JPS58157384A - 交流モ−タの駆動方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、誘導電動機等の交流モータのトルクを向上せ
しめる交流モータの駆動力式に関する。

直流をインバータ回路で交流に変換し、この交流で誘導
電動機を駆動する制御方式は可変周波数制御４１（ｖＦ
制御）或いは可変電圧可変周波制御（ＶＶＶＦＩＪ御）
として公知である。このうちＶＦ制ａはインバータ回路
の出力である１次周波数を速度指令に応じて変化する方
法であり、又ＶＶＶＦ制御は１次局波数の変化に比例し
て１次電圧の振幅をも変えて、出力トルクを一定にする
制御である。これら制御方式は、誘導電動機に印加する
電圧・電流を振幅嗜周波数の概念でとらえたものである
が平均値的な制御方式であるため、即応性のある木目の
細かい制御が不可症であったわそこで、このような欠点
を改善するため、最近パルス幅制御方式を用い、誘導電
動慢の固定子電流を瞬時値制御し、分巻直流機と似たト
ルク発生を行なうことができるよう々いわゆる”ベクト
ル制御方式”が開発され、実用に供されるようになった
。この誘導電動機のベクトル制御方式は１分巻直流機の
トルク発生原理を基本として、電定子電流を瞬時値制御
して分巻直流機と似たトルク発生を行なうものである。

即ち、分巻直流機のトルク発生メカニズムは主磁束真に
対し常に電機子電流Ｉａの起磁力が直交するように整流
子で電流の切替え動作を行なっており、発生トルクＴａ
は次式によって示さね、主磁束ｙが一定であれば該トル
クＴａは電機子電流Ｉａに比例する。

Ｔａ　＝　ｋ　−Ｉａ−ｌ　　　　　　　　　　（１１
上記の関係を誘導！１１１機に適用するために、ダは回
転子の磁束ベクトル占、Ｉａは２次電流ベクトル九に対
応させればよいととＫなる。従って。

誘導電動機を１分巻直流機のトルク発生と似た原理で駆
動するＶｃＶｉ、回転子の磁束ベクトル＾及び２次電流
ベクトルｔｔの相対関係を直交するように制御すわばよ
く、発生トルクＴａ　Ｉｄ、２次漏ねインダクタンスを
無視すると、次式によってＴａ　＝　ｋｌｌ　ｌ、　中
ｋＩ、　１ｍ　　　　　　　（２１（但し、１ｍは主磁
束で励磁電流Ｉ。Ｋよって生じる）表現される。

このため、固定子巻線に印加される固定子電流は、例え
ば２相誘導電動機で考えてみると、Ａ　−Ｂ軸を固定子
静止座標系、ｆｌを固定子電流（１次電流）、ｉｏを励
磁電流成分、ｉ、を２次電流、Ｉｌａ。

Ｉ、ｂを固定子電流ｉＩのＡ軸及びＢ軸成分で、Ａ相同
？子電流、Ｂ相固定子電流として、主磁束１１ｍが固定
子静止系に対して回転角ψ（角速度をωとすればψ＝ω
ｔ）で回転しているものとすわば、人相固定子電流Ｉ、
ａ、Ｂ相固定子電流Ｔ、ｂはそわぞれ次式によって表わ
せる。

１１ａ　＝　ＩＯ０）８９＋　　ｌ１ｓｉｎψ（３ｊｒ
、ｂ　＝：　ｌ６ｓｉｒ＋ψ＋Ｊ、ｃｏｓψ　　　　　
　　（４）即ち、ベクトル制御においては（３’＋、　
（４）式に示される人相及びＢ相固定子電流Ｔ１　ａ　
、　ＩＩ　ｂを発生して、これを固定子巻線（１次巻＠
）に印加し、誘導電動機を駆動する。そして、このよう
なベクトル制御方式においては負荷が増減すると、これ
に応じて２次電流工、のみを増減させ、励磁電流Ｉ０は
一定に維持しようと［７ている。

係る交流モータの駆動においては、速度指令信・弓と速
度フィードバックループがらの交流モータの尖速度信号
の差により電流指令の振幅を電流指令回路よシ得て、こ
の電流指令の振幅から各相の電流指令を相指令発生回路
より発生し、各相の電流指令と電流フィードバックルー
プがらの交流モータに笑際に印加される相電流との差電
流を差出力回路で得、増巾回路で１巾し、増巾出力で交
流モータを駆動している。この場合、各相の電流指令は
、各相に対応する正弦波信号の振幅を電流指令の振幅に
せしｄ）て発生されるもので、正弦波信郵と電流指令の
振巾の乗算によって作成される。

この様に作成される各相の電流指令は電流アンプを通し
て出力されるが、電流アンプＶＩ−け飽和特性があり、
当該正弦波信号の振幅が大きいと、電流アンプが飽和し
て、正弦波信号の形状が歪んでしまい、各相の電流指令
が正弦波である基本波成分以外の信号波成分を含んでし
まう。即ち、各相の電流指令には、高調波成分が含まれ
てしまう。この高調波成分は基本波成分と無関係に発生
するため、交流のモータのトルクに寄４せず、又高調波
成分が増加すると、交流モータへ印加される電圧が低下
してしまう。従って、一定文流入力電圧に対し、交流モ
ータのトルク対回転速度特性は第１図に示す様に、基本
波のみの特性ａに対し、高調波成分を含む場合の特性は
ｂの如く、トルクが低下し、外部負荷に対し不安定とな
る欠点があった。

従って、本発明の目的は、係る電流アンプの飽和が生じ
ない様に電流指令の振幅を制限して、トルクの低下を防
ぎ、外部負荷に対して安定な交流モータの駆動方式を提
供するにある。

以下、本発明を実施例により詳細に説明する。

＠２図は本発明に係る又流モータの駆動方式を実現する
回路ブロック図である。

図中、１０１け三相誘導電動機、１０２はロータリエン
コーダなどのパルスジェネレータで、回転速度に比例し
た周波数ｆｎを有し、互いにπ／２の位相差を有する第
１．第２のパルス列Ｐ、、Ｐ、を発生スル。同、パルス
ジェネレータ１０２としてはレゾルバを用いることがで
きるが、この場合レゾルバの出力波形はサイン波となる
のでパルス化回路が必要になる。１０３は周波数電圧変
換器（ＦＶ変換器）であり、パルスジェネレータ１０２
がら発生する第１．詑２のパルスＰ１．Ｐ、を微分１−
て前述の周波数ｆｎを４倍した周波数Ｆｎ　（角速度ω
ｎ）のパルス列Ｐｖを発生し、パルス列Ｐｖの周波数を
電圧値に変換して、実回転速度ｎに比例した電圧ＴＥＡ
を出力する。

