として出力される（分配周期Ｄ２、Ｄ６）。
【００４４】
移動量データＡが上限データＢを越えていた場合（Ａ＞Ｂ、図４のサンプリング周期Ｓ４）、変位パルスデータ比較器３１の比較結果の基づき、第２のプリセット値ラッチ部３６は、Ａ−Ｂの演算を行い、その差２をスタック部３９にスタックし、変位プリセット値ラッチ部３７は上限値Ｂ（＝１０）を保持し、パルス分配器３８から上限値１０（＝Ａ＝Ｂ）の移動量データがＡ相パルス信号（又はＢ相パルス信号）として出力される（分配周期Ｄ４）。この時、スタック部３９には、パルス値２がスタックされることになる。
【００４５】
移動量データＡが上限データＢより小さい場合であって、かつスタック部３９にスタック値がスタックされていない場合（Ａ＜Ｂ、スタック値＝０、図４のサンプリング周期Ｓ１、Ｓ３）、第１のプリセット値ラッチ部３２にラッチされた移動量データＡは、変位プリセット値ラッチ部３７に値Ａを送り、分配クロックのタイミングに合わせて、そのままの値つまりＡ（＜Ｂ）の移動量データがパルス分配器３８からＡ相パルス信号（又はＢ相パルス信号）として出力される（分配周期Ｄ１、Ｄ３）。
【００４６】
移動量データＡが上限データＢより小さい場合であって、かつスタック部３９にスタック値がスタックされている場合（Ａ＜Ｂ、スタック値＞０、図４のサンプリング周期Ｓ５、Ｓ７）、スタック値平均化演算部３５にてＢ−Ａの差ＳＴＡＣＫを取り、その差分のパルス値をスタック部３９のスタック値から取得し、プリセット値をＡ＋ＳＴＡＣＫ（最大値＝１０）として、変位プリセット値ラッチ部３７に値Ａを送り、分配クロックのタイミングに合わせて、移動量データがパルス分配器３８からＡ相パルス信号（又はＢ相パルス信号）として出力される（分配周期Ｄ５、Ｄ９）。
【００４７】
図４に示すサンプリング周期Ｓ５の場合、サンプリング値は９であるので、スタック値２の内の１を加算して分配値Ｄ５を１０として、パルス分配器３８から移動量データを出力する。この場合スタック部３９のスタック値は１に減る。
次いで、サンプリング周期Ｓ６の場合は、サンプリング値が１０であるため、分配値も１０のまま、分配周期Ｄ６に出力される。
サンプリング周期Ｓ７の場合、サンプリング値は９であるので、スタック値１の内１を加算して分配値を１０として、分配周期Ｄ７のタイミングでパルス分配器３８から移動量データを出力する。この場合スタック部３９のスタック値は０となる。
【００４８】
スタック量監視部４０は、スタック部３９にスタックされるスタック値を監視をするもので、たまりすぎたときは、規定速度をオーバーしていると判断して速度エラー信号を出力する。
【００４９】
【発明の効果】
本発明は、上記のような構成を有しているため、スケールを最高速近傍の一定速度の状態において移動させた場合に発生するサンプリング値のバラツキをある値以下に平均化することで、パルス分配と安定化させる変位量を表すパルス出力のバラツキを平均化できるので制御性が安定するとともに、スケールも速度エラーになりにくくなり、動作が安定するという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のリニヤスケールの１実施例を示すブロック図である。
【図２】Ａ／Ｂ相信号をデジタル化するときの一例を示す波形図である。
【図３】パターンデータから形成されたＡ，Ｂ相パルス信号の波形図である。
【図４】本発明のサンプリング周期毎のサンプリング値と分配値及びサンプリング値のスタック量の関係を示す図である。
【図５】本発明の平均化処理回路のブロック図である。
【図６】光学式スケールの説明図である。
【図７】光学的なモアレ縞の説明図である。
【図８】モアレ縞の移動を示す図である。
【図９】モアレ縞の変化と出力信号の波形図である。
【図１０】Ａ／Ｂ相信号の波形図である。
【図１１】リニヤスケール測長装置の概要を示すブロック図である。
【図１２】平衡変調器の一例を示す回路図である。
【図１３】変調信号の説明波形図である。
【図１４】位相変位を計数するタイミングを示す説明図である。
【図１５】従来例のサンプリング周期毎のサンプリング値と分配値の関係を示す図である。
【符号の説明】
１ ＬＥＤ、２ ガラススケール、３ インデックススケールのスリット、
４ 光電変換素子、１０ デジタル前処理回路、２０Ａ／Ｂ相信号処理部
３０ 平均化処理回路
Claims (2)
- 少なくとも長さ方向に等間隔で目盛られている刻線を有するメインスケールと、前記メインスケールに対して移動可能に配置され、前記刻線の１ピッチに対して正弦波状のＡ相信号、及びＢ相信号を発生する検出手段と、前記検出手段から出力されたＡ相信号、及びＢ相信号をスケールの分解能に対応する周期でサンプリングして、デジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段で変換された検出レべルに基づいて前記リニヤスケールの移動量に対応したサンプリング値としてのＡ相パルス信号、及びＢ相パルス信号を形成する信号処理手段を備え、
前記信号処理手段により形成された上記Ａ相パルス信号、及びＢ相パルス信号のパルス数を、設定された上限値と比較して上記サンプリング値を上限値を越えない値となるように平均化処理する平均化処理回路と、
上記平均化処理回路には、上記サンプリング値の設定された上限値を越えたパルス値を一時的にスタックするスタック手段と、上記スタック手段にスタックされたパルス値を上限を超えない分配値の分配タイミングに振り分ける加算手段とを備えているリニヤスケールの信号処理装置。 - リニアスケールの移動に伴って、刻線の１ピッチに対して正弦波状のＡ相信号、及びＢ相信号を発生する検出ステップと、前記検出ステップから出力されたＡ相信号、及びＢ相信号をスケールの分解能に対応する周期でサンプリングして、デジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換ステップと、前記Ａ／Ｄ変換ステップで変換された上記Ａ相信号、及びＢ相信号の検出レべルに基づいて前記リニヤスケールの移動量に対応したサンプリング値としてのＡ相パルス信号、及びＢ相パルス信号を形成する信号処理ステップと、前記信号処理ステップにより形成された上記Ａ相パルス信号、及びＢ相パルス信号のパルス数を、設定された上限値と比較して上記サンプリング値を上限値を越えない値となるように平均化処理する平均化処理ステップとを備え、
上記平均化処理ステップは、上記サンプリング値の設定された上限値を越えたパルス値を一時的にスタックするスタックステップと、上記スタックステップにおいてスタックされたパルス値を上限を超えない分配値の分配タイミングに振り分ける加算ステップを備えているリニヤスケールの信号処理方法。
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