１０４は図示しない速度指令回路から指令された速度指
令電圧Ｖ　ＯＭ　Ｄと実速度電圧ＴＥＡの差（以後速度
誤差という）　ＨＲを演算する演算回路、１０５は速度
誤差ＥＲを増幅して電機子を流の伽幅Ｉｓを出力する両
差アンプ、１ｏへ１０７，１０８は各々振幅制限回路、
制限値発生回路、加算回路で後述するものである。１０
９Ｕ、　１０９Ｖ、　１０？ＷＦｉ各々相電流発生回路
で、各々振幅ち；」限回路１０６で振幅制限し三相の指
令電流Ｉｕ、　Ｉｖ、　Ｉｗを出力するもの、１１ｏＵ
、　１１ｏＶ、　１１ｏＷはそれぞれ各相毎に設けられ
た演算回路であり、指令電流ｉｕ、　ｊｖ、　ｉｗと実
際回路、１１２Ｕ、　１１２Ｖ、　ｔ１２Ｗｄツレ（’
九〇相、■相及びＷ相の相電流ｆａｕ、　ｉａｖ、　ｌ
ａｗを検出する変流器、１１３Ｕ、　１１３Ｖ、　１１
ＭＷはそれぞれ各相毎に設けられ各相の電流差を増幅す
る電流アンプ、１１４はパルス幅変調回路、１１５はパ
ルスＩ１ｍｆ調回路の出力信号により制御されるインバ
ータ、１１６は三相交流電源、１１７は三相変流を直流
に１！ｋＲする公知の整流回路でダイオードｐ１１７ａ
及びコンデンサ１１７ｂを有している。パルス幅変調回
路１１４は第５図に示す如く鋸歯状波ＳＴＳを発生する
鋸歯状波発注回路５ＴＡＧと、比ＩＩＲ器００？！ＩＵ
、　ＣＯＭＶ。

ＣＯＭＷと、ノットゲートＮ　Ｏ’ｒ１〜ＮＯＴ、と、
ドライバＤＶ１〜ＤＶ、とからなシ、又インバータエＮ
Ｙは６個のパワートランシフタＱ、−Ｑ、とダイオード
Ｄ１〜Ｄ６を有している。パルス幅変調器ＰＷＭの各比
較器ＣＯＭＵ、　ＣＯＭＶ、　ＯＯＭＷ　Ｆｉ−’すれ
それｓｖｉ状波倍波信号８Ｔ８相交流信号ｉｕ、　ｉｖ
、　ｉｗの振幅を比較し、ｉｕ、　ｉｖ、　ｉｗがＳｒ
１の値よシ大きいときＫ”１°を、小さいときに°０”
をそれぞれ出力する。

従って、ｉｕについて着目すれば比較器ＣＯＭＵから第
４図に示す電流指令ｉｕｃが出力される。即ち、ｉｕ、
　ｉｖ、　ｉｗの振幅に応じてパルス幅変調された三相
の電流指令ｉｕｃ、　ｉｖｃ、　ｉｗｃが出力される。

そして、これら三相の電流指令ｉｕｃ、　ｉｖｃ、　ｉ
ｗｃけ、／　ｙ　）　ケ−）　ＮＯＴ＋　〜ＮＯＴ、、
　）”ライ／（ＤＶ、　〜ＤＶ、１介してインバータ駆
ｉｆ号ＳＱｔ〜８Ｑ、として出力され、インバータ１１
５に入力される。インバータ１１５に入力されたこれら
インバータ駆動信号ｓＱ＋〜５Ｑｓｔｄそねぞわパワー
トランジスタＱ、〜ものペースに入力され、該パワート
ランジスタＱ、〜Ｑ扇をオン／オフ制御して誘導電動機
１１に三相電流を供給する。

前述の振幅制限回路１０６．制限値発生回路１０７．加
算回路１０８は第５図回路図に示す様に、加算回路１０
８は３つの入力抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３と加算アンプ１０
８ａから成る一種のアナログ加算器であり、抵抗Ｒ１，
Ｒ２，Ｒ５を介し、第２図の各相の電流アンプ１１５Ｕ
、　１１３Ｖ、　１１３Ｗの出力ｉｕ、　ｉｖ、　ｉｗ
が入力され、加算アンプ１０８ａより（ｉｕ＋ｉｖ＋ｉ
ｗ）を出力するものである。加算アンプ１０８ａの出力
としては、館６図に示す様に各相の出力が正弦波である
基本波成分のみの場合（第６図（Ａ））には、零であり
、鯖６図（Ｂ）の様に飽和して正弦波が歪んで台形波状
となった場合には、第６図０の如く、零でなく、歪に対
応した電圧自とな９、交流モータの回転方向に応じて正
又は負の電圧値をとる。制限値発生回路１０７Ｆｉ、直
列に接続された一対の電流アンプ１０７ａ、　１０７ｂ
と各アンプ１０７ａ、　１０７ｂの出力端に接続された
正及び逆方向の一対のダイオードＤ５．Ｄ６゜Ｄ４．Ｄ
５で構成される。加算アンプ１０８ａの出力が正電圧（
モータの回転方向が正）であれば、電流アンプ１０７ｍ
の出力は負電圧、電流アンプ１０７ｂの出力は正電圧と
なシ、電流は電流アンプ１０７ｂ　−ダイオードＤ５の
ルートで振幅制限回路１０６に流出し、振幅制限回路１
０６からダイオードＤ３−電流アンプ１０７ａのルート
で戻ってくる。一方、加算アンプ１０８ｍの出力が負電
圧（モータの回転方向が負）であれば、電流アンプ１０
７ａの出力は正電圧、１魂アンプ１０７ｂの出力は負電
圧となり、電流は電流アンプ１０７ａ−ダイオードＤ６
のルートで振幅制限回路１０６に流出し、振幅制限回路
１０６からダイオードＤ４−電流アンプ１０７ｂのルー
トで戻ってくるものである。振幅制限回路１０．Ｉｓけ
、正電位源と負電位源間に４つの抵抗Ｒ５，Ｒ４゜Ｒ５
，Ｒ５が直列接続され、抵抗Ｒ４とＲ５の接続点は誤差
アンプ１０５のアンプ１０５ａに接続され、抵抗Ｒ３と
Ｒ４の接続点はダイオードＤ１を介しアンプ１０５！の
入力段に、抵抗Ｒ５とＲ６の接続点はダイオードＤ５を
介しアンプ１０５ａの入力段に接続される。即ち、振幅
制限回路１ｏ６Ｆｉリミッタ回路を構成し、上限値がダ
イオードＤ１に直列抵抗Ｒ３〜Ｒ，６によって与えられ
る分圧電圧で、下限値がダイオードＤ２に直列抵抗Ｒ３
〜Ｒ６によって与えられる分圧電圧で決められる。同、
１０５ｂは位相補償フィルタである。

次に、誘導電動機１０１がある速度で回転してぃゐとき
に速度指令が上昇した場合について第２図の動作を説明
する。

誘導電動機１０１を所望の回転速度Ｖｃで回転せナログ
値を有する速度指令電圧ＶＣＭＤが入力される。

一方、誘導電動機１０１は実速度Ｖａ（（Ｖｃ）で回転
しているから、パルスジェネレータ１０２．ＦＶ変換器
１０３より実速度Ｖａに比例した実速度電圧ＴＳＡが出
力され、この実速度電圧ＴＳＡは演算回路１０４の演算
端子に入力される。従って、演算回路１０４は指令速度
Ｖｃと実速度ＶａＯ差である速度誤差ＥＲを演算し、こ
れを誤差アンプ１０５に入力する。誤差アンプ１０５は
次式に示す比例積分演算を行なう。

同、（５）式の演算結果ｌ５Ｆｉ電機子電流の振幅に相
当する。即ち、負荷が変動し、あるいは速度指令が変化
すると速度誤差Ｅ　Ｒ（＝　Ｖｃ−Ｖａ　）が大きくな
り、これに応じて電機子電流振幅Ｉｓも大きくなる。Ｉ
ｓが大きくなわばより大きなトルクが発生し、このト宛
りによシミ動機の実速度が指令速度にもたらされる。

この電流指令の振幅Ｉｓは振幅制限回路ＩＣ１６を介し
、各相の相電流発生回路１０９Ｕ、　１０９Ｖ、　１０
９Ｗに入力され、各々振幅Ｉｓに正弦波−θ、５ｔｎ（
θ−Ｚπ）、−（θ−−π）を乗算し、三相のｗ、ａ指
令ｊｕ。

３ Ｉｖ、Ｉｗをそれぞれ出力する。

しかる後、三相電流指令ｉｕ、　ｊｖ、　ｊｗは演算回
路１１００．１１０Ｖ、　１１０Ｗにて実際の相電流ｆ
ａｕ、　Ｉａｖ。

Ｉａｗと差分がとられ、ついでその差分である三相交流
信号ｉｕ、　ｉｖ、　ｉｗは電流アンプ１１３Ｕ、　ｌ
ｉ！ＩＶ。

１１３Ｗにて増幅されてパルス幅変調回路１１４に入力
される。

パルス幅変調回路１１４では、前述した様に鋸歯状波信
号８Ｔ８と三相交流信号ｉｕ、　ｉｖ、　ｉｗの振幅を
比較し、パルス幅変調された三相の電流指令をインバー
タ１１５を構成する各パワートランジスタＱ１〜Ｑｓの
ベースに入力し、これら各パワートランジスタｃｂ−ｃ
ｈをオン／オフ制御し、誘導電動機１０１に三相電流を
供給する。

以後、同様な制御が行われて最終的に誘導電動機１０１
は指令速度で回転することになる。

この様な動作とともに、加算回路１０８には電流アンプ
１１３Ｕ、　１１５Ｖ、　１１３Ｗからの三相の出力電
流ｉｕ、　ｉｖ、　ｉｗが入力されているので、加算回
路１０８の加算アンプ１０８ａからは（ｉｕ＋ｉｖ＋ｉ
ｗ）の出力が発生している。三相の出力型ｆＮ、ｉｕ、
　ｉｖ、　ｉｗが基本波成分のみである場合には、／ｉ
ｕ＋ｉｖ＋ｉｗ）　＝　Ｏであシ、制限値発生回路１０
ス振幅制限回路１０６は動作せず、誤差アンプ１０５の
出力はそのまま相電流発生回路１ｏｑＵ、　１０９Ｖ、
　１ｏ９ＷＫ入力サレル。一方、前述の如く、三相の出
力電流ｉｕ、　ｉｖ、　ｉｗが歪んで台形波状となると
、加算アンプ１０８ａは交流モータの回転方向に応じ、
歪の程度に応じ正又は負の電圧値を持つ。加算アンプ１
０８ｍの出力が正であれば、電流アンプ１０７ａの出力
は負、電流アンプ１０７ｂの出力は正となるので、振幅
制限域、銘１（１６のダイオードＤ１の上限値が低下し
、従ってアンプ１０５ａの正の入力電圧が電流アンプ１
０７ａで発生される負電圧分だけ減少する。一方、加算
アンプ１０８ｂの出力が負であれば、電流アンプ１０７
ａの出力は正、電流アンプ１０７ｂの出力は負となるの
で。

振幅制限回路１０６のダイオードＤ２の下限値が上昇し
、アンプ１０５ａの負の入力電圧が電流アンプ１０７ａ
で発生される正電正分だけ増加する。この様にして、ア
ンプ１０５ａから出力される電流指令の振幅値Ｉｓが飽
和電圧以下に制限される。従って、稜段のアンプの飽和
が牛じないので、基本波成分のみの三相出力を交流モー
タへ与λることができる。

以上説明した様に、本発明によれば、電流指令の振幅か
ら各相の１！流指令を発生し２、実際に印加される相電
流との差によって交流モータを駆動する際に、各相の差
の゛電流の和によって高ｖ１４ｅ、成分を検出し、検出
さねた高調波成分によりて電流指令の撮暢を制限１２て
いるので、誤差が犬となって電流指令の振巾が太きくな
っても電流アンプが飽和しかい値に制限出来るので、各
相の電諌、指令は正弦波近似の形で与えられ、高調波成
分を含撞ない様にすることが出来る。このため、交流モ
ータへ印加される実効電圧が減少せず、トルクの低下も
生じないという優ねた効果を奏するものである。

向９本発明を一実施例により説明したが、本発の主旨に
従い種々の変形が可能であシ、これらを本発明の範囲か
ら排除するものではない。

【図面の簡単な説明】

第１ｒは本発明の解決すべき課題を説明する説明図、第
２図は本発明の一実施例ブロック図、第３図は第２図構
成の増巾部回路図、第４図は第３図回路図の動作説明図
、第５図は第２図構成の要部構成図、第６図は第５図構
成の動作説明図を示す。 図中、１０１・・・交流モータ（誘導電動機）、１０４
・・演算回路、１０５・・・誤差アンプ、１０６・・・
振幅制限回路、１０７・・・制限値発生回路、１０８・
・・加算回路、１０９Ｕ、　１ｏ９Ｖ、　１０９Ｗ・・
・相電流発生回路、１１ｏＵ。 １１ｏＶ、　１１ｏＷ・・・演算回路、　１１２Ｕ、　
１１２Ｖ、　１１２Ｗ・・・変流器。 特許出願人　富士通ファナック株式会社代理人　弁理士
　辻　　　實外２名 手続補正＠（自発） 昭和５８、年　６月　８日 特許庁長官　若　杉　和　夫　殿 ２拳発明の名称 交流モータの駆動装置 ３・補正をする者 事件との関係　　　特許　出　願人 住所　　東京都日野市旭が丘３丁目５番地１名称　　フ
ァナック株式会社 代表者　稲　葉　清右衛門 ４・代理人 住所　〒１０１東京都千代田区神田小川町３−１４５・
補正命令の日付　　　（自発） ６・補正の対象 明細書の「発明の名称Ｊの欄と「特許請求の範囲ｊの欄
と「発明の詳細な説明」の欄と「図面の簡単な説明Ｊの
欄、及び図面 ７◆補正の内容 （１）明細書の全文を別紙の通り補正する。 （２）第１図乃奎第６図を別紙の通り訂正する。 （３）第７図乃至第９図を別紙の通り補充する。 明　　　　細　　　　書 １、発明の名称 交流モータの駆動装置 ２、特許請求の範囲 指令の振幅を出力する回路と、該電流指令の振幅りに与
えられる多相の実際の相電流を検出する電動するインバ
ータと、前記多相交流信号の和を求め、該和の値が零以
外のとき前記電流指令の振幅を制限する回路とを含み、
電流指令の振幅を前記多相交流信号の不平衡状態の度合
に応じて制限し、圧平衡状態に保持する交流モータの駆
動装置。 （２）　　身」席盗債−号９木−全２贋やニー尊−則９
嘩卆零以外ｑ互ｌ−煎一勲一！−陣榊令−９−奔！（−
１斗ｔＡ−畔は・専一リ紅、二帆華」（８／郵四り碕シ
ビ、−１（雫」吸色興蜂−とを有することを特徴とする
特許請求の範囲＊　（１１項記載の交流モータの駆動装
置。 ３発明の詳細な説明 （産業上の利用分野） 本発明は、誘導電動機、同期電動機、等の交流モータの
トルクを向上せしめる交流モータの駆動装置に関する。 （従来技術） 直流をインバータ回路で交流に変換し、この交流でたと
えば誘導電動機を駆動する制御装置は可変周波教訓＃（
ＶＦ制御）或いは可変電圧可変周波制御（ＶＶＶＦ制御
）として公知である。′このうちＶＦ制御はインバータ
回路の出力である１次周波数を速度指令に応じて変化す
る方法であり、又ＶＶＶＦ制御は１次周波数の変化に比
例して１次電圧の振幅をも変えて、出力トルクを一定に
する方法である。これら制御装置は、誘導電動機に印加
する電圧　電流を振幅・周波数の概念でとらえたもので
あるが、平均値的な制御装置であるため、即＋５性のあ
る木目の細かい制御が不可能であった。 そこで、このような欠点を改善するため、歳近パルス幅
制御装置を用い、誘導電動機の固定子電流を瞬時値制御
し、分巻直流様と似たトルク発生を行なうことができる
ようないわゆる”ベクトル制御装＃”が開発され、実用
に供されるようになった。この誘導電動機のぺ′クトル
制御装置に、分巻直流機のトルク発生原理を基本として
、固定子電流を瞬時値制御して分巻直流機と似たトルク
発生を行なうものである。 即ち、分巻直流機のトルク発生メカニズムは主磁束φに
対し常に電機子電流Ｉａの起磁力が直交するように整流
子で電流の切替え動作を行なっており、発生トルクＴａ
は次式によって示され、主磁束φが一定であれば該トル
クＴａは電機子電流Ｉａに比例する。 Ｔａ−ｋｌａ−φ　　　　　　　　　（１）−ヒ記の関
係を誘導電動機に適用するために、φは回転子の磁束ベ
クトルφ２＋Ｉａは２次電流ベクトルＩ２に対応させれ
ばよいことになる。従って、誘導電動機を、分巻直流機
のトルク゛′発生と似た原理で駆動するには、回転子の
磁束ベクトル↓２及び２次電流ベクトル１２の相対関係
を直交するように制御すればよく、発生トルクＴａは、
２次漏れインダクタンスを無視すると、次式によって Ｔａ＝ｋＩ２φｚ中ｋｆ、、φｍ（２）（但し、φｍは
主磁束で励磁電流■ｏによって生じる）表現される。 このため、固定子巻線に印加される固定子電流は、例え
ば２相誘導電動機で考えてみると、八−Ｂ軸を固定子静
上座標系、ｉ・を固定子電流（１次電流）、Ｉｏを励磁
電流成分、■２を２次電流、ｌｌａ、　Ｉ、ｂを固定子
電流ｉｌのＡ軸及びＢ軸成分で、人相固定子電流、Ｂ相
固定子電流として、主磁束−ｍが固定子静止系に対して
回転角ψ（角速鎚をωとすればψ−ωｔ）で回転してい
るものとすれば、人相固定子　　　□電流１１ａ、　Ｂ
相固定子電流１１ｂはそれぞれ次式によって表わせる。 １１ａ　＝　ｌｏ（２）ψ−１．虐ψ　　　　　　　　
（３）Ｉ、ｂ　＝　ｌＯ蜘ψ＋Ｉ２閏ψ　　　　　　　
　　（４）即ち、ベクトル制御においては、（３）、　
（４）弐に示される人相固定子電流及びＢ相固定子電流
１１ａ、　ＩＩｂを発生して、これを固定子巻線（１次
巻線）Ｋ印加し、誘導電動機を駆動する。そして、この
ようなベクトル制御装置においては負荷が増減すると、
これに応じて２次電流Ｉ！のみを増減させ、励磁電流■
ｏは一定に維持しようとしている。 係る交流モータの駆動においては、速度指令信号と速度
フィードバラフルーグがらの交流モータの実速度信号の
差により電流指令の振幅を電流指令回路より得て、この
電流指令の振幅から各相の電流指令を相指令発生回路よ
り発生し、各相の電流指令と電流フィードバラフルーグ
がらの交流モータに実際に印加される相電流との差電流
を差出力回路で得、増巾回路で増巾し、増巾出力で交流
モータを駆動している。この場合、各相の電流指令は、
各相に対応する正弦波信号の振幅を電流指令の振幅とし
て発生されるもので、正弦波信号と電流指令の振巾の乗
算によって作成される。この様に作成される各相の電流
指令は電流アンプを通して出力される。 （従来技術の問題点） しかし、電流アンプには飽和特性があり、当該正弦波信
号の振幅が大きいと、電流アンプが飽和して、正弦波信
号の形状が歪んでしまい、各相の電流指令が、正弦波で
ある基本波成分以外の信号波成分を含んでしまう。即ち
、各相の電流指令には、高調波成分が含まれてしまう。 この高調波成分は基本波成分と無関係に一生するため、
交流のモータのトルクに寄与せず、又高調波成分が増加
すると、交流モータへ印加される電圧が低下してしまう
。従って、一定文流入力電圧に対する交流モータのトル
ク対回転速度特性は第１図に示す様になる。即ち、基本
波のみの特性−ａに対し、高調波成分を含む場合の特性
はｂの如くなり、トルクが低下し、外部負荷に対し不安
定となる欠点があった０ （発明の目的） 本発明の目的は、交流モータに印加する多相交流電流に
不平衡を生じないようにする交流モータの駆動装置を提
供することにある。 本発明の他の目的は、交流モータの電流指令系に含まれ
る電流アンプの飽和を防ぐことができるような交流モー
タの駆動装置を提供することにある。 本発明のもう１つ他の目的は、前記電流アンプの飽和が
生じないように電流指令の振幅を制限し゛Ｃトルクの低
下を防ぎ、外部負荷に対して安定な交流モータの駆動装
置を提供することにある。 （発明の概要） 本発明は、速度指令電圧と実速度電圧との差から電流指
令の振幅を出力する回路と、該電流指令の振幅から多相
の指令電流を発生する回路と、交流七−夕に与えられる
多相の実際の相電流を検出する電流検出回路と、多相の
指令電流と電流検出回路から検出された多相の実際の相
電流との差電流を出力する演算回路と、該演算回路の出
力を増幅する電流アンプと、該電流アンプから得られた
多相交流信号により駆動されるパルス幅変調回路と、該
パルス幅変調回路により制御され交流モータを駆動する
インバータと、前記多相交流信号の和を求め、該和の値
が零以外のとき前記電流指令の振幅を制限する回路とを
含み、電流指令の振幅を前記多相交流信号の不平衡状態
の度合に応じて制限し、交流モータに印卯される多相の
実際の相電流を常に平衡状態に保持する交流モータの駆
動装置である。 （実施例） 本発明をより詳細に説述するために、以Ｆ１発明の実施
例を図面に従って説明する。 第２図は本発明に係る交流モータの駆動装置を実現する
回路ブロック図で、誘導電動機に適用した例である。 図中１０１は三相誘導電動機、１０２はレゾルバなどの
パルスジェネレータで回転速度に比例しな互いに９０″
位相のづれた２つの正弦波信号Ｐａ、Ｐｂを発生する。 １０５は４倍回路であり、正弦波信号Ｐａ。 ｐｂをパルス列に変換すると共にその周波数１倍する。 又、この４倍回路１０口は２相の正弦波信号Ｐａ。 ｐｂの位相を監視し、回転方向信号ＲＤＳを出力すると
共に正転している場合には＠ｔ■に４倍の周波数の正転
パルスＰｎを逆転している場合には線ｔ２に４倍の鴫波
数の逆転パルスＰｒをそれぞれ出力する。 １０４は正転又は逆転パルスＰｎ、　Ｐｒの周波数を電
圧に変換する周波数電圧変換器（Ｆ／Ｖ変換器という）
、１０５は図示しない速度指令回路から指令される速度
指令電圧ＶＣＭＤと実速度電圧ＴＥＡの差ＥＲ（以後速
度偏差という）を演算する演算回路、１０６は速度偏差
ＥＲを比例積分する比例積分回路、１゛０７は速度偏差
１を絶対値化する絶対値回路　１０８は電圧周波数変換
！　（Ｖ／Ｆ変換器といり）であり、ＥＲＱ大きさに比
例した周波数のパルス列Ｐｅを出力するっ１０９ハマイ
クロコンピユータであり、処理装置１０９ａと、コント
ロールプログラムメモリー０９ｂと、データメモリ１０
９Ｃを有している。データメモリー０９Ｃはトルク対娠
幅特性＜　Ｔ　−Ｉｔ特性）、回転角対正弦値特性（サ
インパターン）などをディジタル的に関数アーグルとし
て記憶している。処理装置１０９ａはコントロールプロ
グラムの％ｉｌＪ御によりＶ／Ｆ変換器１０８から発生
するパルス列Ｐｅを所定時間計数し、該計数値ＮとＴ　
−Ｉ、特性を用いてディジタルの電流振幅！１を出力す
る。即ち、計数値Ｎをトルク指令とみなし、Ｔ　　Ｉｓ
特性から■１を求め出力する。 同、処理装置１０９ａは誘導電動機１０１の回転速度に
比例した角周波数ωｎを有するパルス列Ｐｎ又はＰｒ。 一定の位相差ψなどを用いて 一＋ｎ（ωｎｔ＋ωｓｔ十ψ）（５） ｓｈ＋　（ωｎｔ＋ωｓｔ＋ψ＋２π／３）　　　　　
　　　　　（６）−（ωｎｔ＋ωｓｔ＋９）＋４に／３
）　　　　　　　　　　　を力金ディジタルで出力する
。同、ωＳはすべり角周波数、ψは位相差である。ｉ　
１０．１１１．１１２．は（１１−Ｉｔ　−５ｆｎ　（
ωｎｔ＋ωｓｔ十ψ）（８）Ｉｖ−Ｉヒ＊　（ωｎ　ｔ
＋ωｓ　ｔ　＋ｃｐ＋２ｘ１５　）　　　　　　　　（
９１１ｗ、、１１−７　（ωｎｔ＋ωｓｔ＋９）＋４ｆ
／３）　　　　　　　　Ｑ（１を求め、これをアナログ
に変換し、Ｕ相及びＶ相のアナログ電流指令ｉｕ、　ｉ
ｖを出力する乗算型ＤＡ変換器、１１３．１１４．１１
５は各々振幅制限回路、制限値発生回路、加算回路で後
述するものである。 １１６０．１１６Ｖ、　１１６ｗｔ！−ｔレーｔ’し各
相毎Ｋｆｆｆｆられた演算回路であり、指令型ａＩｕ、
　ｉｖ、　ｉｗと実際の相電流１ａｕ＋　ｉａｖ、　ｊ
ａｗの電流差を演算する演算回路、１１７Ｕ、　１１７
Ｖ、　１１７ＷはそれぞれＵ相、■相及びＷ相の実際の
相電流ｊａｕ、　ｉａｖ、　ｊａｗを検出する変流器、
１１８Ｕ、　１１８Ｖ、　１１８Ｗはそれぞれ各相毎に
設けられ各相の電流差を増幅する電流アンプ、１１９は
パルス幅変調回路、１２０はパルス幅変調回路の出力信
号により制御されるインバータ、１１６は三相交流電源
、１２２は三相交流を直流に整流する公知のＩＩ直流路
でダイオード群１２２ａ及びコンデンサ１２２ｂを有し
ている。パルス幅変調回路１１９は第６図に示す如く鋸
歯状波ＳＴ８を発生する鋸歯状波発生回路８ＴＳＧ　ト
、比較器ＣＯＭＵ、　ＣＯＭＶ、ＣＯＭＷと、／　ソ）
　’ｙ’　　）　Ｎ０ＴＩ　〜Ｎ０Ｔ３ト、ドライバＤ
ｖ１〜ＤＶ、とからなり、又インバータＩＮＶは６個の
パワートランジスタＱ１〜Ｑ６とダイオードＤ１〜Ｄ６
を有している。パルス暢変−器ＰＷＭの各比較器ＣＯＭ
ＬＪ。 ＣＯＭＶ、ＣＯＭＷはそれぞれ鋸歯状波信号８ＴＳと三
相交流信号ｉｕ、　ｉｖ、　ｉｗの嶽幅を比較し、ｉｕ
、　ｉｖ、　ｉｗが８ＴＳの値より大きいときに”１″
を、小さいときに０”をそれぞれ出力する。従って、ｉ
ｕについて着目すれば比較器ＣＯＭＵから第４図に示す
電流指令ｉｕｃが出力される。即ち、ｉｕ、　ｉｖ、　
ｉｗの振幅に応じてパルス幅変調された三相の電流指令
ｉｕｃ、　ｉｖｃ。 ｉｗｃが出力される。そして、これら三相の電流指令ｉ
ｕｃ、　ｉｖｃ、　ｉｗｃは、ノットゲートＮＯＴ、〜
Ｎ０Ｔｓ　、ドライバＤＶｌ−ＤＶ６を介してインバー
タ駆動信号８Ｑ＋〜ＳＱｓとして出力され、・インバー
タ１１５に人力される。インバータ１１５に入力された
これらインバータ駆動信号ＳＱ１〜ＳＱｅはそれぞれパ
ワートランジスタＱ１〜Ｑ６のべ〜スに人カニ百れ、該
パワートランジスタＣＪ＋−Ｑａをオン／ナノ制御して
誘導電動機１０１に三相電流を供給する。 前述の振幅制限回路１１６．制限値発生回路１０７゜ｊ
ｘｒ　ｊ１回路１１５は、第５図の回路図に示されてい
るっ加算回路１１５は３つの人力抵抗Ｒ１，Ｒ２＋　Ｒ
ｓと加算アップ１１６ａから成る一種のアナログ加算器
であり、抵抗Ｒ，，Ｒ１，Ｒ３を介し、第２図の各相の
電流ア／プ１１８Ｕ、　１１８Ｖ、　１１８Ｗの出力で
ある三相交流信号ｉｕ、　ｉｖ、　ｉｗが人力され、加
算アンプ１１５ａより（ｉｕ十ｉｖ＋　ｉｗ）を出力す
るものである。加算アンプ１１５ａの出力としては、第
６図に示す様に各相の出力が正弦波である基本波成分の
みの場合（第６図（Ａ））には、零であり、第６図（ロ
）の様に飽和して正弦波が歪んで台形波状となった場合
には、第６図（Ｑの如く、零でなく、歪に対応した電圧
ｅ１となり、交流モータの回転方向に応じて正又は負の
電圧値をとる。制限値発生回路１１４は、直列に接続さ
れた一対の電流アンプ１１４ａ、１１４ｂと、各アンプ
１１４ａ。 １１４ｂの出力端に接続された正及び逆方向の一対のダ
イオードＤ３．　Ｄ、、　Ｄ、、　Ｄ５で構成される。 加算アンプ１１５ａの出力が正電圧（モ□−夕の回転方
向が正）であれば、電流アンプ１１４ａの出力は負電圧
、電流アンプ１１４ｂの出力は正電圧となり、電流は電
流アンプ１１４ｂ−ダイオードＤ５のルートで振幅制限
回路１０６に流出し、振幅制限回路１１３からダイオー
ドＤ３−電流アンプ１１４ａのルートで戻ってくる。一
方、加算アンプ１１５ａの出力が負電圧（モータの回転
方向が負）であれば、を流アンプ１１４ａの出力は正電
圧、電流アンプ１１４ｂの出力は負１！ＬＦＦ。 となり、電流は電流アンプ１１４ａ−ダイオードＤ６の
ルートで振幅制限回路１１６に流出し、振幅制限回路１
１６からダイオードＤ４−電流アンプ１１４ｂのルート
で戻ってくるものである。振幅制限回路１１９寸、処理
装置１０９ａから出力さｆるディジタルの電＠振をＤＡ
変換する１）Ａ変換器１１５ａと誤差増幅器１１３ｂと
、ダイオードＤＩｙ　Ｄ２１及び抵抗群Ｒ３〜Ｒ６を有
している。 そして正電位源と負成位源間−に抵抗Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５
，Ｒ。 が直列接続され、抵抗Ｒ４とＲ５の接続点はアンプ１１
５ｂの出力に接続され、抵抗Ｒ３とＲ４の接続点はダイ
オードＤＩを介しアンプ゛１１５ａの入力段に、抵抗Ｒ
５とＲ６の接続点はダイオードＤ５を介しアンプ１１３
ａの入力段に接続される。即ち、振幅制限回路１１６は
リミッタ回路を構成し、−上限値がダイオードＤ、に直
列抵抗）髪３〜Ｒ６によって与えられる分圧電圧で、下
限値がダイオードＤ２に直列抵抗Ｒ３〜Ｒ，ｌこよって
与えられる分圧電圧で決められる。 次に、誘導電動機１０１がある速度で回転しているとき
に速度指令が上昇した場合について第２図の動作を説明
する。 誘導電動機１０１を所望の回転速度Ｖｃで回転せしめる
べく、演算回路１０５の加算端子に所定のアナログ値を
有する速度指令電圧ＶＣＭＤが入力される。 一方、誘導電動機１０１は実速度Ｖａ（＜Ｖｃ）で回転
しているから、パルスジェネレータ１［＋２．ＦＶ変換
器１０３より実速度Ｖａに比例した実速度電圧ＴＥＡが
出力され、この実速度電圧ＴＳＡは演算回路１０５の演
算端子に入力される。従って、演算回路１０５は指令速
度Ｖｃと実速度Ｖａの差である速度誤差ＥＲを演算し、
これを誤差アンプ１０６に入力する。誤差アンプ１０６
は次式に示す比例積分演算を行なう。 誤差アンプの出力蝶絶対値珂路１０７により、絶対値化
され、Ｆ／Ｖ変換器１０８により誤差ＢＲ’に応じた周
波数のパルスＰｅを出力する。コンピュータ１０９はパ
ルス列Ｐｅと、４倍回路から出力されるパルス列Ｐｎ、
　Ｐｒを用いて電流指令１１を発生すると共に、（５）
　’、　（６）　、　（７）式を用いて６φへ正位波信
号を出力する。 しかる後、電流指令の振幅Ｉｓは振幅制限回路１０６を
介し、各相の相電流発生回路１１０，１１１．１１２に
入力され、各々電流指令の振幅ｉｌに正弦波ｓｔｎ　ｄ
　、由（θ＋Ｌπ）、　ｓｉｎ　（θ十土π）を乗算し
、三相の指令３ 電流Ｉｕ、　Ｉｖ、　Ｉｗをそれぞれ出力する。 しかる後、三相指令電流Ｉｕ、　Ｉｖ、　Ｉｗは演算回
路１１６Ｕ、　１１６Ｖ、　１１６Ｗにて実際の相電流
Ｉａｕ、　Ｉａｖ、　Ｉａｗと差分がとられ、ついでそ
の差分である三相交流信号ｉｕ、　ｉｖ、　ｉｗは電流
７７プ１１８Ｕ、　１１８Ｖ、　１１８Ｗにて増幅され
てパルス幅変調回路１１９に入力される。 パルス幅変調回路１１９では、前述した様に鋸歯状波信
号８Ｔ８と三相交流信号ｉｕ、　ｉｖ、　ｉｗの振幅を
比較し、パルス幅変調された三相の電流指令をインバー
タ１２０を構成する各パワートランジスタＱ＋〜Ｑ６の
ベースに入力し、これら各パワートランジスタＱ１〜Ｑ
６をオン／オフ制御し、誘導電動機１０１に三相電流を
供給する。 以後、同様な制御が行われて最終的に誘導電動機１０１
は指令速度で回転することＫなる。 この様な動作とともに、加算回路１１５には電流アンプ
１１８Ｕ、　１１８Ｖ、　１１８Ｗからの三相の交流信
号ｉｕ、　ｉｖ、　ｉｗが入力されているので、加算回
路１０８の加算アンプ１１５ａからは（ｉｕ＋　ｉｖ＋
　ｉｗ）の出力が発生している。三相の交流信号ｉｕ、
　ｉｖ、　ｉｗが基本波成分のみである場合には、（ｉ
ｕ＋ｉｖ＋ｉｗ）　＝　ｏであり、制限値発生回路１１
４振幅制限回路１１３は動作せず、電流振幅工１は誤差
アンプ１１６ｂを介してそのまま相電流発生回路１１０
．１１１．１１２　ＩＣ’入力される。 一方、前述の如く、三相の交流信号ｉｕ、　ｉｖ、　ｉ
ｗが歪んで台形波状となると、加算アンプ１１５ａは交
流モータの回転方向に応じ、歪の程度に応じ正又は負の
電圧値を持つ。加算アンプ１１５ａの出力が正であれば
、電流゛アップ１１４ａの出力は負、電流アンプ１１４
ｂの出力は正となるので、振幅制限回路１０６のダイオ
ードＤ１の上限値が低下し、従ってアンプ１１３ｂの正
の入力電圧が電流アンプ１１４ａで発生される負電圧分
だけ減少する。一方、加算アンプ１１５ａの出力が負で
あれば、電流アンプ１１４ａの出力は旧、電流アンプ°
１１４ｂの出力は負となるので、振幅制限回路１１６の
ダイオードＤ２の下限値が上昇し、アンプ１１５１）の
負の入力端子が１！ｙ！−７ンプ１１４ａで発生される
正電正分だけ増加する。 この様にして、アンプ１１５：）から出力される電流指
令の振幅りが飽和電圧以下に制限される。従って、後段
のアンプの飽和が生じないので、基本波成分のみの三相
出力を交流モータへ与えることができる。 第７図は本発明を同期帯電動機に適用した例である。尚
、第２図と同一部分には同一符号を付している。 図中、２０１は回転界磁形の同期電動機、２０２は同期
電動機のシャフトに連結されたレゾルバであり、同期電
動機の界磁極の位置を検出する。このレゾルバは第８図
に示すように回転子２０２ａと、回転子巻線２０２ｂと
、互いに９０°の位相をもって配設された２つの固定子
巻線２０２ｃ、　２０２ｄと、ｔｈＷｔの搬送波を発生
する搬送波発生回路２０２ｅを有している。今、回転子
２０２ａが角度θの位置にあるものとすれば、固定子巻
線２０２Ｃ，２０２ｄからそれぞれ次式に示す電圧が ｅｌ　−ｄｎ　ａ　・＊　Ｗ！　　　　　　　　　　　
Ｑ３ｅｂ町ｇＬｇｋＩｗｔ　　　　　　　　　　Ｑ３出
力される。即ち、レゾルバ２０２から同期電動機２０１
の界磁極の位置＃に応じたティン波電圧ｅａ及びコサイ
ン波電圧ｅｂが出力される。２０５は同期整流回路であ
り、サイン波電圧ｅａ、コサイン波電圧ｅｂをそれぞれ
同期整流して蜘θ、■θを出力する。 ２０４ａは４倍回路であり、正弦波信号ｅｘ、　ｅｂを
パ↓ ルス列に変換すると共にその周波数４倍する。又、この
４倍回路２０４ａは２相の正弦波信号ｅａ、　ｅｂの位
相を監視し、正転している場合には線１ＩＫ４倍の周波
数の正転パルスＰｎを、逆転している場合には線ｔ２に
４倍の周波数の逆転パルスＰγをそれぞれ出力する。２
０４ｂは正転又は逆転パルスＰｎ、　ｐｒの周波数を電
圧に変換する周波数電圧変換器（Ｆ／Ｖ変換器という）
　、２０５は図示しない速度指令回路から指令された速
度指令電圧ＶＣＭＤと実速度電圧ＴＥＡの差（以後速度
誤差という）ＢＲを演算する演算回路、２０６は速度誤
差ＥＲを増幅して電機子電流の振幅Ｉｓを出力する誤差
アンプ、２０７，２０８は乗算回路で、誤差アンプ出力
と同期整流回路２０５の出力則θ、ｇｔｎθとを乗算し
２相の電流指令１１ａ（−Ｉｓ−虐θ）、　１１ｂ（＝
Ｉｓ−房θ）をそれぞれ出力する。 ２０９は２相信号を６相に変換する２相−５相変換回路
である。 次に９、同期電動機２０１がある速度で回転してい同期
電動機２０１を所望の回転速度Ｖｃで回転せしめるべく
、演算回路２０５の加算端子に所定のアナログ値を有す
る速度指令電圧ＶＣＭＤが入力される。 一方、同期電動機２０１は実速度Ｖａ　（＜Ｖｃ）で回
転しているから、パルスジェネレータ２０２．Ｆ　Ｖ変
換器２０４ｂより実速度Ｖａに比例した実速度電圧ＴＳ
Ａが出力され、この実速度電圧ＴＳＡは演算回路２０５
の演算端子に入力される。従って、演算回路２０５は　
　□指令速度Ｖｃと実速ｉＶａの差である速度誤差ＥＲ
を演算し、これを誤差アンプ２０６に入力する。誤差ア
ンプ２０６は次式に示す比例積分演算を行なう。 尚、０式の演算結果Ｉｓは電機子電流の振幅に相当する
電流指令の振幅でおる。即ち、負荷が変動し、あるいは
速度指令が変化すると速度誤差ＥＲ（−Ｖｃ−Ｖａ）が
大きくなり、これに応じて電流指令の振幅Ｉｓも大きく
なる。このＩｓが大きく表れはよね大きなトルクが発生
し、このトルクによシミ動機の実速度が指令速度にもた
らされる。 この電流指令の振幅Ｉｓは振幅制限回路１１５を介し、
乗算回路２０７．２０８に入力され、各々電流指令の振
幅Ｉｓに正弦波虐θ、邸θを乗算し、二相の指令電流１
１ａ＋　ＩＩｂをそれぞれ出力する。２相の電流指令は
２相−６相変換器２０９に入力され、゛ここで６相の指
令電流Ｉｕ、　Ｉｖ、　Ｉｗに変換される。 しかる後、三相指令電流Ｉｕ、　ｉｖ、　Ｉｗは演算回
路ＩＬ６Ｕ、　１１６Ｖ、　１１６Ｗにて実際の相電流
１ａｕ、　Ｉａｖ。 Ｊａｗと差分がとられ、ついでその差分である三相交流
信号ｉｕ、　ｉｖ、　ｉｗは電流アンプ１１８０．１１
８Ｖ。 １１８Ｗにて増幅されて・くルス幅変調回路１１９に入
力される。 パルス幅変調回路１１９では、前述したと同様に動作状
波信号ＳＴＳと三相交流信号ｉｕ、　ｉｖ、　ｉｗの振
幅を比較し、パルス幅変調され九三相の電流指令をイン
バータ１２０を構成する各ノ（ワートランジスタＱ１〜
Ｑ６のベースに入力し、これら各）くワートランジスタ
Ｑ１〜Ｑ６をオン／オフ制御し、同期電動機２０１に三
相電流を供給する。 以後、同様な制御が行われて最終的に同期電動機２０１
は指令速度で回転することになる０この様な動作ととも
に、加算回路１１５には電流の加算アンプ１１５ａから
は（ｉｕ＋　ｉｖ＋　ｉｗ）の出力が発生している。三
相の交流信号ｉｕ、　ｉｖ、　ｉｗが基本波成分のみで
ある場合には、／ｉｕ＋ｒｖ＋ｉｗ）＝Ｏであり、制限
値発生回路１１４、振幅制限回路１１６′は動作せず、
誤差アンプ２０６の出力はそのまま乗算回路２０７゜２
０８に入力される。一方、前述の如く、三相の交波信号
ｉｕ、　ｉｖ、　ｉｗが歪んで台形波状となると、加算
アップ１１５ａは交流モータの回転方向に応じ、歪の程
度に応じ正又は負の電圧値を持つ。加算アンプ１１５ａ
の出力が正であれば、電流アンプ１１４ａの出力は負、
電流アンプ１１４ｂの出力は正となるので、振幅制限回
路１１５のダイオードＤ１の上限値が低下し、従ってア
ンプ２０６ａの正の入力電圧が電流アップ１１４ａで発
生される負電圧分だけ減少する。一方、加算アンプ１１
５ａの出力が負であれば、電流アンプ１１４ａの出力は
正、電流アンプ１１４ｂの出力は負となるので、振幅制
限回路１１３′のダイオードＤ２の下限値が上昇し、ア
ンプ２０６ａの負の入力電圧が電流アップ１１４ａで発
生される正電正分だけ増加する。この様にして、アンプ
２０６ａから出力される電流指令の振幅Ｉｓが飽和電圧
以下に制限される。従って、後段のアンプの飽和が生じ
ないので、基本波成分のみの三相出力を交流モータへ与
えることができる。 （発明の効果） 以上説明した様に、本発明によれば、電流指令の振幅か
ら各相の電流指令を発生し、実際に印加される相電流と
の差によって交流モータを駆動する際に１各相の差の１
を流の和によって高調波成分を検出し、検出された高調
波成分によって電流指令の振幅を制限しているので、誤
差が大となって電流指令の振巾が犬きくなっても電流ア
ップが飽和しない値に制限出来るので、各相の電流指令
は正弦波近似の形で与えられ、高調波成分を含まない様
にすることが出来る。このため、交流モータへ印加され
る実効電圧が減少せず、トルクの低下も生じないという
優れた効果を奏するものである。 伺、本発明を一実施例により説明したが、本発明：は上
述の実施例に限定されることなく、本発明の主旨に従い
種々の変形が可能であり、これらを本発明の範四から排
除するものではない。 ４、図面の簡単な説明 第１図は本発明の解決すべき課題を説明する説明図、第
２図は本発明の一実施例ブロック図、第３図は第２図構
成の増巾部回路図、第４図は第５図回路図の動作説明図
、第５図は第２図構成の要部構成図、第６図は第５図構
成の動作説明図、第７図は同期電動機に適用した実施例
説明図、第８１１３・・・振幅制限回路、１１４・・・
電流アンプ、１１５・・・加算回路、ｊ１６Ｕ、Ｖ、Ｗ
・・・演算回路、１１７Ｕ、Ｖ、Ｗ・・・変流器、１１
８Ｕ、Ｖ、Ｗ・・・電流アンプ、１１９・・・パルス幅
変調回路、２０１・・・同期電動機、２０２・・・レゾ
ルバ、２０５・・・演算回路、２０６・・・誤差アンプ
、２０７゜２０８・・・乗算回路、２０９・・・２相−
３相変換回路、１２０・・・インバータ。 特許出願人　ファナック株式会社 代理人　弁理士　辻　　　　　實 外１名 第６図　　　第１図 第５図 第　３　図 ３φ 第４図 ｕｃ −し鳴 でぐ 第８図 第９図

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）電流指令の振幅から各相の電流指令を発生する回
   路と、交流モータに与えられる各相の電流を検出する電
   流検出回路と、各相の電流指令と該各相の検出電流との
   差電流を出力する差出力回路と、該各相の差電流を増巾
   する増巾回路とを含み、該増巾回路の出力によって該交
   流モータを駆動する方式において、該電流指令発生回路
   は該各相の差電流の和によって高調波成分を検出して、
   該検出された高調波成分によって該電流指令の振幅を制
   限することを特徴とする交流モータの駆動方式。
2. （２）前記電流指令発生回路は、速度指令信号と前記交
   流モータの実速度信号とから前記電流指令の振幅を発生
   することを特徴とする特許請求の範囲第（１）項記載の
   交流モータの駆動方式。